JPH06224689A - 低周波及び超低周波応用装置のためのｒｃフィルタ - Google Patents
低周波及び超低周波応用装置のためのｒｃフィルタInfo
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- JPH06224689A JPH06224689A JP5188232A JP18823293A JPH06224689A JP H06224689 A JPH06224689 A JP H06224689A JP 5188232 A JP5188232 A JP 5188232A JP 18823293 A JP18823293 A JP 18823293A JP H06224689 A JPH06224689 A JP H06224689A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 非常に高い時定数を必要とする集積回路に適
した構造上及び動作上の特徴を有する安価で高精度のＲ
Ｃフィルタを提供すること。 【構成】 本発明のＲＣフィルタ１は、フィルタ入力Ｖ
in及び出力Ｖout 間にある抵抗Ｒと、抵抗Ｒの後に接続
され出力がコンデンサを介して入力に帰還させられてい
る増幅器５を備える。この単純な設計によって、既知の
ミラー効果を利用して、集積回路におけるごく小さい空
間を占有する小寸法の構成成分を使用しながら高い時定
数を有するフィルタを製作することが可能になる。
した構造上及び動作上の特徴を有する安価で高精度のＲ
Ｃフィルタを提供すること。 【構成】 本発明のＲＣフィルタ１は、フィルタ入力Ｖ
in及び出力Ｖout 間にある抵抗Ｒと、抵抗Ｒの後に接続
され出力がコンデンサを介して入力に帰還させられてい
る増幅器５を備える。この単純な設計によって、既知の
ミラー効果を利用して、集積回路におけるごく小さい空
間を占有する小寸法の構成成分を使用しながら高い時定
数を有するフィルタを製作することが可能になる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、低周波又は超低周波応
用装置のためのＲＣフィルタに関する。
用装置のためのＲＣフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明の応用分野は、排他的にではない
が特に、電話加入者用機器に組み込まれた電話音声回路
に関係している。この明細書では、説明の簡単のため
に、この応用分野に言及する。
が特に、電話加入者用機器に組み込まれた電話音声回路
に関係している。この明細書では、説明の簡単のため
に、この応用分野に言及する。
【０００３】特にこの応用分野においては、低周波又は
超低周波で動作するＲＣフィルタに対する需要がある。
更に、この需要としばしば関連しているのは、たとえば
１秒の何分の１の程度の非常に高い時定数を達成するこ
との必要性である。この典型が、前記の音声回路におい
て受信されている電話信号から直流基準電圧を分離する
ことを必要とする場合である。
超低周波で動作するＲＣフィルタに対する需要がある。
更に、この需要としばしば関連しているのは、たとえば
１秒の何分の１の程度の非常に高い時定数を達成するこ
との必要性である。この典型が、前記の音声回路におい
て受信されている電話信号から直流基準電圧を分離する
ことを必要とする場合である。
【０００４】知られているように、非常に高い時定数は
非常に大きいコンデンサ及び／又は抵抗も又使用される
ことを必要とする。これは、個別部品回路に関する限り
は、数百マイクロファラド程度のコンデンサ及び数十メ
ガオーム程度の抵抗が容易に市販で入手可能であるの
