JPH0644400B2 - サンプルホールド回路 - Google Patents
サンプルホールド回路Info
- Publication number
- JPH0644400B2 JPH0644400B2 JP60185939A JP18593985A JPH0644400B2 JP H0644400 B2 JPH0644400 B2 JP H0644400B2 JP 60185939 A JP60185939 A JP 60185939A JP 18593985 A JP18593985 A JP 18593985A JP H0644400 B2 JPH0644400 B2 JP H0644400B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- inverting
- amplifying means
- sample
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
- G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C27/00—Electric analogue stores, e.g. for storing instantaneous values
- G11C27/02—Sample-and-hold arrangements
- G11C27/024—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element
- G11C27/026—Sample-and-hold arrangements using a capacitive memory element associated with an amplifier
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Mechanical Treatment Of Semiconductor (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はオフセツト電圧相殺機能を有している電子式の
サンプルホールド回路に関するものである。本発明は特
に、−非反転入力と反転入力との間の差動信号を増幅し
て、非反転出力と反転出力との間に差動信号を発生する
第１増幅手段と； −非反転入力と反転入力との間の差動信号を増幅して、
出力に信号を発生する第２増幅手段と； −蓄積コンデンサと； −前記第１増幅手段の非反転入力を、サンプルモード期
間中は入力信号を受信するための回路入力端子に、また
ホールドモードの期間中は前記第２増幅手段の出力にそ
れぞれ選択的に結合させる第１スイッチと； −前記第２増幅手段の出力を、サンプルモードの期間中
は前記第１増幅手段の反転入力に、またホールドモード
の期間中は高インピーダンス位置にそれぞれ選択的に結
合させる第２スイッチ； とを具えているサンプルホールド回路に関するものであ
る。
サンプルホールド回路に関するものである。本発明は特
に、−非反転入力と反転入力との間の差動信号を増幅し
て、非反転出力と反転出力との間に差動信号を発生する
第１増幅手段と； −非反転入力と反転入力との間の差動信号を増幅して、
出力に信号を発生する第２増幅手段と； −蓄積コンデンサと； −前記第１増幅手段の非反転入力を、サンプルモード期
間中は入力信号を受信するための回路入力端子に、また
ホールドモードの期間中は前記第２増幅手段の出力にそ
れぞれ選択的に結合させる第１スイッチと； −前記第２増幅手段の出力を、サンプルモードの期間中
は前記第１増幅手段の反転入力に、またホールドモード
の期間中は高インピーダンス位置にそれぞれ選択的に結
合させる第２スイッチ； とを具えているサンプルホールド回路に関するものであ
る。
サンプルモードとホールドモードとの切り換えをする回
路は広く用いられている。サンプルモードの期間中に斯
様なサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路はアナログ入力電
圧をトラッキング（追跡）する。ホールドモードの期間
中Ｓ／Ｈ回路はサンプルモードからホールドモードに回
路が切り換えられる直前に存在していた入力電圧の値を
保持する。
路は広く用いられている。サンプルモードの期間中に斯
様なサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路はアナログ入力電
圧をトラッキング（追跡）する。ホールドモードの期間
中Ｓ／Ｈ回路はサンプルモードからホールドモードに回
路が切り換えられる直前に存在していた入力電圧の値を
保持する。
Ｓ／Ｈ回路を設計する上で重要なことは、ホールドモー
ドの期間中に発生される回路出力信号中におけるオフセ
ツト電圧の誤差を最小にすることにある。このようにす
る１つの方法は、サンプルモードの期間中に生ずる総体
的な電圧オフセツトの大きさがホールドモードの期間中
に生ずる電圧オフセツトの大きさと殆ど同じとなるも、
極性が反対となり、これらの電圧オフセツトが互いに相
殺し合うようにＳ／Ｈ回路を構成配置する方法である。
この技術はオート−ゼロイング（auto−zeroing）と称
されている。
ドの期間中に発生される回路出力信号中におけるオフセ
ツト電圧の誤差を最小にすることにある。このようにす
る１つの方法は、サンプルモードの期間中に生ずる総体
的な電圧オフセツトの大きさがホールドモードの期間中
に生ずる電圧オフセツトの大きさと殆ど同じとなるも、
極性が反対となり、これらの電圧オフセツトが互いに相
殺し合うようにＳ／Ｈ回路を構成配置する方法である。
この技術はオート−ゼロイング（auto−zeroing）と称
されている。
米国特許第３，６９６，３０５号及び４，３０２，６８
９号並びに特開昭５９−１１６９９７号公報にはオート
−ゼロＳ／Ｈ回路が開示されており、これらの各回路は
演算増幅器（以後「オペアンプ」と称する）を具えてお
り、この増幅器の出力電圧は、回路がサンプルモードか
らホールドモードに切り換わる際に少なくともアナログ
入力電圧の値によってスルー（slew）する。回路は出力
電圧が定常状態の値に達する前に整定させる必要がある
ため、ホールドモードの捕捉時間が高くなる。なお、冒
頭にて述べた種類のサンプルホールド回路は、「１９８
０年ＩＥＥＥ国際集積回路協議会のディジタル技術論文
