JPH06177688A

JPH06177688A - オーディオ信号処理装置

Info

Publication number: JPH06177688A
Application number: JP5188489A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Hibino; 昌弘日比野; Masanori Sato; 雅宣佐藤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1992-10-05
Filing date: 1993-07-29
Publication date: 1994-06-24
Also published as: KR0129429B1; KR940010041A; CA2107320A1; CA2107320C

Abstract

(57)【要約】【目的】広範囲の音楽に対して好適な再生音を提供す
るオーディオ信号処理装置を得る。【構成】低域通過フィルタ４および高域通過フィルタ
５は、オーディオ信号を低音域信号と高音域信号とに帯
域分割する。波高値分析器６は、低音域信号の波高値を
分析する。また、遅延部１５ａ〜１５ｄは、低音域信号
および高音域信号を遅延させる。電圧制御型増幅器７
は、波高値分析器６の分析結果に応じて遅延部１５ａ，
１５ｂの出力のレベルを圧縮する。混合回路１１は、圧
縮された低音域信号と遅延部１５ｃ，１５ｄからの高音
域信号とを混合する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、車両等に搭載され、
オーディオ再生信号の最適化処理を行うオーディオ信号
処理装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来からオーディオ再生装置において種
々の音質調整機能が案出され、現在、それらの機能と使
用者の使い勝手とを関連させながら、オーディオ再生装
置は、オーディオシステム全体として音質向上を図る方
向にある。特に、車両に搭載されるオーディオシステム
において、走行騒音に起因する聴感における低音域の音
量感不足を補うための機能が実現されている。例えば、
低音域ブースト機能、車室の音響特性を補正するための
グラフィックイコライザ機能、聴音心理におけるラウド
ネス特性を補正する目的で用いられる音量調整に連動し
て周波数特性を変化させるオートラウドネス機能などが
実用に供されている。

【０００３】図２６は従来の車両用オーディオシステム
の構成を示す構成図である。ここでは、４スピーカ搭載
システムを示す。図において、１はＣＤプレーヤやカセ
ットテーププレーヤ等のオーディオ再生装置、２は上述
した低音域ブースト機能、ラウドネスコントロール機
能、グラフィックイコライザ機能等を有しオーディオ再
生装置１からのステレオ信号に対して信号処理を施すオ
ーディオ信号処理回路、２１〜２４は車室２００内に設
置されたスピーカ、３１〜３４はオーディオ再生装置２
からの信号を増幅して対応するスピーカに与える電力増
幅器（パワーアンプ）である。

【０００４】次に動作について説明する。オーディオ再
生装置１は、オーディオ記録媒体からステレオ信号を再
生し、それをオーディオ信号処理回路２に出力する。オ
ーディオ信号処理回路２は、上述した各機能によってス
テレオ信号に信号処理を施し、処理後の信号を各パワー
アンプ３１〜３４に分配する。各パワーアンプ３１〜３
４は、入力した信号を電力増幅し、各スピーカ２１〜２
４に出力する。各スピーカ２１〜２４は、入力信号にも
とづいて音声出力を行なう。以上のようにして、車室２
００を音場としてオーディオが再生される。

【０００５】しかし、車両用オーディオシステムでは、
スピーカ２１〜２４の大きさ、重量および取付位置に制
約があり、その制約によって重低音の再生能力に限界が
生ずる。この限界（許容能力）を越える信号がスピーカ
２１〜２４に印加されると、音が歪んでしまい、不快な
音場が提供されることになる。そこで、オーディオ信号
処理装置２が最大出力電圧を規定し、パワーアンプ３１
〜３４の出力電圧がスピーカ２１〜２４の許容入力を越
えないように制御している。

【０００６】あるいは、パワーアンプ３１〜３４が電源
電圧でクリップされる特性を利用して、スピーカ２１〜
２４に過大な入力が加わらないような工夫も採用されて
いる。しかし、その場合には、スピーカ２１〜２４にお
ける歪みは抑制されるが、パワーアンプ３１〜３４にお
いて大きな歪みが生ずるので、聴感音質は劣化する。

【０００７】従来の車両用オーディオシステムにおいて
は、以上のような構成によって、全体としてバランスの
よい再生能力を引き出すような工夫がなされている。し
かし、コンパクトディスクに代表されるディジタルオー
ディオ媒体からの信号のようにダイナミックレンジの広
いものを再生する場合には、再生能力の点で問題が生ず
る。さらに、クラシック音楽からハードロック音楽に至
るさまざまなジャンルの音楽を再生する場合には、問題
はさらに大きくなる。

【０００８】例えば、ハードロック系の音楽信号では、
図２７（ａ）に示す周波数スペクトラムからわかるよう
に、４０Ｈｚ〜１００Ｈｚの重低音域の成分が極端に大
きい。図２７（ｂ）に示す時間波形においても、低音域
成分による波高の突出がある。このような波形の音楽信
号を従来の考え方によるシステムによって再生すると、
重低音域の成分の存在によってパワーアンプやスピーカ
において歪みが生じ、その結果、歪んだ再生音が発生す
ることになる。

【０００９】歪みを防止するために、一般に、全体の増
幅率を抑えた回路設計が行われる。しかし、そのような
設計にもとづくシステムにおいては、クラシックやポッ
プス系の音楽信号を再生した場合に、録音レベルが低い
こともあって、音量調整レベルを最大にした時でも迫力
のない物足りない音が再生されることになる。

【００１０】このような問題に対処するために、非線形
増幅手段によってオーディオ信号増幅時に波形圧縮を行
うことによりレベルが過大な波形のレベル抑制を行っ
て、スピーカへの過大入力を防ぐオーディオ信号処理装
置が提案されている。そのようなオーディオ信号処理装
置の典型的なものとして、上述したパワーアンプの電源
電圧クリップ特性を非線形特性として利用したものがあ
る。しかし、上述したように、パワーアンプの電源電圧
クリップ特性を利用したものによると、非線形の程度に
応じて歪みの量は変わるが、スピーカにおける歪みを抑
制する代わりに、パワーアンプ部分で音質が劣化してし
まう。

【００１１】そこで、パワーアンプにおける非線形特性
を利用するのではなく、図２８に示すように、オーディ
オ信号処理回路２とパワーアンプ３１，３２との間に非
線形増幅手段である波形圧縮回路１０を設け、オーディ
オ信号増幅時に波形圧縮回路１０によって波形圧縮を行
い、レベルが過大な波形のレベル抑制を行う方式が提案
されている。なお、ここでは、２スピーカシステムを例
にする。

【００１２】波形圧縮回路１０の具体的な構成例とし
て、図２９に示すものがある。この構成において、オー
ディオ信号処理回路２からの入力信号が増幅器１１で増
幅された後、検波器１２で検波される。検波器１２から
の検波信号は時定数回路１３で所定の時定数をもって平
滑される。よって、時定数回路１３から、平均の検出レ
ベルが出力される。電圧制御型増幅器１４は、その検出
レベルに応じて増幅率を変化させ、その増幅率で入力信
号を増幅してパワーアンプ３１，３２に出力信号として
供給する。

