JPH06325886A

JPH06325886A - 高周波点灯装置

Info

Publication number: JPH06325886A
Application number: JP11345093A
Authority: JP
Inventors: Seiji Hamahata; 誠二浜端; Yoshimitsu Hiratomo; 喜光平伴
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-05-14
Filing date: 1993-05-14
Publication date: 1994-11-25

Abstract

(57)【要約】【目的】高周波電源から給電される電流を電流トランス
で受けて、電流トランスの出力巻線からの電流により負
荷を動作させるようにした電源装置において、高周波電
源の出力端が開放状態になったり、出力端の近くの部分
で出力配線が短絡して殆どインピーダンスが無くなった
状態においても、スイッチング素子へのストレスを抑え
て回路を保護できる点灯装置を提供する。【構成】電源の出力部に出力電流検出回路と出力電圧検
出回路の少なくとも一方を設け、出力電流検出回路の検
出電流が所定値以下のとき、又は出力電圧検出回路の検
出電圧が所定値以上のときに動作する保護回路を設け
た。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高周波電源から給電さ
れる電流を電流トランスで受けて、電流トランスで照明
負荷を点灯させるようにした高周波点灯装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】図１４は高周波電源と電流トランスを用
いた照明システムの従来例（実願平１−１８０１５２
号）を示す回路図である。図中、Ｂ₁，Ｂ₂，Ｂ₃は照
明器具であり、電源から離れた場所に分散して設置され
る。この照明システムは、商用電源を入力して高周波の
定電流を出力する定電流高周波電源Ａを備え、その出力
電流Ｉは複数の電流トランスＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃の１次巻
線に供給されている。各電流トランスＴ₁，Ｔ₂，Ｔ₃
の２次巻線にはそれぞれ蛍光灯ＦＬ₁，ＦＬ₂，ＦＬ₃
のような照明負荷が接続されている。各電流トランスＴ
₁，Ｔ₂，Ｔ₃の１次巻線は一本の電線とし、この電線
をトロイダルコアのような閉磁路を形成する鉄心に貫挿
することにより１ターンの磁気結合を行っており、この
鉄心に巻回された２次巻線から負荷電流を供給するもの
である。。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
従来技術においては、電流トランスの２次巻線が開放と
なって、出力電流がゼロになった場合には、定電流電源
であるが故に、電流を流し込もうとして、インバータ部
におけるスイッチング素子のデューティを広げるような
制御を行い、スイッチング素子のストレスを増大させ、
最悪の場合には、回路が破壊に至るという問題があっ
た。また、放電灯や白熱灯の寿命末期時や無負荷時に
は、放電灯の始動電圧に匹敵する数百Ｖの高い電圧が常
時印加されており、感電や電撃などという危険な状態が
引き起こされる可能性を含んでいる。

【０００４】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、高周波電源から
給電される電流を電流トランスで受けて、電流トランス
の出力巻線からの電流により負荷を動作させるようにし
た点灯装置において、高周波電源の出力端が開放状態に
なったり、出力端の近くの部分で出力配線が短絡して殆
どインピーダンスが無くなった状態においても、スイッ
チング素子へのストレスを抑えて回路を保護させること
ができる点灯装置を提供することにある。また、本発明
の他の目的とするところは、放電灯の寿命末期や無負荷
時においても放電灯を接続される出力端子間に印加され
る電圧を低く抑えることのできる放電灯点灯装置を提供
することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、高周波定電流電源と、前記電源
から出力される定電流が供給される閉ループ状の出力配
線と、前記出力配線を１次巻線として貫通させる磁気コ
アを備える電流トランスと、前記電流トランスの２次巻
線に接続された照明負荷を備え、前記電源の出力部に出
力電流検出回路と出力電圧検出回路の少なくとも一方を
設けた点灯装置において、前記出力電流検出回路の検出
電流が所定値以下のとき、又は前記出力電圧検出回路の
検出電圧が所定値以上のときに動作する保護回路を前記
電源に設けたことを特徴とするものである。

【０００６】

【作用】本発明によれば、無負荷及び定格負荷内におい
ては、出力電流は一定であり、出力電圧も或る電圧レベ
ル以下であるが、負荷が開放状態になると、出力電流が
０となるために、出力電流を一定に保持しようとして、
出力電圧が高くなる。また、過負荷状態においても、出
力電圧が定格負荷時よりも高くなる。このような異常状
態を出力電圧検出回路又は出力電流検出回路により検出
して、保護回路を動作させることにより、回路を保護す
るものである。