集」 （１９８０年２月、第 132〜 133頁）におけるエフ・ガ
スパリック（Ｆ，Ｇasparik ）著による「アン オート
−ゼロイング サンプル アンドホールド ＩＣ」（an
Autozeroing Sampleand Hold ＩＣ）から既知であ
る。この論文には上記両米国特許に記載されているもの
よりも少ないスルーイングでオフセット電圧を極めて良
好に相殺するＳ／Ｈ回路が記載されている。しかし、斯
かる論文の回路の場合にはサンプルモードと、ホールド
モードとの双方の差動期間中に回路を整定させる必要が
あると云う欠点がある。このことは実質上ホールドモー
ドの総捕捉時間を高めることになる。
９号並びに特開昭５９−１１６９９７号公報にはオート
−ゼロＳ／Ｈ回路が開示されており、これらの各回路は
演算増幅器（以後「オペアンプ」と称する）を具えてお
り、この増幅器の出力電圧は、回路がサンプルモードか
らホールドモードに切り換わる際に少なくともアナログ
入力電圧の値によってスルー（slew）する。回路は出力
電圧が定常状態の値に達する前に整定させる必要がある
ため、ホールドモードの捕捉時間が高くなる。なお、冒
頭にて述べた種類のサンプルホールド回路は、「１９８
０年ＩＥＥＥ国際集積回路協議会のディジタル技術論文
集」 （１９８０年２月、第 132〜 133頁）におけるエフ・ガ
スパリック（Ｆ，Ｇasparik ）著による「アン オート
−ゼロイング サンプル アンドホールド ＩＣ」（an
Autozeroing Sampleand Hold ＩＣ）から既知であ
る。この論文には上記両米国特許に記載されているもの
よりも少ないスルーイングでオフセット電圧を極めて良
好に相殺するＳ／Ｈ回路が記載されている。しかし、斯
かる論文の回路の場合にはサンプルモードと、ホールド
モードとの双方の差動期間中に回路を整定させる必要が
あると云う欠点がある。このことは実質上ホールドモー
ドの総捕捉時間を高めることになる。
本発明の目的はサンプルモードからホールドモードへの
切り換え時におけるスルーイングが殆どゼロで、しかも
ホールドモード捕捉時間が極めて低い極めて高度なオフ
セット電圧相殺作用を呈するサンプルホールド回路を提
供することにある。
切り換え時におけるスルーイングが殆どゼロで、しかも
ホールドモード捕捉時間が極めて低い極めて高度なオフ
セット電圧相殺作用を呈するサンプルホールド回路を提
供することにある。
本発明は冒頭にて並べた種類のサンプルホールド回路に
おいて、−前記第１増幅手段の反転入力に蓄積コンデン
サを結合させ、かつ前記回路にさらに： −前記第１増幅手段の非反転出力及び反転出力を、サン
プルモードの期間中は前記第２増幅手段の非反転入力及
び反転入力にそれぞれ結合させ、またホールドモードの
期間中は前記第１増幅手段の非反転出力及び反転出力を
前記第２増幅手段の反転入力及び非反転入力にそれぞれ
選択的に結合させる第３スイッチを設けるようにしたこ
とを特徴とする。
おいて、−前記第１増幅手段の反転入力に蓄積コンデン
サを結合させ、かつ前記回路にさらに： −前記第１増幅手段の非反転出力及び反転出力を、サン
プルモードの期間中は前記第２増幅手段の非反転入力及
び反転入力にそれぞれ結合させ、またホールドモードの
期間中は前記第１増幅手段の非反転出力及び反転出力を
前記第２増幅手段の反転入力及び非反転入力にそれぞれ
選択的に結合させる第３スイッチを設けるようにしたこ
とを特徴とする。
なお、ここに云う「非反転入力」及び「反転入力」とは
差動増幅装置の入力端子のことであり、この増幅装置に
より増幅されたオープン−ループ出力信号は、反転入力
における信号に関連して非反転入力における信号によっ
て形成される差動入力信号とほぼ同相となる。出力信号
が差動増幅装置から差動的に与えられる場合の「非反転
出力」及び「反転出力」とは差動増幅装置の出力端子の
ことを意味し、これらの出力端子間に差動出力信号が存
在する。非反転入力におけるオープン−ループ信号は差
動入力信号とほぼ同相となるが、反転出力におけるオー
プン−ループ信号は差動入力信号とほぼ同相ではある
が、反転され、即ち差動入力信号の極性とは反対の極性
となる。出力信号を発生させるのに差動増幅装置の１個
の非反転出力端子のみを用いる場合には、この端子のこ
とを単に「出力」又は「正規の出力」と称する。
差動増幅装置の入力端子のことであり、この増幅装置に
より増幅されたオープン−ループ出力信号は、反転入力
における信号に関連して非反転入力における信号によっ
て形成される差動入力信号とほぼ同相となる。出力信号
が差動増幅装置から差動的に与えられる場合の「非反転
出力」及び「反転出力」とは差動増幅装置の出力端子の
ことを意味し、これらの出力端子間に差動出力信号が存
在する。非反転入力におけるオープン−ループ信号は差
動入力信号とほぼ同相となるが、反転出力におけるオー
プン−ループ信号は差動入力信号とほぼ同相ではある
が、反転され、即ち差動入力信号の極性とは反対の極性
となる。出力信号を発生させるのに差動増幅装置の１個
の非反転出力端子のみを用いる場合には、この端子のこ
とを単に「出力」又は「正規の出力」と称する。
サンプルモードの期間中、第１スイッチは第１増幅器の
非反転入力を入力信号受信用の回路入力端子に結合さ
せ、また第２スイッチは第２増幅器の出力を第１増幅器
の反転入力に結合させる。第３スイッチは第１増幅器の
非反転及び反転出力を第２増幅器の非反転及び反転入力
にそれぞれ結合させる。
非反転入力を入力信号受信用の回路入力端子に結合さ
せ、また第２スイッチは第２増幅器の出力を第１増幅器
の反転入力に結合させる。第３スイッチは第１増幅器の
非反転及び反転出力を第２増幅器の非反転及び反転入力
にそれぞれ結合させる。
ホールドモードの期間中には、第１スイッチは第１増幅
器の非反転入力を第２増幅器の出力に結合させ、また第
２スイッチは第２増幅器の出力を高インピーダンス位置
に結合させる。第３スイッチは第１増幅器の出力をサン
プルモードの場合とは逆に、即ち第１増幅器の非反転出
力及び反転出力を第２増幅器の反転入力及び非反転入力
にそれぞれ結合させる。この場合、回路の出力信号は第
２増幅器の出力にて得られる。
器の非反転入力を第２増幅器の出力に結合させ、また第
２スイッチは第２増幅器の出力を高インピーダンス位置
に結合させる。第３スイッチは第１増幅器の出力をサン
プルモードの場合とは逆に、即ち第１増幅器の非反転出