【００１３】波形圧縮回路１０の他の具体的な構成例と
して、図３０に示すような実開昭６３−３５３１１号公
報に示されたものがある。この構成において、出力信号
が増幅器１１で増幅された後、検波器１２で検波され
る。検波器１２からの検波信号は時定数回路１３で所定
の時定数をもって平滑され、時定数回路１３から、平均
の検出レベルが出力される。電圧制御型増幅器１４は、
その検出レベルに応じて増幅率を変化させ、その増幅率
で入力信号を増幅して出力する。低域通過フィルタ回路
１７は、電圧制御型増幅器（ＶＣＡ）１４の出力の低音
域成分を通過させる。また、高域通過フィルタ回路１５
は、オーディオ信号処理回路２からの入力信号の高音域
成分を通過させる。そして、合成回路１６は、低域通過
フィルタ回路１７の出力と高域通過フィルタ回路１５の
出力とを合成してパワーアンプ３１，３２に出力信号と
して供給する。

【００１４】図２９に示す波形圧縮回路１０は入力信号
を対象としてレベル検出を行い、図３０に示す波形圧縮
回路１０は出力信号を対象として信号処理を行うという
違いはあるものの、ともに信号処理のためのレベル検出
の対象として全帯域のオーディオ信号を用いる。また、
検出レベルとして出力されるのは、所定の時定数をもっ
て平滑された平均レベルである。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】従来のオーディオ信号
処理装置は以上のように構成されているので、全帯域信
号をレベル検出の対象としていることから、本来波形圧
縮の必要のない高音域部分のレベルに反応して波形圧縮
が行われることがある。よって、音質劣化や、必要以上
に音を弱くする音抜けを起こしやすいという問題点があ
った。

【００１６】また、平均レベルに応じて波形圧縮を行う
ことから、図２７に示すロック系の音楽信号波形によく
見られるような減衰振動に対して、立ち上がりの最大波
高値の部分での非線形歪みを波形圧縮によって回避する
ことができないという問題点があった。

【００１７】なお、他の先行技術として、米国特許第４
３９８０６１号公報に示されたものがあり、その公報に
は、オーディオ信号波形におけるゼロクロス点間のピー
ク値を検出し、ゼロクロス点間の波形をピーク値に応じ
て圧縮する方式が開示されている。そのような方式によ
れば、オーディオ信号再生系の非線形特性と波高過大と
による歪みを十分に抑制することが可能である。しか
し、全帯域信号をピーク検出の対象としていることか
ら、中高音域の突出した波高値成分に対しても圧縮が行
われることになり、その結果、やはり、音抜けの現象が
現れることがあり聴感上の違和感は免れない。

【００１８】以上に説明したように、従来の車両用オー
ディオシステムにおけるオーディオ信号処理装置による
と、広範囲のオーディオソースについて好適な聴取音を
得ることができない。この最大の要因は、音楽信号の形
態についての知見および再生音に対する歪み感覚とは何
であるかという心理音響学の知見を活かした信号処理方
式の設計がなされていないことである。

【００１９】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、音楽ジャンルの違いが音楽信号
中の低音域成分に現れることを利用して広範囲の音楽に
対して好適な再生音を提供するオーディオ信号処理装置
を得ることを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
るオーディオ信号処理装置は、オーディオ信号を低音域
信号と高音域信号とに帯域分割する帯域分割フィルタ手
段と、この帯域分割フィルタ手段による分割で得られた
低音域信号の波高値を分析する波形分析手段と、この波
形分析手段の分析結果に応じて低音域信号の波形のレベ
ルを圧縮する波形圧縮手段と、この波形圧縮手段で圧縮
された低音域信号と帯域分割フィルタ手段からの高音域
信号とを混合する混合手段とを備えたものである。

【００２１】請求項２記載の発明に係るオーディオ信号
処理装置は、オーディオ信号を低音域信号と高音域信号
とに帯域分割する帯域分割フィルタ手段と、この帯域分
割フィルタ手段による分割で得られた低音域信号の波高
値を分析する波形分析手段と、この波形分析手段の分析
処理に要する時間を包含する時間の遅延を帯域分割フィ
ルタ手段からの低音域信号および高音域信号に与える遅
延手段と、波形分析手段の分析結果に応じて、遅延手段
で遅延された低音域信号の波形のレベルを圧縮する波形
圧縮手段と、この波形圧縮手段で圧縮された低音域信号
と遅延手段で遅延された高音域信号とを混合する混合手
段とを備えたものである。

【００２２】請求項３記載の発明に係るオーディオ信号
処理装置は、請求項１または請求項２記載のオーディオ
信号処理装置において、オーディオ信号のレベルを調整
する音量調整手段と、この音量調整手段による調整度を
波形分析手段の分析結果に反映する圧縮度合い制御手段
をさらに備えたものである。

【００２３】請求項４記載の発明に係るオーディオ信号
処理装置は、請求項１、請求項２または請求項３記載の
オーディオ信号処理装置において、帯域分割フィルタ手
段、波形分析手段、および波形圧縮手段がディジタル処
理回路で構成されたものである。

【００２４】請求項５記載の発明に係るオーディオ信号
処理装置は、請求項４記載のオーディオ信号処理装置に
おいて、帯域分割フィルタ手段がディジタルミラーフィ
ルタで構成されたものである。

【００２５】請求項６記載の発明に係るオーディオ信号
処理装置は、請求項４記載のオーディオ信号処理装置に
おいて、帯域分割フィルタ手段、波形分析手段、および
波形圧縮手段はディジタル信号処理集積回路で構成され
たものである。

【００２６】請求項７記載の発明に係るオーディオ信号
処理装置は、請求項４、請求項５または請求項６記載の
オーディオ信号処理装置において、遅延手段における遅
延量が、５ミリ秒ないし１００ミリ秒に設定されている
ものである。

【００２７】請求項８記載の発明に係るオーディオ信号
処理装置は、請求項４、請求項５または請求項６記載の
オーディオ信号処理装置において、波形分析手段が波形
のゼロクロス点間を単位として波形分析を行うものであ
る。

【００２８】そして、請求項９記載の発明に係るオーデ
ィオ信号処理装置は、請求項４、請求項５または請求項
６記載のオーディオ信号処理装置において、波形分析手
段が固定時間内の各波形を単位として波形分析を行うも
のである。

【００２９】

【作用】請求項１記載の発明における波形分析手段は、
オーディオ信号の低音域の信号のみの波高値を分析す
る。そして、波形圧縮手段は、オーディオ信号の低音域
の信号の波高値に応じて低音域の信号のレベルを圧縮す
る。

【００３０】請求項２記載の発明における遅延手段は、
波形分析手段の分析結果が分析対象の波形に反映される
ように、帯域分割フィルタ手段からの信号を遅延させ
る。

【００３１】請求項３記載の発明における圧縮度合い制
御手段は、波形分析手段の分析結果に音量調整手段の調
整度を加味して、波形圧縮手段により効果的な圧縮を行
わせる。

【００３２】請求項４記載の発明における各手段は、デ
ィジタル処理回路で構成される。よって、帯域分割フィ
ルタ手段がディジタルフィルタで構成され、より厳密な
オーディオ信号の帯域分割を実現する。