【０００７】

【実施例】図１は請求項１記載の発明の一実施例の回路
図である。以下、その回路構成について詳しく説明す
る。商用電源Ｖｓは、雑音防止回路１を介して全波整流
回路２の交流入力端子に接続されている。全波整流回路
２の直流出力端子には、平滑用のコンデンサＣ₄が接続
されている。コンデンサＣ₄の両端には、ＭＯＳトラン
ジスタＱ₁，Ｑ₂の直列回路が並列接続されている。Ｍ
ＯＳトランジスタＱ₁の両端には、カップリング用のコ
ンデンサＣｃを介して、インダクタＬ₃とコンデンサＣ
₅の直列共振回路が接続されている。コンデンサＣ₅の
両端には、絶縁トランスＴｆの１次巻線が並列接続され
ている。絶縁トランスＴｆの２次巻線からの出力電流
は、電流検出トランスＣＴを介して負荷５に供給されて
いる。絶縁トランスＴｆの２次巻線には出力電圧検出回
路１１が接続されており、その検出出力はフォトカプラ
を介して保護回路１２に伝達されている。電流検出トラ
ンスＣＴの出力巻線の両端はダイオードＤ₂，Ｄ₃を介
して電流検出回路６に入力されており、前記出力巻線の
センタータップは接地されている。電流検出回路６の出
力は、比較回路９の第１の入力とされている。比較回路
９の第２の入力には、発振器ＯＳＣの矩形波信号を積分
回路１０により三角波に変換した信号が入力されてい
る。比較回路９の出力は、インバータ制御回路４１にフ
ィードバックされている。ＭＯＳトランジスタＱ₁，Ｑ
₂はインバータ制御回路４１の出力によりＯＮ／ＯＦＦ
制御される。インバータ制御回路４１は、比較回路９の
出力を否定回路ＮＴで反転し、抵抗Ｒ₈，Ｒ₁₀、トラン
ジスタＱ₁₀，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂と駆動トランスＴｄ及びコンデ
ンサＣ₁₀よりなるドライブ回路を介して高電位側のＭＯ
ＳトランジスタＱ₁のゲートに供給すると共に、抵抗Ｒ
₂₀、トランジスタＱ₂₀，Ｑ₂₁，Ｑ₂₂よりなるドライブ回
路を介して低電位側のＭＯＳトランジスタＱ₂のゲート
に供給している。保護回路１２が動作すると、ＭＯＳト
ランジスタＱ₂は動作を停止する。

【０００８】以下、本実施例の動作について説明する。
本実施例では、負荷を駆動するための高周波電源として
直列型インバータを使用しており、そのスイッチング素
子のデューティ（つまり、オン期間とオフ期間の比率）
を変化させることにより、負荷への出力電流を一定化す
るものである。インバータ回路４のＭＯＳトランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂はインバータ制御回路４１からの制御信号に
従って交互にオン・オフされる。まず、ＭＯＳトランジ
スタＱ₁がＯＦＦ状態でＭＯＳトランジスタＱ ₂がＯＮ
状態になると、コンデンサＣ₄からカップリング用のコ
ンデンサＣｃ、コンデンサＣ₅と絶縁トランスＴｆの１
次巻線、インダクタＬ₃、ＭＯＳトランジスタＱ₂を介
して電流が流れて、コンデンサＣｃに電荷が蓄積され
る。次に、ＭＯＳトランジスタＱ₁がＯＮ状態、ＭＯＳ
トランジスタＱ₂がＯＦＦ状態になると、コンデンサＣ
ｃを電源として、ＭＯＳトランジスタＱ₁、インダクタ
Ｌ₃、コンデンサＣ₅と絶縁トランスＴｆの１次巻線に
逆方向に電流が流れる。これにより、絶縁トランスＴｆ
の２次巻線から高周波電流が出力されて、負荷５に電力
供給を行う。負荷５と直列に電流検出トランスＣＴを挿
入し、この電流検出トランスＣＴの出力巻線に発生する
電圧をダイオードＤ₂，Ｄ₃により全波整流し、抵抗Ｒ
₃，Ｒ₄とコンデンサＣ₈よりなるＣＲ積分回路で構成
された電流検出回路６で平均化して、負荷電流に応じた
電圧信号を発生させて、これを比較回路９の第１の入力
とする。一方、インバータ回路４の発振周波数を決める
発振器ＯＳＣの矩形波信号を抵抗Ｒ₅とコンデンサＣ₉
よりなる積分回路１０により三角波に変換して、これを
比較回路９の第２の入力とする。これにより、比較回路
９から出力される信号は、発振器ＯＳＣの発振周波数と
同一の周波数を有し、負荷電流の大きさに応じてデュー
ティが変化する信号となり、この信号によりＭＯＳトラ
ンジスタＱ₁，Ｑ₂を交互にＯＮ／ＯＦＦさせる。負荷
電流が必要以上に多い場合、ＭＯＳトランジスタＱ₂の
オフ期間をＭＯＳトランジスタＱ₁のオフ期間よりも長
くして、インバータ回路４の出力を抑えることにより、
負荷電流を一定化させるものである。