力及び反転出力を第２増幅器の反転入力及び非反転入力
にそれぞれ結合させる。この場合、回路の出力信号は第
２増幅器の出力にて得られる。
モード切り換えにより、ホールドモードの期間中の回路
出力信号は、サンプルモードの期間中に回路入力信号が
辿った第１増幅器を経る同じ通路を進む。従って、入力
及び出力信号は第１増幅器にて同じオフセット誤差を受
けることになる。この結果、出力信号に係わる第１増幅
器のオフセットは相殺され、また第２増幅器のオフセッ
トの影響は第１増幅器の利得に比例する係数によって低
減される。増幅器の利得を極めて高くすれば、入力信号
と出力信号との間の相対的な誤差は実質上ゼロとなる。
同様な理由からして、同相分排除が極めて高くなる。こ
れにより回路の応答性は速くて高精度となる。
出力信号は、サンプルモードの期間中に回路入力信号が
辿った第１増幅器を経る同じ通路を進む。従って、入力
及び出力信号は第１増幅器にて同じオフセット誤差を受
けることになる。この結果、出力信号に係わる第１増幅
器のオフセットは相殺され、また第２増幅器のオフセッ
トの影響は第１増幅器の利得に比例する係数によって低
減される。増幅器の利得を極めて高くすれば、入力信号
と出力信号との間の相対的な誤差は実質上ゼロとなる。
同様な理由からして、同相分排除が極めて高くなる。こ
れにより回路の応答性は速くて高精度となる。
以下、図面につき本発明を説明する。
なお、各図において同一部分又は同様な部分を示すもの
には同一符号をもって示してある。
には同一符号をもって示してある。
第１図は入力電圧ＶINをトラッキング（追跡）するサン
プルモードと、このサンプルモードの終了時に存在する
ＶINの値に殆ど等しい値の出力電圧ＶOUTを発生するホ
ールドモードとの間で切り換える本発明によるオート−
ゼロ サンプルホールド回路の一例を示すブロック線図
である。この回路の場合にサンプルモードの期間中に生
ずる電圧オフセットは、ホールドモードの期間中に生ず
る電圧オフセットによってほぼ相殺される。第２a 図は
回路をサンプルモードとする場合における動作結線図を
示し、第２b 図は回路をホールドモードとする場合にお
ける動作結線図を示したものである。
プルモードと、このサンプルモードの終了時に存在する
ＶINの値に殆ど等しい値の出力電圧ＶOUTを発生するホ
ールドモードとの間で切り換える本発明によるオート−
ゼロ サンプルホールド回路の一例を示すブロック線図
である。この回路の場合にサンプルモードの期間中に生
ずる電圧オフセットは、ホールドモードの期間中に生ず
る電圧オフセットによってほぼ相殺される。第２a 図は
回路をサンプルモードとする場合における動作結線図を
示し、第２b 図は回路をホールドモードとする場合にお
ける動作結線図を示したものである。
このオート−ゼロ サンプルホールド回路では高電圧源
ＶE E と低電圧源ＶC C との間に接続する高利得差動増
幅器Ａ 1及びＡ 2が主要部を成す。増幅器Ａ 1は差動出
力装置とする。この増幅器は、その非反転（＋）入力と
反転（−）入力との間の差動電圧ε1 をファクタＡ1 だ
け増幅して、この増幅差動電圧ΔＶを増幅器Ａ 1の非反
転（＋）出力と反転（−）出力との間に発生する。増幅
器Ａ 2は、その非反転（＋）入力と反転（−）入力との
間の差動電圧ε2 をファクタＡ2 だけ増幅して、この増
幅器Ａ 2の正規の出力にＶE E に比例して得られる増幅
信号電圧を発生する。
ＶE E と低電圧源ＶC C との間に接続する高利得差動増
幅器Ａ 1及びＡ 2が主要部を成す。増幅器Ａ 1は差動出
力装置とする。この増幅器は、その非反転（＋）入力と
反転（−）入力との間の差動電圧ε1 をファクタＡ1 だ
け増幅して、この増幅差動電圧ΔＶを増幅器Ａ 1の非反
転（＋）出力と反転（−）出力との間に発生する。増幅
器Ａ 2は、その非反転（＋）入力と反転（−）入力との
間の差動電圧ε2 をファクタＡ2 だけ増幅して、この増
幅器Ａ 2の正規の出力にＶE E に比例して得られる増幅
信号電圧を発生する。
増幅器Ａ 1の反転入力とＶE E 電圧源との間には蓄積コ
ンデンサＣを接続する。
ンデンサＣを接続する。
サンプルモードとホールドモードの切り換えはスイッチ
Ｓ 1，Ｓ 2及びＳ 3によって行なう。第１図にはサンプ
ルモードの場合におけるスイッチ位置を概略的に示して
ある。スイッチＳ 1はサンプルモードの期間中には増幅
器Ａ 1の非反転入力を入力電圧ＶIN受信用の回路入力端
子に接続するか、又はホールドモードの期間中には増幅
器Ａ 1の非反転入力を増幅器Ａ 2の出力に接続する。ス
イッチＳ 2はサンプルモードの期間中に増幅器Ａ 2の出
力を増幅器Ａ 1の反転入力に接続するか、又はホールド
モードの期間中に増幅器Ａ 2の出力をＮＣにて示す解放
（従って高インピーダンス）位置に接続する。サブ−ス
イッチＳ 3ＡとＳ 3Ｂとから成るスイッチＳ 3ぴは、増
幅器Ａ 1の非反転出力及び反転出力の各々を、サンプル
モードの期間中には増幅器Ａ 2の非反転及び反転入力に
それぞれ接続し、ホールドモードの期間中には増幅器Ａ
1の上記各出力を増幅器Ａ 2の上記各入力に逆に接続す
る。即ち、ホールドモードの期間中にはスイッチＳ 3に
よって増幅器Ａ 1の非反転及び反転出力の各々を増幅器
Ａ 2の反転及び非反転入力にそれぞれ接続する。
Ｓ 1，Ｓ 2及びＳ 3によって行なう。第１図にはサンプ
ルモードの場合におけるスイッチ位置を概略的に示して
ある。スイッチＳ 1はサンプルモードの期間中には増幅
器Ａ 1の非反転入力を入力電圧ＶIN受信用の回路入力端
子に接続するか、又はホールドモードの期間中には増幅
器Ａ 1の非反転入力を増幅器Ａ 2の出力に接続する。ス
イッチＳ 2はサンプルモードの期間中に増幅器Ａ 2の出
力を増幅器Ａ 1の反転入力に接続するか、又はホールド
モードの期間中に増幅器Ａ 2の出力をＮＣにて示す解放
（従って高インピーダンス）位置に接続する。サブ−ス
イッチＳ 3ＡとＳ 3Ｂとから成るスイッチＳ 3ぴは、増
幅器Ａ 1の非反転出力及び反転出力の各々を、サンプル
モードの期間中には増幅器Ａ 2の非反転及び反転入力に
それぞれ接続し、ホールドモードの期間中には増幅器Ａ
1の上記各出力を増幅器Ａ 2の上記各入力に逆に接続す
る。即ち、ホールドモードの期間中にはスイッチＳ 3に
よって増幅器Ａ 1の非反転及び反転出力の各々を増幅器
Ａ 2の反転及び非反転入力にそれぞれ接続する。