【００３３】請求項５記載の発明における帯域分割フィ
ルタ手段はディジタルミラーフィルタで構成され、オー
ディオ信号の帯域分割をさらに厳密に実現する。

【００３４】請求項６記載の発明における各手段は、デ
ィジタル信号処理集積回路で構成され、装置全体の回路
構成を簡略化する。

【００３５】請求項７記載の発明における遅延手段はオ
ーディオ信号の特性に見合った遅延量を入力信号に与
え、再生音の不自然感を抑制する。

【００３６】請求項８記載の発明における波形分析手段
は、ゼロクロス点間を１分析期間とし、ある分析期間と
次の分析期間との間で波形歪みが生じないようにする。

【００３７】そして、請求項９記載の発明における波形
分析手段は、分析期間を固定とし、回路の簡略化を実現
する。

【００３８】

【実施例】実施例１．図１はこの発明の第１の発明を適
用した実施例によるオーディオ信号処理装置を含む車両
用オーディオシステムの構成を示す構成図である。図に
おいて、１はＣＤプレーヤやカセットテーププレーヤ等
のオーディオ再生装置、２は低音域ブースト機能、ラウ
ドネスコントロール機能、グラフィックイコライザ機能
等を有しオーディオ再生装置１からのステレオ信号に対
して信号処理を施すオーディオ信号処理回路、３は音量
調整器、４は音量調整器３で音量調整されたオーディオ
信号の低音域を通過させる低域通過フィルタ、５は音量
調整器３で音量調整されたオーディオ信号の高音域を通
過させる高域通過フィルタ、６は低音域のオーディオ信
号の波高値を分析する波高分析器、７は波高分析器６の
出力に応じて低域通過フィルタ４の出力信号を増幅する
電圧制御型増幅器（ＶＣＡ）、８は電圧制御型増幅器７
の出力と高域通過フィルタ５の出力とを混合するととも
に、パワーアンプ３１〜３３に信号を分配する混合分配
回路、２１〜２４は車室２００内に設置されたスピーカ
である。

【００３９】なお、低域通過フィルタ４および高域通過
フィルタ５は帯域分割フィルタの実現例であり、波高分
析器６は波形分析手段の実現例である。また、電圧制御
型増幅器７は波形圧縮手段の実現例であり、混合分配回
路８は混合手段の実現例である。

【００４０】ここで、このような構成の根拠となる音響
心理学上の知見について説明する。人間の音量感覚は、
音の周波数と音圧レベルとの双方に依存する。音量感覚
に対する研究結果は色々と報告されているが、基本的に
は、人間の音量感覚は、図２に示す特性を示す。図２に
おいて縦軸は音圧レベルを示す。この図は、所定の周波
数（例えば、１ｋHz）における音圧レベルと等しい大き
さに聞こえる他の周波数における各音圧レベルをプロッ
トして得られたものである。

【００４１】図２に示す特性によると、聴感音圧が１０
０dBを越える音量では、中低音域の感度はほぼ平坦であ
る。小さい音量では、低音域の感度がかなり鈍くなる。
一般に、静かな部屋で音楽鑑賞を行っている場合の聴取
音量は、平均して８０dB前後と考えられる。６０dB〜１
００dB付近では、１００Hz以下の周波数における感度
は、１ｋHz付近における感度に対して５dB〜２０dB鈍
い。車両の車室２００では、１００Hz以下の走行騒音成
分が大きいので、低音域の音量感度はますます悪くな
る。

【００４２】従って、図３にスペクトラム分布を示すよ
うに低音域成分が特に大きいということのないクラシッ
ク系やポップス系の音楽信号に対して、車両の走行状態
において、低音域ブーストのような対感度補正が必要に
なる。しかし、図４にスペクトラム分布を示すように低
音域成分が大きいロック系の音楽信号に対しては、大音
量で聴く場合には、必ずしも低音域ブーストを実行する
必要はない。

【００４３】以上の心理音響学の知見にもとづけば、音
量感の補正は、音楽のジャンルに応じて、また、聴取レ
ベルに応じて実行される必要があることがわかる。図１
に示すオーディオ信号処理装置は、そのような知見にも
とづいて構成されているものである。

【００４４】次に図１に示すオーディオ信号処理装置の
動作について説明する。オーディオ再生装置１は、オー
ディオ記録媒体からステレオ信号を再生し、それをオー
ディオ信号処理回路２に出力する。オーディオ信号処理
回路２は、従来の場合と同様に、低音域ブースト機能、
車室の音響特性を補正するためのグラフィックイコライ
ザ機能、聴音心理におけるラウドネス特性を補正する目
的で用いられる音量調整に連動して周波数特性を変化さ
せるオートラウドネス機能によって、ステレオ信号に信
号処理を施し、処理後の信号を音量調整器３に出力す
る。音量調整器３は、使用者の音量設定操作に応じて、
入力された信号に対して音量調整処理を施す。

【００４５】音量調整器３の出力は、低域通過フィルタ
４および高域通過フィルタ５に送られる。低域通過フィ
ルタ４は、音量調整器３から入力した信号のうち低域成
分を通過させる。入力した信号は、一般に、帯域２０Hz
〜２０ｋHzのオーディオ信号であるが、低域通過フィル
タ４の遮断周波数は、１００Hz〜２００Hzに設定され
る。高域通過フィルタ５は、低域通過フィルタ４の特性
と補完関係にある特性を有し、音量調整器３から入力し
た信号のうち高域成分を通過させる。なお、低域通過フ
ィルタ４および高域通過フィルタ５は、２次のアクティ
ブフィルタであってもよい。また、両者の遮断特性の相
補性ができるだけ確保されていることが望ましい。

【００４６】低域通過フィルタ４の出力信号は、波高分
析器６および電圧制御型増幅器７に送られる。波高分析
器６は、所定の時間間隔で低域通過フィルタ４の出力信
号のピーク検出を行う。そして、入力した信号のピーク
レベルと所定のレベルとを比較し、その比較結果に応じ
た波形圧縮の程度に相当する制御電圧を電圧制御型増幅
器７に出力する。そして、電圧制御型増幅器７は、制御
電圧に従って低域通過フィルタ４が出力した信号を制御
電圧に従ってレベル圧縮する。

【００４７】図５は波高分析器６の具体的な回路構成の
一例を示すブロック図である。ただし、ここでは、ステ
レオ２チャネルのうちの１チャネルについてのみ示され
ている。図において、４０は演算増幅器４１，４２、ダ
イオード４３、ピークホールド用のコンデンサ４４およ
びリセット用のアナログスイッチ４５で構成されるピー
クホールド回路である。

【００４８】低域通過フィルタ４からの入力信号は演算
増幅器４１の非反転入力端子に接続される。演算増幅器
４１の出力は、ダイオード４３を介してピークホールド
用のコンデンサ４４に加えられるとともに演算増幅器４
２の非反転入力端子に加えられる。演算増幅器４２の出
力は、波高値検出出力になるとともに、各演算増幅器４
１，４２の反転入力端子に帰還される。

【００４９】５０は演算増幅器５１、ダイオード５２，
５３、抵抗素子５４〜５７およびコンデンサ５８で構成
されるパルス発生回路である。２つの抵抗５６，５７の
直列体は電源Ｅ１の両極間に接続される。抵抗５６，５
７の接続点は演算増幅器５１の反転入力端子に接続され
る。演算増幅器５１の出力は、リセットパルス発生回路
５０の出力になるとともに、非反転入力端子に帰還され
る。また、演算増幅器５１の出力端子と非反転入力端子
との間に抵抗素子５５とダイオード５２の直列体が接続
され、ダイオード５２はダイオード５３と逆並列接続さ
れている。演算増幅器５１の非反転入力端子は、コンデ
ンサ５８を介して接地されている。

【００５０】以上のような演算増幅器５１、ダイオード
５２，５３、コンデンサ５８および抵抗素子５４〜５７
の接続によって非安定マルチバイブレータが構成され、
この非安定マルチバイブレータは、抵抗素子５５の抵抗
値とコンデンサ５８の容量で決まる周期のパルス列を出
力する。各パルスは、リセットパルスとなってピークホ
ールド回路４０のリセット用のアナログスイッチ４５を
駆動する。