で、大した問題ではない。しかし、そのような部品が集
積回路で実現されるべき場合には、ＲＣ回路のために確
保されるべきシリコン面積に関して重大な問題が生じ
る。
非常に大きいコンデンサ及び／又は抵抗も又使用される
ことを必要とする。これは、個別部品回路に関する限り
は、数百マイクロファラド程度のコンデンサ及び数十メ
ガオーム程度の抵抗が容易に市販で入手可能であるの
で、大した問題ではない。しかし、そのような部品が集
積回路で実現されるべき場合には、ＲＣ回路のために確
保されるべきシリコン面積に関して重大な問題が生じ
る。
【０００５】従来の技術は、集積回路の外部に接続され
た個別部品の使用を提案してきた。これは、電話音声回
路に関しても又従来とられてきたアプローチである。し
かし、この従来のアプローチは、各シリコンチップ、し
たがって各回路の製造工程をより高価にする傾向があ
る。更に、従来の解決策では精度が低いことが判明して
いる。
た個別部品の使用を提案してきた。これは、電話音声回
路に関しても又従来とられてきたアプローチである。し
かし、この従来のアプローチは、各シリコンチップ、し
たがって各回路の製造工程をより高価にする傾向があ
る。更に、従来の解決策では精度が低いことが判明して
いる。
【０００６】本発明の基礎となっている技術的問題は、
非常に高い時定数を必要とする集積回路に適合するよう
な構造上及び動作上の特徴をもつＲＣフィルタを提供
し、従来の技術の実施例に付随する限界を克服すること
である。
非常に高い時定数を必要とする集積回路に適合するよう
な構造上及び動作上の特徴をもつＲＣフィルタを提供
し、従来の技術の実施例に付随する限界を克服すること
である。
【０００７】
【発明の概要】本発明は、間を抵抗で結合された入力端
子及び出力端子を有するフィルタ回路において具体化さ
れている。増幅器入力端子を持った増幅器が、利得を与
えるためにフィルタ出力端子に結合されている。増幅器
出力端子とフィルタ出力端子との間にはコンデンサが結
合されている。
子及び出力端子を有するフィルタ回路において具体化さ
れている。増幅器入力端子を持った増幅器が、利得を与
えるためにフィルタ出力端子に結合されている。増幅器
出力端子とフィルタ出力端子との間にはコンデンサが結
合されている。
【０００８】１つの実施例においては、増幅器はトラン
ジスタである。代替的には、増幅器は反転入力が増幅器
入力端子になっている演算増幅器でもよい。非反転入力
端子は回路のグランドに結合されている。
ジスタである。代替的には、増幅器は反転入力が増幅器
入力端子になっている演算増幅器でもよい。非反転入力
端子は回路のグランドに結合されている。
【０００９】本発明によるフィルタの特徴及び利点は、
添付の図面に言及して非限定的な例として与えられた本
発明の実施例についての次の詳細な説明から明らかにな
るであろう。
添付の図面に言及して非限定的な例として与えられた本
発明の実施例についての次の詳細な説明から明らかにな
るであろう。
【００１０】
【実施例】図面に言及すると、１において一般的・概略
的に示されているのは、本発明を具体化したＲＣフィル
タであって、これは低周波又は超低周波応用装置に適応
させてある。
的に示されているのは、本発明を具体化したＲＣフィル
タであって、これは低周波又は超低周波応用装置に適応
させてある。
【００１１】フィルタ１は入力端子Ｖinと出力端子Ｖ
out との間に抵抗Ｒを備えている。また、抵抗Ｒの後に
接続された増幅器５が設けられ、その出力Ｂはコンデン
サＣを通して入力Ａに帰還されている。
out との間に抵抗Ｒを備えている。また、抵抗Ｒの後に
接続された増幅器５が設けられ、その出力Ｂはコンデン