【０００９】図２は本実施例に用いる出力電圧検出回路
１１と保護回路１２の構成を示している。全波整流器Ｄ
Ｂの交流入力端子ａ，ｂは絶縁トランスＴｆの２次巻線
に接続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には
コンデンサＣ₁₁が接続されている。このコンデンサＣ₁₁
の両端には、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂の直列回路が接続されてい
る。抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂の接続点は、抵抗Ｒ₁₃とツェナダイ
オードＺＤ₁を介してサイリスタＱ₄のゲートに接続さ
れている。サイリスタＱ₄はフォトカプラＰＣ ₁の発光
素子と抵抗Ｒ₁₄を介して直流電源Ｅ₁に接続されてい
る。フォトカプラＰＣ₁の受光素子の両端ｃ，ｄは保護
回路１２の出力として、ＭＯＳトランジスタＱ₂のゲー
ト・ソース間に接続されている。

【００１０】図３は本実施例の動作説明図であり、負荷
状態と出力電流及び出力電圧の関係を示している。出力
電圧検出回路１１により、絶縁トランスＴｆの２次巻線
の出力電圧が検出され、その検出電圧が所定値以上にな
ると、ツェナーダイオードＺＤ₁がオンしてサイリスタ
Ｑ₄のゲートにトリガー信号が入力されて、サイリスタ
Ｑ₄がオンする。これにより、フォトカプラＰＣ₁の発
光素子が光信号を発生し、受光素子がオンして、インバ
ータ回路４のＭＯＳトランジスタＱ₂のゲート・ソース
間を短絡して発振を停止させる。この実施例において
は、過負荷においても、負荷開放の状態においてもイン
バータ回路４の発振を瞬時に停止させてしまうものであ
り、スイッチング素子のストレスを確実に防止してい
る。

【００１１】図４は本発明の第２実施例の回路図であ
る。以下、その回路構成について説明する。商用電源Ｖ
ｓは、雑音防止回路１を介して全波整流回路２の交流入
力端子に接続されている。この雑音防止回路１は、コン
デンサＣ₁，Ｃ₂及びチョークコイルＬ₁でローパスフ
ィルタを構成し、電源帰還雑音を低減すると共に入力電
流歪みを低減させている。全波整流回路２の直流出力端
子には、昇降圧チョッパー回路３が接続されている。こ
のチョッパー回路３では、スイッチング素子として２個
のＭＯＳトランジスタＱ₀，Ｑ₁を用いて耐圧を低減し
ている。ＭＯＳトランジスタＱ₀，Ｑ₁はチョッパー制
御回路３１により高周波的にＯＮ／ＯＦＦされる。ＭＯ
ＳトランジスタＱ₀，Ｑ₁がＯＮされると、全波整流回
路２からＭＯＳトランジスタＱ₁、インダクタＬ₂、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ₀を介して電流が流れて、インダク
タＬ₂にエネルギーが蓄積される。ＭＯＳトランジスタ
Ｑ₀，Ｑ₁がＯＦＦされると、インダクタＬ₂の両端に
電圧が発生し、ダイオードＤ ₁を介してコンデンサＣ₄
に電流が流れて、インダクタＬ₂のエネルギーがコンデ
ンサＣ₄に放出される。これにより、コンデンサＣ₄に
は平滑な直流電圧が得られる。Ｃ₃は高周波バイパス用
のコンデンサであり、昇降圧チョッパー回路３の入力端
子に並列接続されている。