【００５１】ピークホールド回路４０において、ピーク
ホールド用のコンデンサ４４は入力信号のピーク値を保
持するが、リセットパルス発生回路５０からのリセット
パルスによってアナログスイッチ４５が導通するとリセ
ットされる。従って、リセットパルスの周期はピーク検
出の周期に等しい。すなわち、非安定マルチバイブレー
タのパルス出力周期は、所望のピーク検出の周期に等し
くなるように設定される。

【００５２】この周期は５ms〜１００msの間の値に設定
されることが望ましい。なぜなら、波高値分析対象のオ
ーディオ信号は、１００Hz〜２００Hzの間の値を遮断周
波数とした低域通過フィルタ４によって帯域分割された
成分のうちの低音域成分である。よって、波高分析器６
に入力される信号の上限周波数はたかだか２００Hzであ
る。そして、その上限周波数の信号の周期は５msであ
る。波高値分析はこの波形１周期を対象とすればよいの
で、ピーク検出周期は５ms以上とされればよい。

【００５３】また、オーディオ信号の下限周波数は、コ
ンパクトディスクのようなディジタル媒体からの信号を
考えた場合、１０Hz程度とみなせば十分である。その下
限周波数の信号の周期は１００msである。従って、ピー
ク検出周期の上限は１００msでよいことになる。実際に
は、取り扱う音楽記録媒体の種類やコスト等を考慮し
て、５ms〜１００msの間の妥当な値に設定される。

【００５４】図６は電圧制御型増幅器７の具体的な回路
構成の一例を示すブロック図である。ここでも、ステレ
オ２チャネルのうちの１チャネルについてのみ示されて
いる。図に示すように、波高分析器６の検出出力は、抵
抗素子６３を介して入力Ｓ_Cとしてフォトカプラなどの
光電変換素子６１に印加される。光電変換素子６１は、
発光ダイオード６１１と受光素子６１２とで構成され
る。また、低域通過フィルタ４の出力が、入力Ｓ_L とし
て演算増幅器６２の非反転入力端子に印加される。演算
増幅器６２の非反転入力端子は抵抗素子６５を介して接
地されている。演算増幅器６２の反転入力端子は抵抗素
子６４を介して接地される。光電変換素子６１の受光素
子６１２は、演算増幅器６２の出力端子と反転入力端子
との間に接続されている。

【００５５】このように構成された電圧制御型増幅器７
において、波高検出器６からの検出出力に応じて、発光
ダイオード６１１の光量が変化する。それに伴って受光
素子６１２の抵抗値が変化する。すなわち、演算増幅器
６２の帰還抵抗の値が変化する。よって、波高検出器６
の検出出力に応じて増幅率が変化する。具体的には、波
高値検出出力が大きくなるほど、増幅率は小さくなり、
波形のレベル圧縮が行われることになる。そして、演算
増幅器６２の出力は、電圧制御型増幅器７の出力となっ
て混合分配回路８に与えられる。混合分配回路８は、
Ｒ，Ｌ各チャネルの電圧制御型増幅器７の出力信号と高
域通過フィルタ５の出力信号とを混合し、混合されたＬ
信号を各パワーアンプ３１，３３に分配し、混合された
Ｒ信号を各パワーアンプ３２，３４に分配する。各パワ
ーアンプ３１〜３４は、入力した信号を電力増幅し、各
スピーカ２１〜２４に出力する。

【００５６】次に図７に示す具体的波形についてオーデ
ィオ信号処理回路の作用を説明する。図７（Ａ）はロッ
ク系のオーディオ信号を処理した場合の波形の変化過程
の一例を示すものである。ロック系音楽の特徴はベース
楽器が頻繁に使用されることであり、そのオーディオ信
号には、２００Hz以下の低音域の成分が非常に多く含ま
れる。すなわち、その波形は、例えば、波形ａのように
なる。この波形の信号が低域通過フィルタ４に入力され
ると、低域通過フィルタ４から波形ｂの信号が出力され
る。また、高域通過フィルタ５からは波形ｃの信号が出
力される。

【００５７】波高分析器６は波形ｂを分析して波高値を
出力し、電圧制御型増幅器７はその波高値に応じた波形
圧縮を行う。この例では、波形ｂの信号は、そのレベル
が約１／２に圧縮され、波形ｄの信号になっている。な
お、高周波成分の波形ｃは未処理の波形ｅである。混合
分配回路８は、波形圧縮を受けた波形ｄの信号と高周波
成分の波形ｅの信号とを混合して所望の波形ｆの信号を
生成する。

【００５８】図７（Ｂ）はポップス系音楽のオーディオ
信号の波形の変化過程の一例を示すものである。ポップ
ス系の音楽の特徴はボーカル音域が大部分を占めること
であり、波形ｇに示すように、重低音部分が極端に大き
いということはない。よって、低域通過フィルタ４を通
過した波形ｈの信号の波高値はさほど大きくなく、電圧
制御型増幅器７は、入力信号とほとんど同じ波形ｊの信
号を出力する。また、高域通過フィルタ５からは波形ｉ
の信号が出力され、混合分配回路８には、未処理の波形
ｋが入力される。混合分配回路８は波形ｊの信号と高周
波成分の波形ｋの信号とを混合して波形ｍの信号を生成
するが、その信号波形は、低域通過フィルタ４および高
域通過フィルタ５に入力した信号の波形ｇと同等であ
る。

【００５９】図７（Ｃ）はポップス系音楽の低音域ブー
ストを受けたオーディオ信号の波形の変化過程の一例を
示すものである。この場合には、オーディオ信号処理回
路２によって低音域が強調されている。使用者が車両の
走行中等に音量を上げるような操作を行うと、音量調整
器３によってレベルの上がったオーディオ信号が出力さ
れる。すなわち、波形ｇよりもレベルの高い波形ｎの信
号が、低域通過フィルタ４および高域通過フィルタ５に
与えられる。

【００６０】低音域が強調されているので、低域通過フ
ィルタ４から波形ｏの信号が出力される。よって、波高
分析器６は波形ｏを分析して波高値を出力し、電圧制御
型増幅器７はその波高値に応じた波形圧縮を行う。この
例では、波形ｏの信号は、そのレベルがやや圧縮され、
波形ｑの信号になっている。また、高域通過フィルタ５
からは波形ｐの信号が出力され、混合分配回路８には、
未処理の波形ｒが入力される。混合分配回路８は、波形
圧縮を受けた波形ｑの信号と高周波成分の波形ｒの信号
とを混合して所望の波形ｓの信号を生成する。

【００６１】以上のように、このオーディオ処理装置
は、音楽ソースが様々に変化しても、また、低音域ブー
ストなどの前処理の有無にかかわらず、入力された各オ
ーディオ信号に適応した処理を行う。従って、ポップス
系やクラッシック系のオーディオ信号に対して不必要な
波形圧縮を施すことがない。従来の装置は、全音域の信
号をレベル検出対象として波形圧縮を行っていたので、
各オーディオ信号に適応した処理を行うことはできなか
った。

【００６２】実施例２．図８はこの発明の第２の実施例
によるオーディオ信号処理装置の構成を示す構成図であ
る。図１に示す装置において、電圧制御型増幅器７が増
幅対象とする信号は、波高分析器６が波高値分析対象と
した信号よりも１分析期間分遅れた時点のものである。
電圧制御型増幅器７が増幅対象にする信号が、波高分析
器６が波高値検出対象とした信号と一致すれば、波高値
分析効果はより大きい。