サＣを通して入力Ａに帰還されている。
【００１２】この増幅器５は、入力Ａを構成しているゲ
ート端子Ｇ１を有するｎチャネルＭＯＳ形のトランジス
タＴ１によって実現されている。このトランジスタＴ１
はソースＳ１が抵抗Ｒ１を介してグランドに接続され、
ドレーンＤ１も又第２の抵抗Ｒ２を介してグランドに接
続されている。ドレーンＤ１は出力ノードＢであり、又
バイアス電流発生器Ｉｐを通して電圧源Ｖｓに接続され
ている。フィルタ１の増幅利得ｋは、意図的に小さく、
１０より低くされている。この利得は、ＭＯＳトランジ
スタＴ１の相互コンダクタンス値ｇｍが抵抗Ｒ１及びＲ
２に対して相対的に高くとられるならば、抵抗Ｒ２及び
Ｒ１の比にほとんど等しい。すなわち、積ｇｍ・Ｒ１
は、１よりはるかに大きいはずである。
ート端子Ｇ１を有するｎチャネルＭＯＳ形のトランジス
タＴ１によって実現されている。このトランジスタＴ１
はソースＳ１が抵抗Ｒ１を介してグランドに接続され、
ドレーンＤ１も又第２の抵抗Ｒ２を介してグランドに接
続されている。ドレーンＤ１は出力ノードＢであり、又
バイアス電流発生器Ｉｐを通して電圧源Ｖｓに接続され
ている。フィルタ１の増幅利得ｋは、意図的に小さく、
１０より低くされている。この利得は、ＭＯＳトランジ
スタＴ１の相互コンダクタンス値ｇｍが抵抗Ｒ１及びＲ
２に対して相対的に高くとられるならば、抵抗Ｒ２及び
Ｒ１の比にほとんど等しい。すなわち、積ｇｍ・Ｒ１
は、１よりはるかに大きいはずである。
【００１３】上述の回路は、集積音声回路が動作するの
に通常必要とされる電話帯域における低雑音を特徴とす
る。
に通常必要とされる電話帯域における低雑音を特徴とす
る。
【００１４】実際、直流基準信号を交流信号から分離す
るフィルタの極は数ヘルツ程度であって、集積電話回路
と電話帯域伝送利得に関連したインピーダンスによる合
成に影響を与えない。
るフィルタの極は数ヘルツ程度であって、集積電話回路
と電話帯域伝送利得に関連したインピーダンスによる合
成に影響を与えない。
【００１５】雑音は関心事の電話帯域、すなわち、フィ
ルタを通して得られるような１ないし２ｋＨｚ領域にお
ける帯域においては更に重要であろうから、本発明の回
路は、抵抗Ｒと（｜ｋ｜＋１）・Ｃの値を有するコンデ
ンサとから成るローパスフィルタに完全に等価の様態
で、その帯域の範囲内で動作する。それによって、キャ
パシタンスが増倍され、雑音が比例して低減されたかの
ように見える。
ルタを通して得られるような１ないし２ｋＨｚ領域にお
ける帯域においては更に重要であろうから、本発明の回
路は、抵抗Ｒと（｜ｋ｜＋１）・Ｃの値を有するコンデ
ンサとから成るローパスフィルタに完全に等価の様態
で、その帯域の範囲内で動作する。それによって、キャ
パシタンスが増倍され、雑音が比例して低減されたかの
ように見える。
【００１６】これは又、利得値ｋが小さく保たれる、す
なわち、交流信号成分と直流成分との増幅を可能なかぎ
り回避することの理由を説明している。これはクランピ
ング現象が出力ノードＢで発生するのを防止する。本発
明のフィルタの発展例が図２に示されており、これは幾
分複雑な回路設計のものとなっている。
なわち、交流信号成分と直流成分との増幅を可能なかぎ
り回避することの理由を説明している。これはクランピ
ング現象が出力ノードＢで発生するのを防止する。本発
明のフィルタの発展例が図２に示されており、これは幾
分複雑な回路設計のものとなっている。
【００１７】入力信号Ｖinは、抵抗Ｒを通して演算増幅
器Ａ１の反転（−）入力に加えられる。反転入力はま
た、出力信号Ｖout を帰還信号として受ける。この増幅
器Ａ１は、望ましくは１００の高い直流利得を有するよ