【００１２】昇降圧チョッパー回路３の出力には、イン
バータ回路４が接続されている。インバータ回路４は、
ＭＯＳトランジスタＱ₂，Ｑ₃の直列回路とコンデンサ
Ｃ₁₂，Ｃ₁₃の直列回路が並列接続されている。ＭＯＳト
ランジスタＱ₂，Ｑ₃の接続点とコンデンサＣ₁₂，Ｃ₁₃
の接続点の間には、インダクタＬ₃とコンデンサＣ₅の
直列共振回路が接続されている。コンデンサＣ₅の両端
には、絶縁トランスＴｆの１次巻線が並列接続されてい
る。絶縁トランスＴｆの２次巻線には、コンデンサ
Ｃ₆，Ｃ₇とトランスＬ₄よりなる正弦波フィルタ回路
を介して出力される。インバータ回路４の出力は、電流
検出トランスＣＴを介して負荷５に供給されている。ま
た、インバータ回路４の出力には、出力電圧検出回路１
１が接続されている。電流検出トランスＣＴの出力巻線
の両端はダイオードＤ₂，Ｄ₃を介して時定数回路ＣＲ
₁，ＣＲ₂に入力されており、前記出力巻線のセンター
タップは接地されている。第１の時定数回路ＣＲ₁の出
力は、差動増幅回路７の第１の入力とされている。差動
増幅回路７の第２の入力には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力
されている。差動増幅回路７の出力は、チョッパー制御
回路３１にフィードバックされている。ＭＯＳトランジ
スタＱ₂，Ｑ₃はインバータ制御回路４１の出力により
ＯＮ／ＯＦＦ制御される。インバータ制御回路４１は発
振回路４２の出力を分周して、ＭＯＳトランジスタＱ₂
がＯＮ、ＭＯＳトランジスタＱ₃がＯＦＦとなる第１の
状態と、ＭＯＳトランジスタＱ₂がＯＦＦ、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ ₃がＯＮとなる第２の状態とが交番するよう
に、ＭＯＳトランジスタＱ₂，Ｑ₃を制御する。また、
発振回路４２には、第２の時定数回路ＣＲ₂の出力電圧
が入力されると共に、第１の時定数回路ＣＲ₁の出力電
圧が補正回路４３を介して入力されている。全波整流回
路２の交流入力端子には、ダイオードＤ₄，Ｄ₅を介し
てソフトスタート回路８が接続されている。ソフトスタ
ート回路８の出力は、チョッパー制御回路３１に入力さ
れている。

【００１３】以下、本実施例の動作について説明する。
本実施例では、商用電源Ｖｓからの交流電圧を全波整流
回路２により整流した後に昇降圧チョッパー回路３によ
り平滑な直流電圧に変換し、その後段のハーフブリッジ
構成のインバータ回路４によって高周波電力に変換し
て、負荷５に供給している。昇降圧チョッパー回路３
は、ＭＯＳトランジスタＱ₀，Ｑ₁のスイッチング動作
と、エネルギーを蓄積するためのインダクタＬ₂、平滑
用のコンデンサＣ₄などによって商用電圧を全波整流し
た電圧よりも低い又は高い直流電圧を得ている。電源投
入時は、トランジスタＱ₀，Ｑ₁のオン・デューティを
抑えて、徐々に広げていくことにより突入電流を抑制し
ている。定常的には負荷５と直列に接続された電流トラ
ンスＣＴによって負荷電流を検出し、負荷電流の大小に
応じた電圧を基準電圧と比較し、トランジスタＱ₁のデ
ューティを変化させることにより、負荷電流が一定とな
るように、降圧チョッパー回路３の出力電圧が変化する
ようにしている。