【００６３】図８示す装置は、波高値分析をより効果的
にする構成を有している。すなわち、図１に示された構
成に対して、低域通過フィルタ４と電圧制御型増幅器７
との間に遅延部１５ａ，１５ｂが追加されている。ま
た、高域通過フィルタ５と混合回路１１との間に遅延部
１５ｃ，１５ｄが追加されている。各遅延部１５ａ〜１
５ｄの遅延量は、波高分析器６における１分析期間分に
相当する量である。なお、ここでは、２スピーカシステ
ムを例にとる。よって、図１に示す混合分配回路８に代
えて混合回路１１が設けられている。また、遅延部１５
ａ〜１５ｄは請求項２に記載された遅延手段の実現例で
ある。

【００６４】次に動作について説明する。オーディオ再
生装置１は、オーディオ記録媒体からステレオ信号を再
生し、それをオーディオ信号処理回路２に出力する。オ
ーディオ信号処理回路２は、低音域ブースト機能、車室
の音響特性を補正するためのグラフィックイコライザ機
能、聴音心理におけるラウドネス特性を補正する目的で
用いられる音量調整に連動して周波数特性を変化させる
オートラウドネス機能によって、ステレオ信号に信号処
理を施し、処理後の信号を音量調整器３に出力する。音
量調整器３は、使用者の音量設定操作に応じて、入力さ
れた信号に対して音量調整処理を施す。

【００６５】音量調整器３の出力は、低域通過フィルタ
４および高域通過フィルタ５に送られる。低域通過フィ
ルタ４は、音量調整器３から入力した信号のうち低域成
分を通過させる。低域通過フィルタ４の遮断周波数は、
第１の実施例の場合と同様、１００Hz〜２００Hzに設定
される。高域通過フィルタ５は、低域通過フィルタ４の
特性と補完関係にある特性を有し、音量調整器３から入
力した信号のうち高域成分を通過させる。

【００６６】低域通過フィルタ４の出力信号のうちＬ信
号は、波高分析器６および遅延部１５ａに送られる。ま
た、Ｒ信号は、波高分析器６および遅延部１５ｂに送ら
れる。波高分析器６は、第１の実施例の場合と同様、５
ms〜１００msの時間間隔で低域通過フィルタ４の出力信
号のピーク検出を行う。そして、入力した信号のピーク
レベルと所定のレベルとを比較し、その比較結果に応じ
た波形圧縮の程度に相当する電圧を電圧制御型増幅器７
に出力する。なお、波高分析器６の詳細構成および動作
は第１の実施例の場合と同様であるから、ここでは詳細
な説明を省略する。

【００６７】遅延部１５ａ，１５ｂは、低域通過フィル
タ４の出力信号を１分析期間分遅延させて電圧制御型増
幅器７に出力する。電圧制御型増幅器７は、制御電圧に
従って遅延部１５ａ，１５ｂが出力した信号を制御電圧
に従ってレベル圧縮する。そして、圧縮された信号を混
合回路１１に出力する。なお、電圧制御型増幅器７の詳
細構成および動作も第１の実施例の場合と同様であるか
ら、ここでは詳細な説明を省略する。

【００６８】また、遅延部１５ｃ，１５ｄは、高域通過
フィルタ５の出力信号を１分析周期分遅延させて混合回
路１１に出力する。混合回路１１は、Ｒ，Ｌ各チャネル
の電圧制御型増幅器７の出力信号と遅延部１５ｃ，１５
ｄの出力信号とを混合し、混合されたＬ信号をパワーア
ンプ３１に出力し、混合されたＲ信号をパワーアンプ３
２に分配する。各パワーアンプ３１，３２は、入力した
信号を電力増幅し、各スピーカ２１，２２に出力する。

【００６９】このように、オーディオ信号を波形分析の
時間だけ遅らせることにより、分析結果と、その結果が
適用されるオーディオ信号との整合がとれ、異音感のよ
り小さい再生音を提供することができる。

【００７０】なお、図８に示すオーディオ信号処理装置
および図１に示すオーディオ信号処理装置において、波
高分析器６および電圧制御型増幅器７が、オーディオ信
号処理回路２および音量調整器３の後段に配置されてい
るので、ＳＮ特性が若干劣化する。その劣化を防止する
ために波高分析器６および電圧制御型増幅器７をオーデ
ィオ信号処理回路２および音量調整器３の前段に配置す
ることも考えられるが、そのようにしたのでは、聴取音
量条件を加味した波高値検出および波形圧縮ができず、
この発明の目的は達成されない。

【００７１】実施例３．図９はこの発明の第３の実施例
によるオーディオ信号処理装置を含む車両用オーディオ
システムの構成を示す構成図である。図において、３Ａ
はマイクロコンピュータの制御のもとにオーディオ信号
の増幅を行って分配回路１３に出力する電子ボリュー
ム、９はＡ−Ｄ変換器を内蔵し、音量調整信号Ｃｖとそ
れに対応した電圧の調整信号Ｖｒとを発生するマイクロ
コンピュータ、１０は波高値分析器６からの信号Ｖｐと
マイクロコンピュータ９からの調整信号Ｖｒとを乗算す
る乗算器、１１は混合回路、１２はマイクロコンピュー
タ９からの音量調整信号Ｃｖに従って混合回路１１の出
力信号について低音域ブースト処理を行い、処理後の信
号を電子ボリューム３Ａに出力する低音域ブースト回
路、１４は使用者が音量調整指示等を入力するための操
作部である。

【００７２】なお、マイクロコンピュータ９および電子
ボリューム３Ａは請求項３に記載された音量調整手段の
実現例であり、乗算器１０は圧縮度合い制御手段の実現
例である。

【００７３】次に動作について説明する。オーディオ再
生装置１は、オーディオ記録媒体からステレオ信号を再
生し、それを低域通過フィルタ４および高域通過フィル
タ５に出力する。低域通過フィルタ４は、入力した信号
のうち低音域成分を通過させる。高域通過フィルタ５
は、入力した信号のうち高音域成分を通過させる。

【００７４】波高分析器６は、第１の実施例の場合と同
様に動作して、波高値相当電圧の信号Ｖｐを出力する。
この信号Ｖｐは、この場合には、乗算器１０に入力され
る。乗算器１０は、波高分析器６からの信号Ｖｐとマイ
クロコンピュータ９からの調整信号Ｖｒとを乗算し、乗
算結果を、波形圧縮の程度に相当する制御電圧として電
圧制御型増幅器７に出力する。電圧制御型増幅器７は、
第１の実施例の場合と同様に動作して低音域のオーディ
オ信号の波形圧縮を行う。

【００７５】電圧制御型増幅器７は、図６に示した具体
的な構成からわかるように、制御電圧が大きくなると増
幅率が低下する。マイクロコンピュータ９からの調整信
号Ｖｒは、使用者が入力した音量指示量に対応したもの
である。よって、波高分析器６からの信号Ｖｐに変化が
なくても、使用者による音量指示量が大きければ波形圧
縮の程度は大きい。また、使用者による音量指示量に変
化がなくても、波高分析器６からの信号Ｖｐが大きけれ
ば、すなわち、低音域のオーディオ信号の波高値が大き
ければ波形圧縮の程度は大きい。そして、低音域のオー
ディオ信号の波高値が大きく、かつ、使用者による音量
指示量が大きければ波形圧縮の程度はより大きい。