電圧ＶOUTはホールドモードの期間中における増幅器Ａ
2の出力信号である。第１図に示したように、信号ＶOUT
は増幅器Ａ 2の出力に永久的に接続した端子から取出す
のが好適である。信号ＶOUTはホールドモードの期間中
にだけ増幅器Ａ 2の出力が回路の出力端子に接続される
ようにして、増幅器Ａ 1の非反転入力に永久的に接続さ
れる端子から取出すこともできる。
2の出力信号である。第１図に示したように、信号ＶOUT
は増幅器Ａ 2の出力に永久的に接続した端子から取出す
のが好適である。信号ＶOUTはホールドモードの期間中
にだけ増幅器Ａ 2の出力が回路の出力端子に接続される
ようにして、増幅器Ａ 1の非反転入力に永久的に接続さ
れる端子から取出すこともできる。
回路作動の説明のために第２a 及び２b 図に転ずるに、
増幅器Ａ 1及びＡ 2を形成する回路構成部品は必ずしも
理想的なものではない。従って、各増幅器Ａ 1又はＡ 2
は内部オフセット電圧を呈し、この電圧により各増幅器
の出力電圧は、それらの各増幅器の差動入力電圧がゼロ
となる場合でもゼロ値以外の値となる。これらのオフセ
ットを増幅器Ａ 1及びＡ 2の各非反転入力端子にオフセ
ット電圧ＶＯＳ１及びＶＯＳ２としてそれぞれ図解的に
示してある。オフセット電圧ＶＯＳ１及びＶＯＳ２は増
幅器Ａ 1及びＡ 2の各反転入力端子に表わすこともでき
る。いずれにしても結果は同じである。
増幅器Ａ 1及びＡ 2を形成する回路構成部品は必ずしも
理想的なものではない。従って、各増幅器Ａ 1又はＡ 2
は内部オフセット電圧を呈し、この電圧により各増幅器
の出力電圧は、それらの各増幅器の差動入力電圧がゼロ
となる場合でもゼロ値以外の値となる。これらのオフセ
ットを増幅器Ａ 1及びＡ 2の各非反転入力端子にオフセ
ット電圧ＶＯＳ１及びＶＯＳ２としてそれぞれ図解的に
示してある。オフセット電圧ＶＯＳ１及びＶＯＳ２は増
幅器Ａ 1及びＡ 2の各反転入力端子に表わすこともでき
る。いずれにしても結果は同じである。
サンプルモードの期間中、回路は安定な負帰還電圧追従
構造の演算増幅器（以後単に「オペアンプ」と称する）
として機能する。第２a 図のブロックＡは斯かるオペア
ンプを示す。このオペアンプの非反転入力は増幅器Ａ 1
の非反転入力に到来する電圧ＶINを受信し、また斯かる
オペアンプの反転入力は増幅器Ａ 1の反転入力と同じで
あり、この入力は増幅器Ａ 2の出力に相当する斯かるオ
ペアンプＡの出力に直接接続する。増幅器Ａ 1及びＡ 2
の利得は極めて高くする。この結果、コンデンサＣは入
力電圧ＶINに密に追従する電圧ＶC にまで充電される。
構造の演算増幅器（以後単に「オペアンプ」と称する）
として機能する。第２a 図のブロックＡは斯かるオペア
ンプを示す。このオペアンプの非反転入力は増幅器Ａ 1
の非反転入力に到来する電圧ＶINを受信し、また斯かる
オペアンプの反転入力は増幅器Ａ 1の反転入力と同じで
あり、この入力は増幅器Ａ 2の出力に相当する斯かるオ
ペアンプＡの出力に直接接続する。増幅器Ａ 1及びＡ 2
の利得は極めて高くする。この結果、コンデンサＣは入
力電圧ＶINに密に追従する電圧ＶC にまで充電される。
サンプルモードの期間中における回路電圧はつぎのよう
に表わされる。即ち、 ΔＶ＝Ａ1 ε1 ＝Ａ1 （ＶIN−ＶC＋ＶＯＳ１）（１） ＶC ＝Ａ2 ε2 ＝Ａ2 （ＶＯＳ２＋ΔＶ） （２） 上式（１）と（２）を組合わせると次式のようになる。
即ち、 ＶIN＝ＶC −ＶＯＳ１−ＶＯＳ２ ／Ａ1 ＋ＶC ／Ａ1 Ａ2 （３） 回路がホールドモードに切り換えられると、コンデンサ
Ｃは回路が切り換えられる直前に存在していた値の電圧
ＶC を保持する。この場合にも回路は安定な負帰還電圧
追従構造のオペアンプとして機能する。しかし、この場
合回路は第２b 図にブロックＢで示すように基本的には
第２a 図のオペアンプＡとは逆となる。斯かるブロック
Ｂにて示すオペアンプＢの非反転入力は電圧ＶC を受信
する増幅器Ａ 1の反転入力に接続される。オペアンプＢ
の反転入力は増幅器Ａ 2の出力における斯かるオペアン
プＢの出力に直接接続され、このオペアンプＢの出力に
は出力電圧ＶOUTが発生し、この電圧が保持される。
に表わされる。即ち、 ΔＶ＝Ａ1 ε1 ＝Ａ1 （ＶIN−ＶC＋ＶＯＳ１）（１） ＶC ＝Ａ2 ε2 ＝Ａ2 （ＶＯＳ２＋ΔＶ） （２） 上式（１）と（２）を組合わせると次式のようになる。
即ち、 ＶIN＝ＶC −ＶＯＳ１−ＶＯＳ２ ／Ａ1 ＋ＶC ／Ａ1 Ａ2 （３） 回路がホールドモードに切り換えられると、コンデンサ
Ｃは回路が切り換えられる直前に存在していた値の電圧
ＶC を保持する。この場合にも回路は安定な負帰還電圧
追従構造のオペアンプとして機能する。しかし、この場
合回路は第２b 図にブロックＢで示すように基本的には
第２a 図のオペアンプＡとは逆となる。斯かるブロック
Ｂにて示すオペアンプＢの非反転入力は電圧ＶC を受信
する増幅器Ａ 1の反転入力に接続される。オペアンプＢ
の反転入力は増幅器Ａ 2の出力における斯かるオペアン
プＢの出力に直接接続され、このオペアンプＢの出力に
は出力電圧ＶOUTが発生し、この電圧が保持される。
ホールドモードの期間中における回路電圧は次式のよう
に表わされる。即ち、 ΔＶ＝Ａ1 ε1 ＝Ａ1 （ＶOUT−ＶC ＋ＶＯＳ１（４） ＶOUT＝Ａ2 ε2 ＝Ａ2 （ＶＯＳ２−ΔＶ）
（５） 下記に詳述するように、電圧ＶOUTとＶINとは互いに極
めて近い値となる。ほぼ同じΔＶを呈する式（１）と
（４）との比較から明らかなように、サンプルモードか
らホールドモードへの切り換えでは増幅器Ａ 1の出力に
実質上のスルーイング（slewing ）は生じない。式
（５）におけるΔＶの項の符号は式（２）の場合のそれ
とは逆となる。その理由は、増幅器Ａ 2の入力端子の結
線が逆であるからである。このことからして下記に示す
ように、出力電圧ＶOUTは電圧ＶC とは僅かしか相違し
ない。増幅器Ａ 2の出力には極めて僅かのスルーイング
が生ずるだけであり、これによりホールドモードの捕捉
時間を極めて短くすることができる。
に表わされる。即ち、 ΔＶ＝Ａ1 ε1 ＝Ａ1 （ＶOUT−ＶC ＋ＶＯＳ１（４） ＶOUT＝Ａ2 ε2 ＝Ａ2 （ＶＯＳ２−ΔＶ）
（５） 下記に詳述するように、電圧ＶOUTとＶINとは互いに極
めて近い値となる。ほぼ同じΔＶを呈する式（１）と