【００１４】インバータ回路４は、ＭＯＳトランジスタ
Ｑ₂，Ｑ₃とコンデンサＣ₁₂，Ｃ₁₃でハーフブリッジ回
路を構成し、発振回路４２で決まる周波数をインバータ
制御回路４１で分周して、ＭＯＳトランジスタＱ₂，Ｑ
₃が交互にスイッチングするようにしたものである。な
お、スイッチング周波数は凡そ４０ｋＨｚ〜１００ｋＨ
ｚの範囲で、なるべく雑音の影響が少ない値を中心とし
て変化させている。ハーフブリッジ構成のインバータの
出力電圧は矩形波であるが、主にインダクタＬ ₃とコン
デンサＣ₅の直列共振回路及び絶縁トランスＴｆ、コン
デンサＣ₆，Ｃ ₇，インダクタＬ₄などからなる正弦波
フィルタ回路によって正弦波に近い電流を出力するもの
である。これは負荷に高周波電流を供給する際の配線路
から発生する輻射雑音を最小限に抑えるために、正弦波
に近い波形としているものである。また、インバータ回
路４の出力を絶縁トランスＴｆで絶縁しているのは、施
工時における感電等の危険を防止し、また、大地に対す
る漏洩電流を低減し、それによる配線損失を低減するた
めである。

【００１５】この実施例では、負荷変動に対する応答時
間を短縮すると共に、雑音障害を最小限に抑えるため
に、比較的長時間にわたる負荷変動に対してはチョッパ
ー回路３のスイッチング動作を制御し、比較的短時間の
負荷変動に対してはインバータ回路４のスイッチング動
作を制御している。チョッパー回路３は、電源投入時に
はソフトスタート回路８により制御され、突入電流を抑
制する。また、電源投入時以外には、インバータ回路４
からの出力電流を電流検出トランスＣＴにより検出し、
時定数回路ＣＲ₁により比較的大きい時定数で平均化し
た信号によりフィードバック制御される。これにより、
検出電流に応じてチョッパー回路３の出力電圧を変化さ
せ、出力電流が一定となるように制御している。また、
電流検出トランスＣＴの検出信号は、時定数回路ＣＲ₂
により比較的小さい時定数で平均化されて、インバータ
回路４の発振回路４２に入力されている。この発振回路
４２は、比較的短時間の負荷変動に対して出力電流が一
定となるようにインバータ回路４の発振周波数を変化さ
せるものであり、その結果、人間の目の残像効果によっ
て感じることができない程度のちらつき（１０ｍｓｅｃ
以下の負荷電流変動）に対して応答でき、不快感が生じ
ない。また、定常的にはインバータの制御条件を出力波
形が最も歪みの少ない波形となるような条件とするべ
く、時定数回路ＣＲ₁の出力が補正回路４３を介して発
振回路４２に入力されている。これにより、連続して配
線路から発生する雑音を最小限に抑えることができる。
この補正回路４３は、雑音除去のために都合の良い発振
周波数やデューティとなるように、インバータの制御条
件をチョッパー出力電圧に応じて補正するものである。
定常状態に移行するまでの間に極めて短時間にわたり雑
音レベルが上昇するが、実用上は支障の無い状態を達成
することができる。

【００１６】なお、インバータ回路４の前段に設けたチ
ョッパー回路３は昇降圧式に限らず、例えば、昇圧式や
降圧式であっても良い。インバータ回路４はハーフブリ
ッジ式に限らず、フルブリッジ式でも良く、その定常的
な出力波形が正弦波に近いものであれば任意の方式を用
いることができる。さらに、インバータ回路４の出力制
御方式としては、周波数を変化させる方式を示したが、
スイッチング素子のデューティなどを変化させる方式を
用いても良い。

【００１７】図５は本実施例に用いる出力電圧検出回路
１１の構成を示している。これは、図２に示した回路を
２個並列に接続したものであり、ツェナーダイオードＺ
Ｄ₁とＺＤ₂のツェナー電圧を異なる値とすることによ
り、検出電圧は２段階に分かれている。図６は本実施例
の動作説明図である。まず、過負荷状態は低い電圧Ｖｚ
₁で検出すると共に、チョッパー制御回路３１にフィー
ドバックされて、比較的長い時間で出力を制限するよう
に制御している。また、負荷開放状態は、高い電圧Ｖｚ
₂で検出すると共に、インバータ制御回路４１にフィー
ドバックされて、短時間で発振を停止させて回路を保護
している。