【００７６】電圧制御型増幅器７の出力と高域通過フィ
ルタ５の出力とは、混合回路１１で混合された後、低音
域ブースト回路１２に送られる。低音域ブースト回路１
２は、例えば、図１０に示すように構成される。図１０
に示すものは、オートラウドネス補正機能を含む低音域
ブースト回路である。なお、ここでは、１チャネルのみ
示すが、実際には、左右２チャネルについてこの回路が
設けられる。

【００７７】図１０に示す低音域ブースト回路１２にお
いて、混合回路１１からのオーディオ信号Ｌinは、いわ
ゆるバッファアンプとして作用する演算増幅器７１の非
反転入力端子に印加される。演算増幅器７１の出力は、
抵抗素子７５を介して演算増幅器７２の非反転入力端子
に印加されるとともに、演算増幅器７１の反転入力端子
に帰還される。

【００７８】演算増幅器７２の出力は、低音域ブースト
回路１２の出力となって電子ボリューム３Ａに与えられ
るとともに、抵抗素子７７を介して反転入力端子に帰還
される。また、演算増幅器７２の反転入力端子と非反転
入力端子との間には、マイクロコンピュータ９からの音
量調整信号Ｃｖを制御入力とするアナログスイッチ７３
が設けられる。アナログスイッチ７３は、抵抗素子７４
とインダクタ７６との直列体を介して接地された可動端
子７３ａと、反転入力端子と非反転入力端子との間に挿
入された抵抗素子の複数のタップから引き出された各固
定端子７３ｂとで構成されている。演算増幅器７２に印
加されたオーディオ信号は、アナログスイッチ７３のス
イッチ状態に応じた抵抗値、インダクタンス、および抵
抗素子７７による負帰還抵抗値で決まる低音域ブースト
特性が付与される。

【００７９】マイクロコンピュータ９は、使用者が入力
した音量指示量を示す音量調整信号Ｃｖを低音域ブース
ト回路１２に出力している。低音域ブースト回路１２の
アナログスイッチ７３は、音量調整信号Ｃｖの示す値に
応じて可動端子７３ａの位置を変化させる。よって、共
振抵抗値が変化するので低音域ブースト特性が変化す
る。そして、低音域ブースト回路１２の出力は、電子ボ
リューム３Ａに与えられる。

【００８０】電子ボリューム３Ａは、マイクロコンピュ
ータ９からの音量調整信号Ｃｖが示す値に応じて入力信
号を増幅し、増幅後の信号を分配回路１３に出力する。
分配回路１３は、電子ボリューム３ＡからのＬ信号を各
パワーアンプ３１，３３に分配し、Ｒ信号を各パワーア
ンプ３２，３４に分配する。各パワーアンプ３１〜３４
は、入力した信号を電力増幅し、各スピーカ２１〜２４
に出力する。

【００８１】以上のように、波高分析器６からの信号Ｖ
ｐと調整信号Ｖｒとの積が大きい場合には電圧制御型増
幅器７の増幅率の減少度合いは大きく、積が小さい場合
には、増幅率の減少度合いは小さい。すなわち、オーデ
ィオ信号の低域成分の波高値が大きく、かつ、音量調整
信号のレベルが高い場合には、波形圧縮の程度はより高
くなる。この実施例によるオーディオ信号処理装置も、
ロック系の音楽ソースなどの低音域成分の過大な音楽ソ
ースについては波形圧縮が行われ、クラシック系の音楽
ソースについては波形圧縮が行われないといった、音楽
ジャンルに適応した処理を実現する。また、この場合に
は、使用者の音量調整指示をも加味した処理が実現され
る。さらに、この場合には、音量調節を行う電子ボリュ
ーム３Ａが回路全体の中の後段に配置されているので、
オーディオ信号処理装置の存在に起因するオーディオ信
号のＳＮ比の劣化は小さい。

【００８２】実施例４．図１１はこの発明の第４の実施
例によるオーディオ信号処理装置の構成を示す構成図で
ある。この場合には、図９に示された構成に対して、低
域通過フィルタ４と電圧制御型増幅器７との間に遅延部
１５ａ，１５ｂが追加されている。また、高域通過フィ
ルタ５と混合回路１１との間に遅延部１５ｃ，１５ｄが
追加されている。各遅延部１５ａ〜１５ｄは、第２の実
施例で示されたものと同等のものであり、その遅延量
は、波高分析器６における１分析期間分に相当する量で
ある。なお、ここでは、２スピーカシステムを例にと
る。よって、図９に示されている分配回路１３はここで
は設けられていない。

【００８３】次に動作について説明する。オーディオ再
生装置１は、オーディオ記録媒体からステレオ信号を再
生し、それを低域通過フィルタ４および高域通過フィル
タ５に出力する。低域通過フィルタ４は、入力した信号
のうち低音域成分を通過させる。高域通過フィルタ５
は、入力した信号のうち高音域成分を通過させる。

【００８４】波高分析器６、マイクロコンピュータ９お
よび乗算器１０は、第３の実施例の場合と同様に動作
し、乗算器１０は、波形圧縮の程度に相当する制御電圧
として電圧制御型増幅器７に出力する。電圧制御型増幅
器７は、上記各実施例の場合と同様に動作して低音域の
オーディオ信号の波形圧縮を行う。

【００８５】遅延部１５ａおよび遅延部１５ｂは、第２
の実施例の場合と同様に、低域通過フィルタ４の出力信
号を１分析周期分遅延させて電圧制御型増幅器７に出力
する。電圧制御型増幅器７は、乗算器１０からの制御電
圧に従って遅延部１５ａ，１５ｂが出力した信号を制御
電圧に従ってレベル圧縮する。また、遅延部１５ｃ，１
５ｄは、高域通過フィルタ５の出力信号を１分析周期分
遅延させて混合回路１１に出力する。

【００８６】以後の動作は第３の実施例の場合と同様で
あるから、ここでは以後の動作説明を省略する。この実
施例によるオーディオ信号処理装置は、第３の実施例に
よる装置によって得られる効果を呈するとともに、オー
ディオ信号を波形分析の時間だけ遅らせることにより、
分析結果と、その結果が適用されるオーディオ信号との
整合をとり、異音感のより小さい再生音を提供する。

【００８７】実施例５．図１２はこの発明の第５の実施
例によるオーディオ信号処理装置の構成を示す構成図で
ある。上記各実施例によるオーディオ信号処理装置にお
いては、原理的には、波形歪みが僅少で低音域以外の音
域で音質が変化することはない。しかし、アナログ回路
による低域通過フィルタ４および高域通過フィルタ５を
用いた場合には、回路部品の定数のばらつき等によって
周波数帯域の分割精度が悪くなり、その結果、音質が劣
化することがある。これに対して、ディジタルフィルタ
などのディジタル回路を用いてディジタル信号処理によ
って周波数帯域分割や波形圧縮を行えば、処理の精度が
演算語長などに依存するものの、ばらつきのない精度の
よい処理が実現できる。この実施例によるオーディオ信
号処理装置は、そのような考え方にもとづいて構成され
たものである。

【００８８】図１２において、８０はオーディオ再生装
置１からのオーディオ信号をＡ−Ｄ変換するＡ−Ｄ変換
器、８１は２つのクォダラティブミラーフィルタ（ＱＭ
Ｆ）８１ａ，８１ｂを有し周波数帯域分割を行うディジ
タル帯域分割回路である。ここで、ＱＭＦ８１ａはＬ信
号の帯域分割を行うものであり、ＱＭＦ８１ｂはＲ信号
の帯域分割を行うものである。８８はディジタル処理に
よって低音域成分の波高値検出を行うディジタル波高検
出器、８９はディジタル処理によって波形圧縮を行うデ
ィジタル波形圧縮器である。