（４）との比較から明らかなように、サンプルモードか
らホールドモードへの切り換えでは増幅器Ａ 1の出力に
実質上のスルーイング（slewing ）は生じない。式
（５）におけるΔＶの項の符号は式（２）の場合のそれ
とは逆となる。その理由は、増幅器Ａ 2の入力端子の結
線が逆であるからである。このことからして下記に示す
ように、出力電圧ＶOUTは電圧ＶC とは僅かしか相違し
ない。増幅器Ａ 2の出力には極めて僅かのスルーイング
が生ずるだけであり、これによりホールドモードの捕捉
時間を極めて短くすることができる。
前式（４）と（５）を組合わせることによって次式が得
られる。即ち、 ＶOUT＝ＶC −ＶＯＳ１−ＶＯＳ２ ／Ａ1 −ＶOUT／Ａ1 Ａ2 （６） 式（６）から式（３）を引くとつぎのようになる。
られる。即ち、 ＶOUT＝ＶC −ＶＯＳ１−ＶＯＳ２ ／Ａ1 −ＶOUT／Ａ1 Ａ2 （６） 式（６）から式（３）を引くとつぎのようになる。
即ち、 ＶOUT−ＶIN＝ 2ＶＯＳ２／Ａ1 −（ＶOUT＋ＶC ）／Ａ1 Ａ2 （７） これがため、信号ＶOUTにおけるオフセット電圧Ｖ
ＯＳ１の影響は総体的に消去され、また信号ＶOUTにお
けるオフセット電圧ＶOS2の影響は、かなり高い係数Ａ
1 ／ 2によって低減される。物理的にはホールドモード
の期間中にも信号ＶOUTがサンプルモードの場合と同じ
く増幅器Ａ 1の同じ伝達関数をこうむると云うことであ
り、このために信号ＶOUTはサンプルモードの期間中に
信号ＶINにより生じた誤差と同じ誤差を生ずる。
ＯＳ１の影響は総体的に消去され、また信号ＶOUTにお
けるオフセット電圧ＶOS2の影響は、かなり高い係数Ａ
1 ／ 2によって低減される。物理的にはホールドモード
の期間中にも信号ＶOUTがサンプルモードの場合と同じ
く増幅器Ａ 1の同じ伝達関数をこうむると云うことであ
り、このために信号ＶOUTはサンプルモードの期間中に
信号ＶINにより生じた誤差と同じ誤差を生ずる。
式（７）の最終項における各電圧ＶOUT及びＶC の値は
ほぼＶINに相当する。このことを考慮すれば、式（７）
はつぎのようになる。即ち、 ＶOUT（ 1− 2／Ａ1 Ａ2 ）ＶIN＋ 2ＶＯＳ２／Ａ1 （８） 上式（８）の右側における第１項の挿入部分は、２個の
差動増幅器を直列に用いるサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）
回路に生ずる通常の誤差係数である。増幅器の各利得Ａ
1 及びＡ2 は代表的には103 のオーダとするため、上記
通常の誤差は極めて小さい。従って、本発明によるＳ／
Ｈ回路は、オフセット電圧ＶＯＳ１が出力電圧ＶOUTに
影響を及ぼさず、しかもオフセット電圧ＶＯＳ２の影響
が著しく低減されると云うことを除けば、連続対の差動
増幅器を用いる標準のＳ／Ｈ回路の出力特性に匹敵する
出力特性を呈する。
ほぼＶINに相当する。このことを考慮すれば、式（７）
はつぎのようになる。即ち、 ＶOUT（ 1− 2／Ａ1 Ａ2 ）ＶIN＋ 2ＶＯＳ２／Ａ1 （８） 上式（８）の右側における第１項の挿入部分は、２個の
差動増幅器を直列に用いるサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）
回路に生ずる通常の誤差係数である。増幅器の各利得Ａ
1 及びＡ2 は代表的には103 のオーダとするため、上記
通常の誤差は極めて小さい。従って、本発明によるＳ／
Ｈ回路は、オフセット電圧ＶＯＳ１が出力電圧ＶOUTに
影響を及ぼさず、しかもオフセット電圧ＶＯＳ２の影響
が著しく低減されると云うことを除けば、連続対の差動
増幅器を用いる標準のＳ／Ｈ回路の出力特性に匹敵する
出力特性を呈する。
第３図は第１図の回路の特定例を示したものであり、こ
の例ではスイッチＳ 1〜Ｓ 3を図示のように集積回路に
て配置されるＮ−チャンネル絶縁ゲート電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）Ｑ 1〜Ｑ 8で作製する。各ＦＥＴはそ
れぞれＰウェルを有している。矢印にて示すように、各
ＦＥＴに対するウェルは、そのＦＥＴのソースに接続す
る。各ＦＥＴのソースとは反対側の電極はドレインであ
る。各ＦＥＴのゲートは図示のように、信号φか、又は
その相補信号のいずれかに応答する。φが高レベルと
なり、従ってが低レベルとなる場合には第３図の回路
はサンプルモードとなる。この場合にＦＥＴＱ 1，Ｑ
2，Ｑ 4，Ｑ 5及びＱ 7はターン・オンするが、ＦＥＴ
Ｑ 3，Ｑ 6及びＱ 8はターンオフする。信号φが低レベ
ルとなり、従ってが高レベルとなると、回路はホール
ドモードに切り換わる。この場合にはＦＥＴの導通状態
は上述した場合とは逆となる。
の例ではスイッチＳ 1〜Ｓ 3を図示のように集積回路に
て配置されるＮ−チャンネル絶縁ゲート電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）Ｑ 1〜Ｑ 8で作製する。各ＦＥＴはそ
れぞれＰウェルを有している。矢印にて示すように、各
ＦＥＴに対するウェルは、そのＦＥＴのソースに接続す
る。各ＦＥＴのソースとは反対側の電極はドレインであ
る。各ＦＥＴのゲートは図示のように、信号φか、又は
その相補信号のいずれかに応答する。φが高レベルと
なり、従ってが低レベルとなる場合には第３図の回路
はサンプルモードとなる。この場合にＦＥＴＱ 1，Ｑ
2，Ｑ 4，Ｑ 5及びＱ 7はターン・オンするが、ＦＥＴ
Ｑ 3，Ｑ 6及びＱ 8はターンオフする。信号φが低レベ
ルとなり、従ってが高レベルとなると、回路はホール
ドモードに切り換わる。この場合にはＦＥＴの導通状態
は上述した場合とは逆となる。
増幅器Ａ 1及びＡ 2は、反転出力信号が増幅器Ａ 1から
取出されることを除けば慣例のタイプの典型的なオペア
ンプである。しかし増幅器Ａ 1及びＡ 2には簡単なオペ
アンプ以外の装置を用いることができる。
取出されることを除けば慣例のタイプの典型的なオペア
ンプである。しかし増幅器Ａ 1及びＡ 2には簡単なオペ
アンプ以外の装置を用いることができる。
第４図は第１図のさらに他の特定例を示したものであ
り、この場合には増幅器Ａ 1を図示のように配置したオ
ペアンプＡ 3及びＡ 4と、抵抗Ｒ 1，Ｒ 2及びＲ 3とで
構成する。この増幅器Ａ 1はアナログ電子技術にて知ら
れている方法で作動し得る。