【００１８】図７は請求項３記載の発明の基本構成を示
す回路図である。商用電源Ｖｓからの交流電力は、定電
流高周波電源Ａにより高周波電流に変換され、出力配線
２０に導通される。この出力配線２０は電流トランスＴ
₁の磁気コアに１次巻線として貫通している。電流トラ
ンスＴ₁の磁気コアには２次巻線が巻回されており、こ
の２次巻線には短絡回路２１と負荷検出回路２２と負荷
２３が接続されている。負荷検出回路２２により負荷２
３の存在が検出されているときには、短絡回路２１は開
放状態となっており、通常の動作となる。また、負荷２
３の不存在が検出されたときには、短絡回路２１は導通
状態となり、電流トランスＴ₁の２次巻線は短絡され
る。

【００１９】図８は請求項３記載の発明の一実施例を示
す回路図である。この実施例では、短絡回路２１はリレ
ーＲｙのノーマリ・オフ接点ＳＷで構成されている。負
荷検出回路２２の入力に設けられた全波整流器ＤＢの交
流入力端子は、電流トランスＴ₁の２次巻線に接続され
ている。全波整流器ＤＢの直流出力端子にはコンデンサ
Ｃ₁₁が接続されている。このコンデンサＣ₁₁の両端に
は、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂の直列回路が接続されている。抵抗
Ｒ₁₁，Ｒ₁₂の接続点は、抵抗Ｒ₁₃とツェナダイオードＺ
Ｄ₁を介してサイリスタＱ₄のゲートに接続されてい
る。サイリスタＱ₄はリレーＲｙの励磁コイルと抵抗Ｒ
₁₄を介して直流電源Ｅ₁に接続されている。リレーＲｙ
のノーマリ・オフ接点ＳＷは保護回路１２の出力とし
て、電流トランスＴ₁の２次巻線に接続されている。

【００２０】図９は本実施例の動作説明図であり、図
中、（ａ）は電流トランスＴ₁の２次巻線ｎ₂の電圧Ｖ
ｎ₂、（ｂ）は抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧された電圧Ｖｉと
ツェナーダイオードＺＤ₁のツェナー電圧Ｖｚ、（ｃ）
はサイリスタＱ₄のトリガー信号、（ｄ）はリレーＲｙ
の励磁電流である。図中、Ｐ点までは負荷が接続されて
おり、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧された電圧Ｖｉはツェナー
ダイオードＺＤ₁のツェナー電圧Ｖｚに達していないの
で、サイリスタＱ₄はトリガーされない。したがって、
リレーＲｙには励磁電流が流れず、そのノーマリ・オフ
接点ＳＷは開放されており、負荷２３は点灯状態を維持
する。次に、ランプ寿命などによりフィラメントが断線
して不点灯になると、無負荷状態となり、電流トランス
Ｔ₁の２次巻線ｎ₂の電圧Ｖｎ₂が上昇する。これによ
り、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧された電圧Ｖｉがツェナーダ
イオードＺＤ₁のツェナー電圧Ｖｚに達して、ツェナー
ダイオードＺＤ₁を介してサイリスタＱ₄のトリガー電
流が流れるので、サイリスタＱ₄が導通する。このた
め、リレーＲｙに励磁電流が流れて、ノーマリ・オフ接
点ＳＷが短絡され、電流トランスＴ₁の２次巻線ｎ₂の
電圧Ｖｎ₂はゼロとなる。

【００２１】図１０は他の実施例の回路図である。図８
の実施例では、瞬時ではあるが、ノーマリ・オフ接点Ｓ
ＷがＯＮするまでの間、トランスＴ₁の２次巻線ｎ₂の
電圧が上昇し、全波整流器ＤＢには照明負荷２３の始動
電圧以上の高電圧が印加されるため、高耐圧のダイオー
ドブリッジや電解コンデンサが必要となり、回路が大型
化したり、コストが高くなる。そこで、図１０の実施例
では、電流トランスＣＴ₁を設けて、その２次巻線に全
波整流器ＤＢの交流入力端子を接続している。全波整流
器ＤＢの直流出力端子には、コンデンサＣ₁₁と抵抗
Ｒ₁₁，Ｒ₁₂，Ｒ₁₃及びツェナーダイオードＺＤ₁よりな
る検出回路が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ
₁が導通すると、トランジスタＱ₄のベース・エミッタ
間にツェナー電流が流れるように構成されている。この
トランジスタＱ₄は別のトランジスタＱ₅のベース・エ
ミッタ間に接続されている。トランジスタＱ₅のベース
には、直流電源Ｅ₁から抵抗Ｒ₁₅を介してベース電流が
供給されている。また、直流電源Ｅ₁には、トランジス
タＱ₅のコレクタ・エミッタ間を介して抵抗Ｒ₁₄とリレ
ーＲｙの励磁コイルが接続されている。