うに選択されている。増幅器Ａ１は、出力Ｕをコンデン
サＣを通して反転（−）入力に帰還させている。増幅器
Ａ１の他方の非反転（＋）入力は、抵抗Ｒ１を介して反
転（−）入力に接続し、コンデンサＣ１を介して接地す
る。
器Ａ１の反転（−）入力に加えられる。反転入力はま
た、出力信号Ｖout を帰還信号として受ける。この増幅
器Ａ１は、望ましくは１００の高い直流利得を有するよ
うに選択されている。増幅器Ａ１は、出力Ｕをコンデン
サＣを通して反転（−）入力に帰還させている。増幅器
Ａ１の他方の非反転（＋）入力は、抵抗Ｒ１を介して反
転（−）入力に接続し、コンデンサＣ１を介して接地す
る。
【００１８】増幅器Ａ１は、図３においては、バイポー
ラ／ＭＯＳ混合式技法により、エミッタ接地トランジス
タＴ３、Ｔ４を含む差動セル２を伴って実現されてい
る。基準電流Ｉref は、出力Ｕにおいて所望の直流値を
与えるように選択され得る。差動セル２の反転（−）及
び非反転（＋）入力は、それぞれｎチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ３、Ｍ４の対応する１つで形成されており、
トランジスタＭ３、Ｍ４は、それぞれのソースＳ３、Ｓ
４が差動セル２におけるそれらの対応するバイポーラト
ランジスタのベース端子Ｂ３、Ｂ４に接続されている。
このようなＭＯＳトランジスタは、無限大のインピーダ
ンス入力とみなされ得るので、ベース電流の出現を防止
する。抵抗Ｒ１はＭＯＳトランジスタ対Ｍ３、Ｍ４のゲ
ート端子Ｇ３、Ｇ４間に位置している。
ラ／ＭＯＳ混合式技法により、エミッタ接地トランジス
タＴ３、Ｔ４を含む差動セル２を伴って実現されてい
る。基準電流Ｉref は、出力Ｕにおいて所望の直流値を
与えるように選択され得る。差動セル２の反転（−）及
び非反転（＋）入力は、それぞれｎチャネルＭＯＳトラ
ンジスタＭ３、Ｍ４の対応する１つで形成されており、
トランジスタＭ３、Ｍ４は、それぞれのソースＳ３、Ｓ
４が差動セル２におけるそれらの対応するバイポーラト
ランジスタのベース端子Ｂ３、Ｂ４に接続されている。
このようなＭＯＳトランジスタは、無限大のインピーダ
ンス入力とみなされ得るので、ベース電流の出現を防止
する。抵抗Ｒ１はＭＯＳトランジスタ対Ｍ３、Ｍ４のゲ
ート端子Ｇ３、Ｇ４間に位置している。
【００１９】別の方法として、図４に示されたように、
増幅器Ａ１の両入力間に、スイッチトキャパシタ形のフ
ィルタからなる回路３を接続してもよい。回路３はキャ
パシタンスＣｊを等価抵抗値に変えるのに有効であろ
う。
増幅器Ａ１の両入力間に、スイッチトキャパシタ形のフ
ィルタからなる回路３を接続してもよい。回路３はキャ
パシタンスＣｊを等価抵抗値に変えるのに有効であろ
う。
【００２０】前記の回路４は相互に且つ増幅器Ａ１の両
入力間に接続された１対のＭＯＳトランジスタＭｃ１及
びＭｃ２からなっている。ＭＯＳトランジスタＭｃ１の
ドレーンは、増幅器Ａ１の反転入力（−）に接続されて
いる。ＭＯＳトランジスタＭｃ１のソースはＭＯＳトラ
ンジスタＭｃ２のドレーンに結合され、ＭＯＳトランジ
スタＭｃ２のソースは増幅器Ａ１の非反転（＋）入力に
結合される。ＭＯＳトランジスタＭｃ１及びＭｃ２とグ
ランドとの間にはコンデンサＣｊも又接続されている。
入力間に接続された１対のＭＯＳトランジスタＭｃ１及
びＭｃ２からなっている。ＭＯＳトランジスタＭｃ１の
ドレーンは、増幅器Ａ１の反転入力（−）に接続されて
いる。ＭＯＳトランジスタＭｃ１のソースはＭＯＳトラ
ンジスタＭｃ２のドレーンに結合され、ＭＯＳトランジ
スタＭｃ２のソースは増幅器Ａ１の非反転（＋）入力に
結合される。ＭＯＳトランジスタＭｃ１及びＭｃ２とグ