り、この場合には増幅器Ａ 1を図示のように配置したオ
ペアンプＡ 3及びＡ 4と、抵抗Ｒ 1，Ｒ 2及びＲ 3とで
構成する。この増幅器Ａ 1はアナログ電子技術にて知ら
れている方法で作動し得る。
本発明によるＳ／Ｈ回路の種々の素子を製造する方法は
半導体技術においては周知である。回路は慣例の相補形
金属酸化物半導体技術に従ってモノリシック集積回路形
態で製造するのが好適である。
半導体技術においては周知である。回路は慣例の相補形
金属酸化物半導体技術に従ってモノリシック集積回路形
態で製造するのが好適である。
本発明は上述した例のみに限定されるものではなく、幾
多の変更を加え得ること勿論である。例えば、上述した
ものとは反対の極性の半導体素子を用いて同じ結果を達
成することができる。Ｓ／Ｈ回路はスイッチ及び増幅入
力段にジャンクションＦＥＴを用いるバイポーラ技術で
製造することもできる。回路はアナログ−ディジタル変
換器の如き大規模集積系の別の回路又はその一部とする
ことができる。従って、本発明は特許請求の範囲の記載
内容を逸脱することなく、幾多の変更を加え得ること明
らかである。
多の変更を加え得ること勿論である。例えば、上述した
ものとは反対の極性の半導体素子を用いて同じ結果を達
成することができる。Ｓ／Ｈ回路はスイッチ及び増幅入
力段にジャンクションＦＥＴを用いるバイポーラ技術で
製造することもできる。回路はアナログ−ディジタル変
換器の如き大規模集積系の別の回路又はその一部とする
ことができる。従って、本発明は特許請求の範囲の記載
内容を逸脱することなく、幾多の変更を加え得ること明
らかである。
第１図は本発明によるオート−ゼロサンプルホールド回
路の一例を示すブロック線図； 第２a 及び２b 図は第１図の回路におけるサンプル及び
ホールドモードの各期間中における回路構成をそれぞれ
示すブロック線図； 第３及び４図は第１図の回路の特定例をそれぞれ示すブ
ロック線図である。 Ａ 1……第１増幅手段（差動増幅器） Ａ 2……第２増幅手段（差動増幅器） Ｃ……蓄積コンデンサ Ｓ 1，Ｓ 2，Ｓ 3……スイッチ ＮＣ……高インピーダンス位置 Ｓ 3Ａ，Ｓ 3Ｂ……サブスイッチ Ａ，Ｂ……演算増幅器 Ｑ 1〜Ｑ 8……ＦＥＴ Ａ 3，Ａ 4……演算増幅器 Ｒ 1，Ｒ 2，Ｒ 3……抵抗
路の一例を示すブロック線図； 第２a 及び２b 図は第１図の回路におけるサンプル及び
ホールドモードの各期間中における回路構成をそれぞれ
示すブロック線図； 第３及び４図は第１図の回路の特定例をそれぞれ示すブ
ロック線図である。 Ａ 1……第１増幅手段（差動増幅器） Ａ 2……第２増幅手段（差動増幅器） Ｃ……蓄積コンデンサ Ｓ 1，Ｓ 2，Ｓ 3……スイッチ ＮＣ……高インピーダンス位置 Ｓ 3Ａ，Ｓ 3Ｂ……サブスイッチ Ａ，Ｂ……演算増幅器 Ｑ 1〜Ｑ 8……ＦＥＴ Ａ 3，Ａ 4……演算増幅器 Ｒ 1，Ｒ 2，Ｒ 3……抵抗
Claims (5)
- 【請求項１】−非反転入力と反転入力との間の差動信号
を増幅して、非反転出力と反転出力との間に差動信号を
発生する第１増幅信号と； −非反転入力と反転入力との間の差動信号を増幅して、
出力に信号を発生する第２増幅手段と； −蓄積コンデンサと； −前記第１増幅手段の非反転入力を、サンプルモードの
期間中は入力信号を受信するための回路入力端子に、ま
たホールドモードの期間中は前記第２増幅手段の出力に
それぞれ選択的に結合させる第１スイッチと； −前記第２増幅手段の出力を、サンプルモードの期間中
は前記第１増幅手段の反転入力に、またホールドモード
の期間中は高インピーダンス位置にそれぞれ選択的に結
合させる第２スイッチ； とを具えているサンプルホールド回路において、 −前記第１増幅手段の反転入力に蓄積コンデンサを結合
させ、かつ前記回路にさらに： −前記第１増幅手段の非反転出力及び反転出力を、サン
プルモードの期間中は前記第２増幅手段の非反転入力及
び反転入力にそれぞれ結合させ、またホールドモードの
期間中は前記第１増幅手段の非反転出力及び反転出力を
前記第２増幅手段の反転入力及び非反転入力にそれぞれ
選択的に結合させる第３スイッチを設けるようにしたこ
とを特徴とするサンプルホールド回路。 - 【請求項２】前記第２増幅手段の出力における信号が、
少なくともホールドモードの期間中にはサンプルホール
ド回路の出力信号とほぼ等しくなるようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項に記載のサンプルホール
ド回路。 - 【請求項３】前記回路の出力信号が前記第１増幅手段の
電圧オフセツトにほぼ無関係となるようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第１又は２項に記載のサンプル
ホールド回路。 - 【請求項４】ＶOUT 及びＶINをそれぞれ前記出力信号及
び入力信号とし、Ａ１及びＡ２を前記第１及び第２増幅
手段の各利得とし、かつＶOS2 を前記第２増幅手段の電
圧オフセツトとする場合に、ＶOUT （１−２／Ａ１Ａ
２）ＶIN＋２ＶOS2 ／Ａ１となるようにしたことを特徴
とする特許請求の範囲の第３項に記載のサンプルホール
ド回路。 - 【請求項５】前記各スイッチを少なくとも１個の電界効
果トランジスタをもって構成するようにしたことを特徴
とする特許請求の範囲第１項に記載のサンプルホールド
回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US644744 | 1984-08-27 | ||
| US06/644,744 US4587443A (en) | 1984-08-27 | 1984-08-27 | Auto-zero sample and hold circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6161298A JPS6161298A (ja) | 1986-03-29 |
| JPH0644400B2 true JPH0644400B2 (ja) | 1994-06-08 |
Family
ID=24586163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60185939A Expired - Lifetime JPH0644400B2 (ja) | 1984-08-27 | 1985-08-26 | サンプルホールド回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4587443A (ja) |