【００８９】また、８３は２つのＱＭＦ８３ａ，８３ｂ
を有しディジタル波形圧縮器８９の出力とＱＭＦ８１
ａ，８１ｂの出力とを混合するディジタル混合回路、８
５はディジタル混合回路８３の出力について音量調節、
分配等の処理を行うディジタル処理回路、８６，８７は
ディジタル処理回路８５の出力をＤ−Ａ変換してパワー
アンプ（図示せず）に供給するＤ−Ａ変換器である。９
０は音量調整信号をディジタル処理回路８５に与える等
の処理を行うコントローラである。なお、ここでは、４
スピーカシステムを想定している。このオーディオ信号
処理装置は第１の実施例によるオーディオ信号処理装置
をディジタル化したものであるが、帯域分割処理と混合
処理にＱＭＦを用いることが重要な点である。

【００９０】なお、ディジタル帯域分割回路８１は帯域
分割フィルタ手段の実現例であり、ディジタル波高検出
器８８は波形分析手段の実現例である。また、ディジタ
ル波形圧縮器８９は波形圧縮手段の実現例であり、ディ
ジタル混合回路８３は混合手段の実現例である。

【００９１】次に動作について説明する。オーディオ再
生装置１からのオーディオ信号は、Ａ−Ｄ変換器８０で
Ａ−Ｄ変換された後、ディジタル帯域分割回路８１に与
えられる。ディジタル帯域分割回路８１において、ＱＭ
Ｆ８１ａは、オーディオ信号のＬ信号の帯域分割を行
う。そして、低域出力をディジタル波高検出器８８に送
り、高域出力をディジタル混合回路８３に送る。また、
ＱＭＦ８１ｂは、オーディオ信号のＲ信号の帯域分割を
行う。

【００９２】各ＱＭＦ８１ａ，８１ｂの具体的な構成例
を図１３に示す。図に示すように、ＱＭＦ８１ａ，８１
ｂは、帯域を２等分する対象係数ＦＩＲフィルタであ
り、ｎ（ｎは奇数）個の縦続に接続された遅延器１０１
₁ 〜１０１_n 、各遅延器１０１₁ 〜１０１_n の出力側お
よび入力端子のそれぞれに接続された乗算器１０３₀ 〜
１０３_n 、奇数番目の乗算出力（奇数番目のタップ出
力）を加算するための加算器１０２₃ ，１０２₅ ，・・
・，１０２_n 、偶数番目の乗算出力（偶数番目のタップ
出力）を加算するための加算器１０２₂ ，１０２₄ ，・
・・，１０２_(n-1)、加算器１０２_n の出力を加算器１
０２_(n-1) の出力から減算して高域出力を生成する減算
器１０２_H 、ならびに加算器１０２_(n-1) の出力と加算
器１０２_n の出力と加算して低域出力を生成する加算器
１０２_L とで構成される。

【００９３】ここで、乗算器１０３₀ 〜１０３_n の乗算
係数は順にａ₀ ，ａ₁ ，・・・，ａ_n であり、

【００９４】ａ_n-i ＝ａ_i （ｉは自然数）の関係を満たしている。

【００９５】このように構成されたＱＭＦにおいて、奇
数番目の各タップ出力の加算と偶数番目の各タップ出力
の加算を別々に行い結果を一つおきに取り出すことによ
り、高域出力と低域出力とが同時に得られる。そして、
低域出力はディジタル波高検出器８８に送られ、高域出
力はディジタル混合回路８３に送られる。

【００９６】ディジタル波高検出器８８は、図１に示さ
れた波高分析器６と同様の処理によって制御信号を出力
する。ただし、処理はディジタル処理による。また、デ
ィジタル波形圧縮器８９は、図１に示された電圧制御型
増幅器７と同様の処理によって圧縮された低域成分を出
力する。ただし、処理はディジタル処理による。

【００９７】そして、ディジタル混合器８３において、
ＱＭＦ８３ａは、ディジタル波形圧縮器８９から出力さ
れたＬ信号の低域成分とＱＭＦ８１ａから出力されたＬ
信号の高域成分とを混合する。また、ＱＭＦ８３ｂは、
ディジタル波形圧縮器８９から出力されたＲ信号の低域
成分とＱＭＦ８１ｂから出力されたＲ信号の高域成分と
を混合する。

【００９８】各ＱＭＦ８３ａ，８３ｂの具体的な構成例
を図１４に示す。図に示すように、ＱＭＦ８３ａ，８３
ｂは、ディジタル帯域分割回路８１からの高域出力をデ
ィジタル波形圧縮器８９からの低域出力から減算する減
算器１０１_H 、加算器１０１_H の出力側で縦続に接続さ
れた各遅延器１０１₁ 〜１０１_n-1 、ディジタル波形圧
縮器８９からの低域出力にディジタル帯域分割回路８１
からの高域出力を加算する加算器１０１_L 、加算器１０
１_L の出力側で縦続に接続された各遅延器１０１₁ 〜１
０１_n 、加算器１０１_H の出力および各遅延器１０１₁
〜１０１_n の１つおきの各出力のそれぞれに接続された
乗算器１０３₀ 〜１０３_n 、各乗算出力を加算するため
の加算器１０２₁ 〜１０２_n 、ならびに加算器１０２₁
〜１０２_n による加算値を１／２にする係数器１０４で
構成される。

【００９９】乗算器１０３₀ 〜１０３_n の乗算係数は順
にａ₀ ，ａ₁ ，・・・，ａ_n であり、ａ_n-i ＝ａ_i （ｉは自然数）の関係を満たしている。

【０１００】このように構成されたＱＭＦ８３ａ，８３
ｂに、入力ディジタル信号の１個おきに「０」を補間し
て標本化周波数をもとに戻した信号を入力すれば、高域
成分と低域成分とが合成されたディジタル信号が復元さ
れる。

【０１０１】ディジタル処理回路８５は、ディジタル混
合回路８３からの信号について音量調整等を行った後、
Ｄ−Ａ変換器８６とＤ−Ａ変換器８７とに信号分配す
る。Ｄ−Ａ変換器８６，８７は、ディジタル処理回路８
５の出力をＤ−Ａ変換してパワーアンプ（図示せず）に
供給する

【０１０２】以上のようにオーディオ信号の周波数帯域
分割のためのフィルタおよび高域と低域の合成のための
フィルタに対称性のあるＱＭＦを用いたので、復元精度
の高い信号処理が実現される。このような構成によれ
ば、ポップス系やクラッシク系のオーディオ信号のよう
な周波数スペクトラムに極端な変動のない信号について
は、圧縮処理が実行されないとともに帯域分割と合成の
際の劣化が生じないので、あたかも信号処理回路が存在
しないかのような忠実な再生が実現される。周波数帯域
分割のためのフィルタとしてアナログフィルタを用いた
場合には、圧縮処理が実行されない場合であっても、帯
域分割と合成の際の信号劣化が避けられないことが多い
ので再生音はやや劣化してしまうことが多い。

【０１０３】実施例６．第５の実施例によるオーディオ
信号処理装置においては、図１３および図１４に示すよ
うに、多数の遅延器および乗算器が必要とされるので、
フィルタ処理に相当の時間がかかる。例えば、入力信号
に対して処理後の信号が１００ms以上遅れてしまうとい
う場合も予想される。