ランドとの間にはコンデンサＣｊも又接続されている。
【００２１】所定のサンプリング周波数ｆｃにおいて
は、Ｃｊの等価抵抗値は、１／（Ｃｊ・ｆｃ）として与
えられ、相当に大きくなり得る。これにより、Ｒ１に対
してＲよりもはるかに高い抵抗値が可能になり、その結
果として、同じキャパシタンス値に対してさえも、時定
数Ｒ・Ｃよりもはるかに高い時定数Ｒ１・Ｃ１が可能に
なる。
は、Ｃｊの等価抵抗値は、１／（Ｃｊ・ｆｃ）として与
えられ、相当に大きくなり得る。これにより、Ｒ１に対
してＲよりもはるかに高い抵抗値が可能になり、その結
果として、同じキャパシタンス値に対してさえも、時定
数Ｒ・Ｃよりもはるかに高い時定数Ｒ１・Ｃ１が可能に
なる。
【００２２】本発明のＲＣフィルタの動作を次に説明す
る。
る。
【００２３】本発明はミラー効果（Ｍｉｌｌｅｒ Ｅｆ
ｆｅｃｔ）として知られた原理に基づいており、この原
理は次のように定義されることができる。すなわち、間
に（負の）利得Ｇが存在する２つの回路ノードの間にあ
るキャパシタンスＣには、前記ノードの第１のものとグ
ランドとの間に接続されたキャパシタンスであるＣ′＝
（│Ｇ│＋１）・Ｃに等価であって、前者よりもはるか
に大きな値Ｇ＋１を持っている。換言すれば、コンデン
サが、間に利得Ｇが存在する２つのノードＡ、Ｂ間に接
続されているときには、第１のノードＡとグランドとの
間に│Ｇ│＋１倍大きなコンデンサを配置することに匹
敵する。
ｆｅｃｔ）として知られた原理に基づいており、この原
理は次のように定義されることができる。すなわち、間
に（負の）利得Ｇが存在する２つの回路ノードの間にあ
るキャパシタンスＣには、前記ノードの第１のものとグ
ランドとの間に接続されたキャパシタンスであるＣ′＝
（│Ｇ│＋１）・Ｃに等価であって、前者よりもはるか
に大きな値Ｇ＋１を持っている。換言すれば、コンデン
サが、間に利得Ｇが存在する２つのノードＡ、Ｂ間に接
続されているときには、第１のノードＡとグランドとの
間に│Ｇ│＋１倍大きなコンデンサを配置することに匹
敵する。
【００２４】この原理の利用は図１の例から極めて明瞭
であって、この例の構造は、フィルタの入力と出力との
間に接続されておりフィルタ出力とグランドとの間に接
続された値（│Ｇ│＋１）・Ｃを有するコンデンサＣ′
と関連する抵抗Ｒと等価である。
であって、この例の構造は、フィルタの入力と出力との
間に接続されておりフィルタ出力とグランドとの間に接
続された値（│Ｇ│＋１）・Ｃを有するコンデンサＣ′
と関連する抵抗Ｒと等価である。
【００２５】他方、図２の例は、入力信号Ｖinが直流成
分及び交流成分から生じている場合に特に有効であるこ
とが判明している。図２の回路の優勢なポール（極）は
１／［Ｒ・Ｃ・（Ｇ＋１）］にほぼ位置していて、入力
信号の周波数範囲の下にある。このような条件下では、
抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とで形成されたローパスフィ
ルタのために増幅器Ａ１の２つの入力間の直流信号は零
になり、したがって増幅されない。
分及び交流成分から生じている場合に特に有効であるこ
とが判明している。図２の回路の優勢なポール（極）は
１／［Ｒ・Ｃ・（Ｇ＋１）］にほぼ位置していて、入力
信号の周波数範囲の下にある。このような条件下では、
抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とで形成されたローパスフィ
ルタのために増幅器Ａ１の２つの入力間の直流信号は零
になり、したがって増幅されない。
【００２６】１／（Ｒ１・Ｃ１）の比で表される極の周