| EP (1) | EP0176114B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0644400B2 (ja) |
| KR (1) | KR930000820B1 (ja) |
| CA (1) | CA1230168A (ja) |
| DE (1) | DE3585116D1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4691125A (en) * | 1986-10-03 | 1987-09-01 | Motorola, Inc. | One hundred percent duty cycle sample-and-hold circuit |
| US4833345A (en) * | 1988-02-03 | 1989-05-23 | Analog Devices, Incorporated | Sample/hold amplifier for integrated circuits |
| US4962323A (en) * | 1989-07-12 | 1990-10-09 | National Semiconductor Corporation | High speed auto zero comparator |
| CA2027083C (en) * | 1990-10-05 | 1996-05-28 | Kuang-Lu Lee | Fully differential sample and hold adder circuit |
| US5757219A (en) * | 1996-01-31 | 1998-05-26 | Analogic Corporation | Apparatus for and method of autozeroing the input of a charge-to-voltage converter |
| JPH10327072A (ja) * | 1997-05-23 | 1998-12-08 | Mitsubishi Electric Corp | アナログ／ディジタルコンバータおよび電圧比較器 |
| US6271784B1 (en) * | 1997-08-12 | 2001-08-07 | Analog Devices, Inc. | Capacitor-based digital-to-analog converter with continuous time output |
| US6005431A (en) * | 1998-07-30 | 1999-12-21 | Analog Devices, Inc. | High band width, high gain offset compensating amplifier system for a read channel |
| JP2002530916A (ja) * | 1998-11-12 | 2002-09-17 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 増幅器により発生するｄｃオフセット及びノイズを減少させる手段を有する回路 |
| US6340903B1 (en) | 2000-05-10 | 2002-01-22 | Zilog, Ind. | Auto-zero feedback sample-hold system |
| CN100446423C (zh) * | 2004-03-12 | 2008-12-24 | 精拓科技股份有限公司 | 能隙参考电压电路装置 |
| US7136000B1 (en) * | 2005-06-17 | 2006-11-14 | National Semiconductor Corporation | Selective offset adjustment of a track and hold circuit |
| KR100770723B1 (ko) * | 2006-03-16 | 2007-10-30 | 삼성전자주식회사 | 평판 표시 장치의 소스 드라이버의 디지털/아날로그변환장치 및 디지털/아날로그 변환방법. |
| CN102778910A (zh) * | 2011-05-08 | 2012-11-14 | 曹先国 | 高电压基准 |
| US9019139B2 (en) * | 2012-05-24 | 2015-04-28 | Forza Silicon | Analog to digital converter with built-in data compression based on shot noise of image sensor |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3696305A (en) * | 1970-07-01 | 1972-10-03 | Gen Electric | High speed high accuracy sample and hold circuit |
| US4119960A (en) * | 1977-02-11 | 1978-10-10 | Siliconix Incorporated | Method and apparatus for sampling and holding an analog input voltage which eliminates offset voltage error |
| US4302689A (en) * | 1979-08-02 | 1981-11-24 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | Sample and hold circuit |
| JPS56137598A (en) * | 1980-03-27 | 1981-10-27 | Victor Co Of Japan Ltd | Sample hold circuit |
| JPS57203296A (en) * | 1981-06-09 | 1982-12-13 | Toko Inc | Sample holding circuit |
