JPH06311192A - ディジタル復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】送信データが複数の搬送波で多重化された多位
相変調波を受信して検波する復調器の回路規模を縮小し
て小形化する。 【構成】受信入力ｉをＦＦＴ１１で各搬送波のＩ，Ｑ信
号に分離し、逆ＦＦＴ１２で合成Ｉ，Ｑ信号を生成し、
１つの等化器１３によって復調データから逆ＦＦＴ１６
で再合成したＩ，Ｑ信号を参照信号として受信入力の等
化を行うように構成した。 【効果】搬送波の数に関係なく１つの等化器で等化でき
るため回路規模が縮小される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信の
変復調方式の一つであるマルチキャリア型変復調方式の
送受信機に用いられる準同期検波方式の復調器に関し、
特に、等化器付ディジタル復調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】まず、送信側の変調器について説明す
る。図３（Ａ）はマルチキャリア型変調器の構成例を示
すブロック図である。送信するディジタルデータａは、
バッファ１により、多重シンボル数ｎ個（通常ｎは１０
〜１００程度）毎にｎ個の変調器２〜４に対してシンボ
ルデータｂを分割出力する。＃１〜＃ｎの各変調器２〜
４は、入力されたシンボルデータｂによって、それぞれ
互いに異なる周波数の搬送波（キャリア）を直交変調す
る。加算器５は、その各キャリアの変調信号ｇを加算し
て最終的な変調信号ｈを出力する。図３（Ｂ）は（Ａ）
の変調器２〜４のそれぞれのブロック図である。図４は
Ｉ，Ｑ信号配置例図であり、ＱＰＳＫ（quadrature pha
se sift keying、４相位相変調）方式の場合の信号配置
（位相ダイヤグラム；phase trajectory) 例を示す。キ
ャリア毎のシンボルデータｂは、Ｉ，Ｑ変換器２−１に
より、図４の２ビットデータに従って同相成分Ｉ（Ｉ）
データｃと直交成分Ｑ（Ｉ）データｄ（Ｉは１〜ｎ）に
変換される。各成分データｃ，ｄに対して、互いにπ／
２位相のずれたキャリア周波数信号ｅ，ｆを乗算器２−
４，２−５でそれぞれ乗算した後、加算器２−６で加算
することにより、キャリア毎の変調信号ｇが得られる。
このｎ個の変調信号ｇを図３（Ａ）の加算器５で加算す
ることによりマルチキャリア変調信号（ＱＰＳＫ変調
波）ｈが得られる。

【０００３】本発明は、このようにして送出されたマル
チキャリア変調信号（ＱＰＳＫ変調波）を受信する受信
機の復調器を対象とするものである。図５（Ａ）は従来
の復調器のブロック図、（Ｂ）はその各キャリア毎に設
けられている検波器のブロック図である。図５（Ａ）に
おいて、受信信号ｉは、＃１〜＃ｎ検波器６〜８で各キ
ャリア毎に検波されてＩ’，Ｑ’信号ｊが出力される。
バッファ１０は各キャリアのＩ’（Ｉ），Ｑ’（Ｉ）信
号ｊを図４の信号配置に従って１シンボル２ビットのデ
ィジタルデータに並／直変換して復調ディジタルデータ
ｋを出力する。図５（Ｂ）の検波器は、受信信号ｉの各
キャリアに対して、互いにπ／２位相シフトしたキャリ
ア周波数信号を乗算器６−２，６−４で乗算し、ＬＰＦ
（低域通過フィルタ）６−５，６−６で帯域制限するこ
とによりキャリア毎のＩ’（Ｉ），Ｑ’（Ｉ）信号を得
る。Ｉ，Ｑ判定器６−７では、図４のＩ，Ｑ信号配置に
従って判定し、１シンボル２ビットのデータｊを出力す
る。図５の検波器６〜８は、直交検波の原理から１つの
ＦＦＴ（ファーストフーリエ変換）に置き換えることが
できることが知られているので、図５（Ａ）を図６のよ
うな構成で表すことができる。以下の説明ではマルチキ
ャリア用検波器６〜８を図６のようにＦＦＴ６１として
表す。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】マルチキャリア変調方
式は、１キャリア当りの伝送帯域がキャリア数に逆比例
して小さくなるため、陸上移動通信で避けて通ることの
できない周波数選択性フェージングに強いという利点が
ある。しかし、通常のアナログ無線機に使用しているベ
ースバンドモデム（周波数帯域３００〜２７００Ｈｚ）
を、ＨＦ帯（３ＭＨｚ〜３０ＭＨｚ）で使用する場合、
電離層反射による最大３ｍＳに及ぶマルチパス遅延波の
発生する環境下のため受信データの誤り率が低下し、十
分な誤り率特性が得られない。図７はマルチパスフェー
ジング（２波レベル比＝１対１）によるマルチキャリア
モデムのスペクトラム例図である。図から明らかなよう
に、マルチパスフェージングにより周波数選択性フェー
ジングが発生し、一部のキャリアのレベルが大きく減衰
を受ける。この問題を解決する方法として等化器が有効
であることが知られている。図８は等化器を用いた従来
の復調器の構成例図である。図のように、従来の回路
は、各キャリア毎に等化器と判定器を設け、各キャリア
毎に等化する方式であり、マルチキャリア方式の場合、
キャリア数に対応する多数（１００＞ｎ＞１０）の等化
器が必要となるためハードウェアの規模が大幅に増加す
る欠点がある。