波数よりはるかに高い周波数では、増幅器Ａ１の非反転
（＋）入力はグランドにクランプされており、ミラー効
果によって、他方の反転入力（−）に印加される信号は
フィルタリング作用によって大いに低減される。ここで
も又、増幅器出力の飽和は起こらない。
波数よりはるかに高い周波数では、増幅器Ａ１の非反転
（＋）入力はグランドにクランプされており、ミラー効
果によって、他方の反転入力（−）に印加される信号は
フィルタリング作用によって大いに低減される。ここで
も又、増幅器出力の飽和は起こらない。
【００２７】本発明によるフィルタ１のこの変形例は、
電話音声回路に特に有用である。これは、数ヘルツの程
度の周波数における極の存在にもかかわらず、回路のタ
ーンオン後の約１００ミリ秒で定常状態条件が達成され
ることを可能にするからである。通常、この遷移を加速
するためには、特別の加速技術が使用されなければなら
ない。すなわち、フィルタ帯域が広げられなければなら
ない。別の方法として、ターンオン時にフィルタにバイ
パスをつけることもできるであろう。
電話音声回路に特に有用である。これは、数ヘルツの程
度の周波数における極の存在にもかかわらず、回路のタ
ーンオン後の約１００ミリ秒で定常状態条件が達成され
ることを可能にするからである。通常、この遷移を加速
するためには、特別の加速技術が使用されなければなら
ない。すなわち、フィルタ帯域が広げられなければなら
ない。別の方法として、ターンオン時にフィルタにバイ
パスをつけることもできるであろう。
【００２８】さて、本発明のフィルタは加速条件を自動
的に生成し、遷移中、電話回路はフィルタ１の極により
設定された時定数で動作するが、しかし、この極はミラ
ー効果によって増倍されない。実際、増幅器Ａ１の直流
利得を１００とすると、フィルタ１の周波数応答は図５
に示されたものになるが、この図では約１０ｄＢのピー
ク４が、１／（２０・Ｒ・Ｃ）の値の近くで顕著であ
る。それゆえ、増幅器入力には、感知できるほどの振幅
の優勢なポールの周波数に近いか又はこれと同じ周波数
の信号が現れることになる。
的に生成し、遷移中、電話回路はフィルタ１の極により
設定された時定数で動作するが、しかし、この極はミラ
ー効果によって増倍されない。実際、増幅器Ａ１の直流
利得を１００とすると、フィルタ１の周波数応答は図５
に示されたものになるが、この図では約１０ｄＢのピー
ク４が、１／（２０・Ｒ・Ｃ）の値の近くで顕著であ
る。それゆえ、増幅器入力には、感知できるほどの振幅
の優勢なポールの周波数に近いか又はこれと同じ周波数
の信号が現れることになる。
【００２９】しかしながら、１００倍の増幅によって出
力がクランピング状態にされ、このために、コンデンサ
Ｃの増幅効果は存在しなくなる。結果的に、優勢な極は
約１００ユニット高い周波数へ移動し、始動時間は類似
の値だけ減少する。この状況は、すべての目的に対し
て、自動加速と等価であると見なされ得る。
力がクランピング状態にされ、このために、コンデンサ
Ｃの増幅効果は存在しなくなる。結果的に、優勢な極は
約１００ユニット高い周波数へ移動し、始動時間は類似
の値だけ減少する。この状況は、すべての目的に対し
て、自動加速と等価であると見なされ得る。
【００３０】若干の応用例においては、前述のピーク４
は望ましくない可能性もあり、これを防ぐために、図４
の実施例が使用され得るが、この実施例は、周波数ｆｃ
に切り換えられたＣｊのはるかに増大した等価抵抗値、
すなわち、Ｒeq＝１／（Ｃｊ・ｆｃ）を可能にする。こ
の実施例では、入力信号Ｖinはサンプリングされないで
あろうから、このためにアンチエイリアス（ａｎｔｉａ
ｌｉａｓ）及び／又は平滑フィルタの準備は不必要であ
る。