| JPS581893A (ja) * | 1981-06-26 | 1983-01-07 | Toshiba Corp | 電圧再生回路 |
| US4439693A (en) * | 1981-10-30 | 1984-03-27 | Hughes Aircraft Co. | Sample and hold circuit with improved offset compensation |
| JPS59116997A (ja) * | 1982-12-23 | 1984-07-06 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | サンプル・ホ−ルド回路 |
-
1984
- 1984-08-27 US US06/644,744 patent/US4587443A/en not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-07-12 EP EP85201171A patent/EP0176114B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-07-12 DE DE8585201171T patent/DE3585116D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-08-22 CA CA000489272A patent/CA1230168A/en not_active Expired
- 1985-08-24 KR KR1019850006125A patent/KR930000820B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1985-08-26 JP JP60185939A patent/JPH0644400B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0176114A3 (en) | 1988-01-13 |
| DE3585116D1 (de) | 1992-02-20 |
| EP0176114A2 (en) | 1986-04-02 |
| CA1230168A (en) | 1987-12-08 |
| KR930000820B1 (ko) | 1993-02-05 |
| EP0176114B1 (en) | 1992-01-08 |
| JPS6161298A (ja) | 1986-03-29 |
| KR860002102A (ko) | 1986-03-26 |
| US4587443A (en) | 1986-05-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4697152A (en) | Fully differential switched capacitor amplifier having autozeroed common-mode feedback | |
| JPH0644400B2 (ja) | サンプルホールド回路 | |
| US5854574A (en) | Reference buffer with multiple gain stages for large, controlled effective transconductance | |
| EP0617508B1 (en) | Combination drive-summing circuit for rail-to-rail differential amplifier | |
| EP0757857B1 (en) | Low-voltage cmos comparator | |
| US4933642A (en) | CMOS chopper-stabilized operational amplifier using two differential amplifier pairs as input stages | |
| JPS62245503A (ja) | 磁気記録検出回路 | |
| JPS6355108B2 (ja) | ||
| US4806875A (en) | Precision operational amplifier | |
| US4565971A (en) | Parasitic insensitive auto-zeroed operational amplifier | |
| JPS6248114A (ja) | サンプル・ホ−ルド回路のための高利得低ドリフトの演算増幅器 | |
| US4622521A (en) | Precision operational amplifier using data sampling | |
| EP0526423B1 (en) | An integrated instrumentation amplifier with differential input and a single power supply, with integrated frequency-compensating capacitance | |
| Falconi et al. | Current-mode high-accuracy high-precision CMOS amplifiers | |
| US5812023A (en) | Voltage offset compensation circuit | |
| JPS61126823A (ja) | アナログデイジタル変換器 | |
| JPS6365172B2 (ja) | ||
| JPH03505941A (ja) | 集積回路用のサンプルホールド増幅器 | |
| US5418408A (en) | Current mode sample-and-hold amplifier | |
| JPH11150454A (ja) | 全差動構成サンプル／ホールド比較回路 | |
| US5113091A (en) | Apparatus and method for comparing signals | |
| JP3701037B2 (ja) | サンプル・ホールド回路 | |
| JP2000004129A (ja) | Ｃｍｏｓアナログ回路 | |
| JPH02152098A (ja) | サンプルホールド回路 | |
| JPH04501779A (ja) | サンプル・ホールド増幅回路 |