【０００５】本発明の目的は、前述の欠点を解決し、キ
ャリア数増加によるハードウェエア規模の増大を軽減す
ることのできるディジタル復調器を提供することにあ
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明のディジタル復調
器は、本発明のディジタル復調器は、互いに周波数の異
なる複数の搬送波が送信データで変調されたマルチキャ
リア変調信号を受信して検波した後のベースバンド受信
信号を入力とし各搬送波の直交検波Ｉ，Ｑ信号に変換分
離する第１の高速フーリエ変換器と、該直交検波Ｉ，Ｑ
信号をそれぞれ全搬送波について合成して合成Ｉ，Ｑ信
号を出力する第１の逆高速フーリエ変換器と、該逆高速
フーリエ変換器からの合成Ｉ，Ｑ信号を、前回の量子化
信号を合成した等化目標信号によって更新されたタップ
係数を用いて等化したＩ_E,Ｑ_E 信号を出力する等化器
と、該等化器の出力を各搬送波毎に分離してＩ_E （Ｉ）
_, Ｑ_E （Ｉ）信号を出力する第２の高速フーリエ変換器
と、該第２の高速フーリエ変換器の出力をシンボル同期
信号のシンボルの中央点でデータ判定を行い量子化信号
を出力する判定器と、該判定器からの出力を全搬送波に
ついて合成して前記等化器に前記等化目標信号として与
える第２の逆高速フーリエ変換器と、前記判定器からの
出力を並／直変換して所望の復調ディジタル信号を出力
するバッファとを備えたことを特徴とするものである。

【０００７】さらに、前記第１の高速フーリエ変換器と
第１の逆高速フーリエ変換器の代わりに、前記マルチキ
ャリア変調信号を受信して中間周波数に変換した信号を
入力とし、直交検波して前記合成Ｉ，Ｑ信号を出力する
直交検波器を備えたことを特徴とするものである。

【０００８】すなわち、１つの等化器によって全キャリ
アを一括して等化するように構成したことが要旨であ
る。

【０００９】

【実施例】図１は本発明の第１の実施例を示すブロック
図である。図において、１１は高速フーリエ変換器（Ｆ
ＦＴ）、１２は逆ＦＦＴ、１３は等化器、１４はＦＦ
Ｔ、１５は判定器、１６は逆ＦＦＴ、１７は並列データ
を直列データに変換するバッファ、１８はシンボル同期
回路である。

【００１０】受信信号（検波後のベースバンド信号）ｉ
は、ＦＦＴ１１により各キャリア毎に直交検波信号Ｉ’
（Ｉ），Ｑ’（Ｉ）（Ｉは１〜ｎ）に変換される。この
直交検波信号Ｉ’（Ｉ），Ｑ’（Ｉ）信号は逆ＦＦＴ１
２で変調され、同相成分Ｉ，直交成分Ｑ毎にｎキャリア
分合成される。その結果、全キャリアを合成したＩ，Ｑ
の２つの信号が出力される。等化器１３は、前回のシン
ボルで所望の信号Ｉ_R ，Ｑ_R （逆ＦＦＴ１６の出力）を
用いて更新されたタップ係数を用いて等化し、Ｉ_E ，Ｑ
_E 信号を出力する。等化器１３から出力されたＩ_E ，Ｑ
_E 信号は、ＦＦＴ１４により各キャリアに分離されてＩ
_E （Ｉ），Ｑ_E （Ｉ）信号となり、判定器１５に入力さ
れる。判定器１５は、シンボル同期回路１８から与えら
れる時刻（シンボルの中央点）における信号点Ｉ
_E （Ｉ），Ｑ_E （Ｉ）を、図４の信号配置に従ってデー
タ判定する。バッファ１７は全キャリア分の復調データ
を保持し、並／直列変換して復調ディジタルデータを出
力する。判定器１５で図４の信号配置のどれかに判定，
量子化されたキャリア数分の量子化信号Ｉ_R （Ｉ），Ｑ
_R （Ｉ）（Ｉは１〜ｎ）は、逆ＦＦＴ１６により全キャ
リアを合成したＩ_R ，Ｑ_R 信号に変換され、等化器１３
のタップ係数更新時の所望の信号（等化のターゲット）
となる。