は望ましくない可能性もあり、これを防ぐために、図４
の実施例が使用され得るが、この実施例は、周波数ｆｃ
に切り換えられたＣｊのはるかに増大した等価抵抗値、
すなわち、Ｒeq＝１／（Ｃｊ・ｆｃ）を可能にする。こ
の実施例では、入力信号Ｖinはサンプリングされないで
あろうから、このためにアンチエイリアス（ａｎｔｉａ
ｌｉａｓ）及び／又は平滑フィルタの準備は不必要であ
る。
【００３１】本発明のフィルタは、その種々の実施例に
おいて技術的問題を解決して多くの利点を与えるが、そ
の中で顕著であるのは、集積回路の同じ面積に対しては
るかに高い時定数｜Ｇ｜＋１が達成され得ることであ
る。
おいて技術的問題を解決して多くの利点を与えるが、そ
の中で顕著であるのは、集積回路の同じ面積に対しては
るかに高い時定数｜Ｇ｜＋１が達成され得ることであ
る。
【００３２】別の観点からは、所与の時定数を達成する
ために｜Ｇ｜＋１倍小さいコンデンサを用いることがで
きることが考えられるであろう。
ために｜Ｇ｜＋１倍小さいコンデンサを用いることがで
きることが考えられるであろう。
【図１】本発明を具体化するＲＣフィルタの回路図であ
る。
る。
【図２】本発明のフィルタの変形の回路図である。
【図３】図２に示された実施例の詳細図である。
【図４】本発明によるフィルタの更なる実施例をの回路
図である。
図である。
【図５】本発明のフィルタのいわゆる周波数応答のプロ
ットである。
ットである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｍ 1/00 Ｈ 7117−5Ｋ (72)発明者 ルチアーノ・トマシニ イタリア国 イ−20052 ミラノ，モンツ ァ，ヴィア・カルロ・ロタ 44 (72)発明者 リナルド・カステロ イタリア国 イ−20043 ミラノ，アルコ レ，ヴィア・セサーレ・バティスティ 48
Claims (20)
- 【請求項１】 低周波又は超低周波の応用装置のための
ＲＣフィルタであって、 前記フィルタの入力と出力との間にある第１の抵抗と、 前記第１の抵抗の後に接続され、出力がコンデンサを介
して入力に帰還させられている増幅器と、 を備えることを特徴とするＲＣフィルタ。 - 【請求項２】 請求項１記載のＲＣフィルタであって、 前記コンデンサの両端に接続された第１及び第２の端子
を有し、増幅器として機能するトランジスタと、 前記トランジスタの前記第１の端子及び第３の端子とグ
ランドとの間に接続された１対のトランジスタと、 を備えることを特徴とするＲＣフィルタ。 - 【請求項３】 請求項２記載のＲＣフィルタであって、
前記トランジスタがＭＯＳ形であり、そのソース端子が
前記抵抗の第１のものを通してグランドに接続され、そ
のドレーン端子が前記抵抗の第２のものを通してグラン
ドに接続されていることを特徴とするＲＣフィルタ。 - 【請求項４】 請求項２記載のＲＣフィルタであって、
前記増幅器が前記両抵抗の比により与えられる利得を有
することを特徴とするＲＣフィルタ。 - 【請求項５】 請求項１記載のＲＣフィルタであって、
前記増幅器が、反転入力が前記第１の抵抗の一端に接続
され非反転入力がグランドに接続された差動セル演算形
のものであって、前記コンデンサが反転入力に帰還接続
されていることを特徴とするＲＣフィルタ。 - 【請求項６】 請求項５記載のＲＣフィルタであって、
第２の抵抗が前記演算増幅器の両入力間に接続され、第
２のコンデンサが前記非反転入力とグランドとの間に接
続されることを特徴とするＲＣフィルタ。 - 【請求項７】 請求項５記載のＲＣフィルタであって、
前記演算増幅器がバイポーラ／ＭＯＳ混合技法で実現さ
れ、差動セルが、対応するＭＯＳトランジスタを通して