【００２２】図１１は本実施例の動作説明図であり、図
中、（ａ）は電流トランスＣＴ₁の２次巻線に流れる電
流Ｉ₂、（ｂ）は抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧された電圧Ｖｉ
とツェナーダイオードＺＤ₁のツェナー電圧Ｖｚ、
（ｃ）はトランジスタＱ₄のＯＮ／ＯＦＦ、（ｄ）はト
ランジスタＱ₅のＯＮ／ＯＦＦ、（ｅ）はリレー接点Ｓ
ＷのＯＮ／ＯＦＦ、（ｆ）は電流トランスＴ₁の２次巻
線ｎ₂に生じる電圧Ｖｎ₂である。図中、Ｐ点までは負
荷が接続されており、電流トランスＣＴ₁に電流が流れ
るので、その２次巻線にも電流Ｉ₂が流れて、抵抗
Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧された電圧Ｖｉはツェナーダイオード
ＺＤ₁のツェナー電圧Ｖｚよりも高く、トランジスタＱ
₄はＯＮであり、そのため、トランジスタＱ₅はＯＦＦ
している。したがって、リレーＲｙの励磁電流は流れ
ず、リレー接点ＳＷはＯＦＦしている。次に、無負荷状
態になると、トランジスタＱ₄がＯＦＦ、トランジスタ
Ｑ₅がＯＮとなり、リレー接点ＳＷはＯＮとなる。これ
により、電流トランスＴ₁の２次巻線ｎ₂は短絡され
る。

【００２３】図１２は請求項４記載の発明の基本構成を
示す回路図である。商用電源Ｖｓからの交流電力は、定
電流高周波電源Ａにより高周波電流に変換され、出力配
線２０に導通される。この出力配線２０は電流トランス
Ｔ₁の磁気コアに１次巻線として貫通している。また、
出力配線２０の電流が磁気コアを貫通しないようにバイ
パスさせるための短絡回路２１が接続されている。電流
トランスＴ₁の磁気コアには２次巻線が巻回されてお
り、この２次巻線には負荷検出回路２２と負荷２３が接
続されている。負荷検出回路２２により負荷２３の存在
が検出されているときには、短絡回路２１は開放状態と
なっており、通常の動作となる。また、負荷２３の不存
在が検出されたときには、短絡回路２１は導通状態とな
り、電流トランスＴ₁の１次巻線は短絡される。

【００２４】図１３は請求項４記載の発明の一実施例を
示す回路図である。本実施例では、短絡回路２１はリレ
ーのノーマリ・オフ接点ＳＷで構成されている。負荷検
出回路２２の構成については、図８又は図１０の構成と
同様である。図１２又は図１３の回路では、図７、図８
又は図１０の回路に比べて電力変換効率は高くなる。な
ぜなら、図７、図８又は図１０の回路でも無負荷時には
電流トランスＴ₁の２次巻線には高電圧は発生しない
が、２次巻線には短絡電流が流れ続けて、コアの鉄損や
コイルの銅損は負荷が存在する場合と同様に生じるが、
図１２又は図１３の回路では電流トランスＴ₁の１次巻
線を短絡させているので、無負荷時における鉄損や銅損
が生じないという利点がある。

【００２５】

【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、高周波電
源から給電される電流を複数の電流トランスで受けて、
それぞれの電流トランスで負荷を動作させるようにした
点灯装置において、直流電圧をスイッチング動作によっ
て任意の電圧値に変換する直流電圧変換部と、直流電圧
変換部により変換された直流電圧をスイッチング動作に
よって高周波電圧に変換するインバータ部と、インバー
タ部の出力電圧又は出力電流を検出する検出部とで高周
波電源を構成したので、過負荷時や負荷開放時のような
負荷の異常時に、出力電圧又は電流検出の変化を検出し
て、インバータ部の発振を停止させたり、出力を絞るこ
とで回路を保護することができる。