【００１１】図２は本発明の第２の実施例を示すブロッ
ク図である。この第２の実施例は、復調器の入力受信信
号を中間周波数（ＩＦ）段から取り出す場合の構成例で
あり、図１の第１の実施例におけけるＦＦＴ１１，逆Ｆ
ＦＴ１２を直交検波器１９に置き換えたものである。従
って、他の構成要素は図１の第１の実施例の該当要素と
同じである。等化器１３のタップ係数の更新は、シンボ
ル同期回路１８から与えられたシンボルの中央点で、判
定データ更新後の信号を用いて一般的なＲＬＳ（Recurs
iveLeast Square）またはＬＭＳ（Least Mean Square
）アルゴリズムにより行われる。

【００１２】このような構成にすることにより、図８に
示した従来の構成と比較すると、図１の第１の実施例で
は新たに１つのＦＦＴ回路及び２つの逆ＦＦＴ回路を追
加する必要があり、図２の第２の実施例では直交検波器
と１つのＦＦＴ回路及び１つの逆ＦＦＴが追加される
が、等化器，判定器は全キャリアについて１つのみにな
り、復調器全体の回路規模としては大幅に縮小すること
ができる。

【００１３】以上の実施例では、ＱＰＳＫ（４相ＰＳ
Ｋ）の方式の場合について示したが、例えば、π／４シ
フトＱＰＳＫ，多相ＰＳＫ，多値ＱＡＭ（１６ＱＡＭ，
６４ＱＡＭなど）の方式にも適用できる。

【００１４】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明を実
施することにより、キャリア数の多少によらずに、１つ
の等化器で復調器を実現することができるため、復調器
の回路規模が大幅に縮小され、実用上の効果は極めて大
きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

【図３】ＱＰＳＫ変調器の構成例図である。

【図４】ＱＰＳＫ変調器のＩ，Ｑ信号配置図である。

【図５】従来の復調器の構成例図である。

【図６】従来の復調器の構成例図である。

【図７】マルチキャリア変調信号の選択性フェージング
下のスペクトラム例図である。

【図８】従来の等化器を用いた復調器の構成例図であ
る。

【符号の説明】

１ バッファ ２，３，４ 変調器 ２−１ Ｉ，Ｑ変換器 ２−２ 搬送波発生器 ２−３ π／２移相器 ２−４，２−５ 乗算器 ２−６ 加算器 ５ 加算器 ６，７，８ 検波器 ６−１ 搬送波発生器 ６−２，６−４ 乗算器 ６−３ π／２移相器 ６−５，６−６ ＬＰＦ ６，７ Ｉ，Ｑ判定器 ９ シンボル同期回路 １０ バッファ １１，１４ ＦＦＴ １２，１６ 逆ＦＦＴ １３ 等化器 １５ 判定器 １７ バッファ １８ シンボル同期回路 １９ 直交検波器 ６１ ＦＦＴ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに周波数の異なる複数の搬送波が送
   信データで変調されたマルチキャリア変調信号を受信し
   て検波した後のベースバンド受信信号を入力とし各搬送
   波の直交検波Ｉ，Ｑ信号に変換分離する第１の高速フー
   リエ変換器と、 該直交検波Ｉ，Ｑ信号をそれぞれ全搬送波について合成
   して合成Ｉ，Ｑ信号を出力する第１の逆高速フーリエ変
   換器と、 該逆高速フーリエ変換器からの合成Ｉ，Ｑ信号を、前回
   の量子化信号を合成した等化目標信号によって更新され
   たタップ係数を用いて等化したＩ_E,Ｑ_E 信号を出力する
   等化器と、 該等化器の出力を各搬送波毎に分離してＩ_E （Ｉ）_, Ｑ
   _E （Ｉ）信号を出力する第２の高速フーリエ変換器と、 該第２の高速フーリエ変換器の出力をシンボル同期信号
   のシンボルの中央点でデータ判定を行い量子化信号を出
   力する判定器と、 該判定器からの出力を全搬送波について合成して前記等
   化器に前記等化目標信号として与える第２の逆高速フー
   リエ変換器と、 前記判定器からの出力を並／直変換して所望の復調ディ
   ジタル信号を出力するバッファとを備えたディジタル復
   調器。
2. 【請求項２】 請求項１記載の第１の高速フーリエ変換
   器と第１の逆高速フーリエ変換器の代わりに、前記マル
   チキャリア変調信号を受信して中間周波数に変換した信
   号を入力とし、直交検波して前記合成Ｉ，Ｑ信号を出力
   する直交検波器を備えたことを特徴とする請求項１記載
   のディジタル復調器。