供給される信号入力とバイポーラトランジスタとから成
ることを特徴とするＲＣフィルタ。 - 【請求項８】 入力及び出力端子を有するローパスフィ
ルタであって、 フィルタ入力及び出力端子間に結合された抵抗と、 電源によって給電され、増幅器入力及び出力端子を有
し、これら両端子間に負の利得を与え、前記増幅器入力
端子がフィルタ出力端子に結合されている増幅器と、 前記増幅器出力端子とフィルタ出力端子との間に結合さ
れた第１のコンデンサと、 を備えるローパスフィルタ。 - 【請求項９】 請求項８記載のフィルタであって、前記
負の利得がトランジスタによって与えられるフィルタ。 - 【請求項１０】 請求項９記載のフィルタであって、前
記トランジスタが第１、第２、第３のトランジスタ端子
を有しており、前記第１トランジスタ端子は前記増幅器
入力端子であり、前記第２トランジスタ端子は前記増幅
器出力端子であって該第２のトランジスタ端子から回路
グランドに結合された第１の増幅器抵抗を有しており、
前記第３のトランジスタ端子は第２のトランジスタ抵抗
を有しておりその第１の端部は該第３のトランジスタ端
子に結合されその第２の端部は前記回路グランドに結合
されるフィルタ。 - 【請求項１１】 請求項１０記載のフィルタであって、
前記増幅器利得が前記第１及び第２のトランジスタ抵抗
の比によって決定されるフィルタ。 - 【請求項１２】 請求項１０記載のフィルタであって、
前記トランジスタがＭＯＳトランジスタであるフィル
タ。 - 【請求項１３】 請求項８記載のフィルタであって、前
記負の利得が反転及び非反転入力端子を有する差動増幅
器によって与えられ、該反転入力端子は前記増幅器入力
端子であり、該非反転入力端子は回路グランドに結合さ
れているフィルタ。 - 【請求項１４】 請求項８記載のフィルタであって、前
記負の利得が反転及び非反転入力端子を有する差動増幅
器によって与えられ、該反転入力端子は前記増幅器入力
端子であり、該非反転入力端子は第２のコンデンサを介
して前記回路グランドに結合され、前記差動増幅器は前
記反転及び非反転入力端子間に結合されたインピーダン
ス素子を有し付加的なフィルタリングを与えるフィル
タ。 - 【請求項１５】 請求項１４記載のフィルタであって、
前記インピーダンス素子が抵抗であるフィルタ。 - 【請求項１６】 請求項１４記載のフィルタであって、
前記のインピーダンス素子が、該インピーダンス素子と
して機能すべき実効抵抗を有するスイッチトキャパシタ
・フィルタ回路であるフィルタ。 - 【請求項１７】 請求項１６記載のフィルタであって、
前記のスイッチトキャパシタ・フィルタ回路が、 前記反転及び非反転入力端子間に直列接続された第１及
び第２のＭＯＳトランジスタと、 前記回路グランドと前記第１及び第２のＭＯＳトランジ
スタ間の回路ノードとの間に結合された第３コンデンサ
と、 を備えているフィルタ。 - 【請求項１８】 請求項１３記載のフィルタであって、
前記差動増幅器が、 差動形態に構成された第１及び第２の差動トランジスタ
を有する差動段と、 第１の入力トランジスタが前記第１の差動トランジスタ
に結合され、第２の入力トランジスタが前記第２の差動
トランジスタに結合された第１及び第２の入力トランジ
スタと、 を備えているフィルタ。 - 【請求項１９】 請求項１８記載のフィルタであって、
前記入力トランジスタがＭＯＳトランジスタであるフィ
ルタ。 - 【請求項２０】 前記入力トランジスタがＭＯＳトラン
ジスタであり、前記差動トランジスタがバイポーラトラ
ンジスタであるフィルタ。
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