【００２６】また、請求項２記載の発明によれば、直流
電圧変換部から出力される直流電圧をインバータ部によ
り高周波に変換し、複数の電流トランスを介して負荷に
供給するようにした電源装置において、出力電流が一定
となるように、直流電圧変換部の電圧を変化させるよう
にしたから、インバータ部としては、入力電圧が変化し
ても同一の発振条件で動作すれば良いので、複雑な制御
が不要であり、構成が簡単になるという利点がある。

【００２７】また、請求項３記載の発明によれば、無負
荷時においても電流トランスの２次巻線電圧がほとんど
発生せず、万一触れた場合でも電撃を受けることがな
く、安全である。

【００２８】さらに、請求項４記載の発明によれば、電
流トランスの１次巻線を短絡させているので、無負荷時
における鉄損や銅損を無くすことができ、電力変換効率
が高くなるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図２】請求項１記載の発明に用いる出力電圧検出回路
の回路図である。

【図３】請求項１記載の発明の動作を示す説明図であ
る。

【図４】請求項２記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図５】請求項２記載の発明に用いる出力電圧検出回路
の回路図である。

【図６】請求項２記載の発明の動作を示す説明図であ
る。

【図７】請求項３記載の発明の基本構成を示す回路図で
ある。

【図８】請求項３記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図９】請求項３記載の発明の一実施例の動作波形図で
ある。

【図１０】請求項３記載の発明の他の実施例の回路図で
ある。

【図１１】請求項３記載の発明の他の実施例の動作波形
図である。

【図１２】請求項４記載の発明の基本構成を示す回路図
である。

【図１３】請求項４記載の発明の別の実施例の回路図で
ある。

【図１４】従来例の回路図である。

【符号の説明】

１雑音防止回路２全波整流回路３チョッパー回路４インバータ回路５負荷１１出力電圧検出回路１２保護回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波定電流電源と、前記電源から出
力される定電流が供給される閉ループ状の出力配線と、
前記出力配線を１次巻線として貫通させる磁気コアを備
える電流トランスと、前記電流トランスの２次巻線に接
続された照明負荷とを備え、前記電源の出力部に出力電
流検出回路と出力電圧検出回路の少なくとも一方を設け
た点灯装置において、前記出力電流検出回路の検出電流
が所定値以下のとき、又は前記出力電圧検出回路の検出
電圧が所定値以上のときに動作する保護回路を前記電源
に設けたことを特徴とする高周波点灯装置。
【請求項２】高周波定電流電源と、前記電源から出
力される定電流が供給される閉ループ状の出力配線と、
前記出力配線を１次巻線として貫通させる磁気コアを備
える電流トランスと、前記電流トランスの２次巻線に接
続された照明負荷とを備える点灯装置において、前記高
周波定電流電源は、交流電圧を直流電圧に変換する直流
電圧変換部と、前記直流電圧を高周波電圧に変換するイ
ンバータ部とから構成され、前記直流電圧変換部の出力
電圧と前記インバータ部の入力電流の積が所定値を越え
たときに動作する保護回路を備えることを特徴とする高
周波点灯装置。
【請求項３】高周波定電流電源と、前記電源から出
力される定電流が供給される閉ループ状の出力配線と、
前記出力配線を１次巻線として貫通させる磁気コアを備
える電流トランスと、前記電流トランスの２次巻線に接
続された照明負荷とを備え、前記電源の出力部に出力電
流検出回路と出力電圧検出回路の少なくとも一方を設け
た点灯装置において、負荷の異常時に前記電流トランス
の２次巻線の両端を短絡させるスイッチ回路を設けたこ
とを特徴とする高周波点灯装置。
【請求項４】高周波定電流電源と、前記電源から出
力される定電流が供給される閉ループ状の出力配線と、
前記出力配線を１次巻線として貫通させる磁気コアを備
える電流トランスと、前記電流トランスの２次巻線に接
続された照明負荷とを備え、前記電源の出力部に出力電
流検出回路と出力電圧検出回路の少なくとも一方を設け
た点灯装置において、前記出力配線が電流トランスの磁
気コアを貫通しないように切り換えるバイパス回路を設
けたことを特徴とする高周波点灯装置。