【０１０４】そこで、波形伝送の忠実度を若干犠牲にし
ても簡略化された回路を得ることを優先する場合には、
ＱＭＦ８１ａ，８１ｂに代えて、図１５に示すＩＩＲフ
ィルタを用いてもよい。なお、全体構成は、図１２に示
されたものおいて、ＱＭＦ８１ａ，８１ｂ，８３ａ，８
３ｂが除かれたものとなる。

【０１０５】図１５に示すように、遅延器１０１₀ 〜１
０１₄ 、乗算器１０３₁ 〜１０３₄および加算器１０２
の個数は大幅に低減されている。従って、演算時間も大
幅に短くなり、例えば、１００ms以下と短くできる。ま
た、ディジタル混合回路８５は、単なる加算器で実現さ
れる。このように、ディジタル信号処理回路の規模およ
びコストが大幅に小さくなる。

【０１０６】実施例７．図１６はこの発明の第７の実施
例によるオーディオ信号処理装置の構成を示す構成図で
ある。このオーディオ信号処理回路は、図１２に示され
たものに対して、ディジタル帯域分割回路８１とディジ
タル波形圧縮器８９およびディジタル混合回路８３との
間にディジタル遅延器８２ａ〜８２ｄが挿入されたもの
である。ディジタル遅延器８２ａ〜８２ｄの遅延量は、
ディジタル波高検出器８８の処理時間（信号入力から処
理結果出力までの時間）と等しくなるように設定され
る。

【０１０７】ディジタル帯域分割回路８１による周波数
帯域分割、ディジタル波高検出器８８による波高検出処
理、ディジタル波形圧縮器８９による波形圧縮処理、お
よびディジタル混合器８３による混合処理等は、第５の
実施例による装置における動作と同じである。また、デ
ィジタル遅延器８２ａ〜８２ｄは、第２の実施例による
装置および第４の実施例による装置における遅延器１５
ａ〜１５ｄと同様に作用する。従って、第２の実施例お
よび第４の実施例の場合と同様、分析結果と、その結果
が適用されるオーディオ信号との整合がとれ、異音感の
より小さい再生音を提供することができる。

【０１０８】実施例８．図１７はこの発明の第８の実施
例によるオーディオ信号処理装置の構成を示す構成図で
ある。図１２に示す装置および図１６に示す装置におい
て、ディジタル帯域分割回路８１、ディジタル波高検出
器８８、ディジタル波形圧縮器８９、およびディジタル
混合回路８５は、それぞれ個別のディジタル回路で構成
されていた。また、図１６に示す装置においては、さら
に、ディジタル遅延器８２ａ〜８２ｄが個別のディジタ
ル回路で構成されていた。それに対して、この実施例に
よるオーディオ信号処理装置では、それらの回路はディ
ジタル信号処理集積回路（以下、ＤＳＰという。）で実
現されている。

【０１０９】ＤＳＰ１００は、ディジタル帯域分割回路
８１、ディジタル波高検出器８８、ディジタル波形圧縮
器８９、ディジタル混合回路８５、およびディジタル遅
延器８２ａ〜８２ｄの機能をプログラムによる処理手順
で実現する。従って、このオーディオ信号処理装置の動
作は、図１２に示す第５の実施例によるオーディオ信号
処理装置の動作、または図１６に示す第７の実施例によ
るオーディオ信号処理装置の動作と同じであり、詳しい
動作説明をここでは省略する。

【０１１０】このように、ディジタル処理をＤＳＰ１０
０に集積化することにより、回路が簡略化される。ま
た、波形圧縮以外の音量調整やイコライジング等の調整
処理の制御をマイクロコンピュータによるコントローラ
９０が行い、その制御の下での調整信号処理もＤＳＰ１
００が行うようにすれば、さらに回路の簡略化が図れ
る。なお、ディジタル遅延器８２ａ〜８２ｄを用いない
構成、すなわち、図１２に示す第５の実施例によるオー
ディオ信号処理装置をＤＳＰ１００で集積化する場合に
は、当然、ＤＳＰ１００に、ディジタル遅延器８２ａ〜
８２ｄの機能を実現するプログラムは必要とされない。

【０１１１】実施例９．図１８はこの発明の第９の実施
例によるオーディオ信号処理装置の構成を示す構成図で
ある。このオーディオ信号処理装置は、ディジタル遅延
器８２ａ〜８２ｄをＤＳＰ１００の外付けメモリによる
信号遅延処理手段１０１で実現している。よって、ＤＳ
Ｐ１００は、ディジタル帯域分割回路８１、ディジタル
波高検出器８８、ディジタル波形圧縮器８９、およびデ
ィジタル混合回路８５の各機能、すなわち、演算処理機
能（遅延機能以外の処理）のみを実行する。

【０１１２】このように、演算処理機能を実現する部分
と遅延機能を実現する部分とを分離することにより、Ｄ
ＳＰ１００のプログラムを削減することができ、その結
果、ＤＳＰ１００の大規模化が防止される。よって、全
体としての回路規模は小さくなり、より好適なものが得
られる。なお、信号遅延処理手段（メモリ）１０１を構
成するメモリの容量は、波高値分析にかかる時間長であ
る１分析期間、実用上は５ms〜１００msの範囲内の時間
における波形サンプルを記憶する容量のものとするとよ
い。

【０１１３】次に、波高値の分析開始から波形の圧縮処
理完了までのディジタル信号処理の具体的な内容につい
て説明する。なお、以下の処理は、図１８に示すＤＳＰ
１００とメモリ１０１を用いた場合を想定するが、図１
７に示すＤＳＰ１００を用いたものにも適用できる。ま
た、図１６に示すオーディオ信号装置にも適用できる。
さらに、以下の処理における一時記憶処理（遅延処理）
をスキップすれば図１２に示すオーディオ信号処理装置
にも適用できる。

【０１１４】まず、図１９のフローチャートにもとづい
てディジタル信号処理の全体的な流れについて説明す
る。オーディオ再生装置１が再生を開始すると、Ａ−Ｄ
変換器８０はオーディオ信号のＡ−Ｄ変換を行い、オー
ディオ信号をサンプル波形デ−タとして出力する。ＤＳ
Ｐ１００は、波形データを取り込み（ステップＳＴ１
１）、ＱＭＦ等による帯域分割処理を行う（ステップＳ
Ｔ１２）。そして、帯域分割後の低音域の波形データと
高音域の波形データとがメモリ１０１に書き込まれる
（ステップＳＴ１３，１４）。なお、図１６に示すオー
ディオ信号処理装置では、ディジタル帯域分割回路８１
がステップＳＴ１１，ＳＴ１２の処理を行う。また、Ａ
−Ｄ変換器８０からの波形データはディジタル遅延器８
２ａ，８２ｄに送られる。

【０１１５】ＤＳＰ１００は、低音域成分の各波形デー
タについて波高値分析を行い（ステップＳＴ１５）、分
析結果である波高値に応じた圧縮率を算定する（ステッ
プＳＴ１６）。なお、図１６に示すオーディオ信号処理
装置では、ディジタル波高値検出器８８がステップＳＴ
１５，ＳＴ１６の処理を行う。

【０１１６】次いで、ＤＳＰ１００は、メモリ１０１内
の低音域の波形データについて圧縮率に応じた圧縮処理
を行う（ステップＳＴ１７）。なお、図１６に示すオー
ディオ信号処理装置では、ディジタル波形圧縮器８３が
ディジタル遅延器８２ａ，８２ｂからの波形データにつ
いてステップＳＴ１７の処理を行う。

【０１１７】そして、ＤＳＰ１００は、圧縮後の波形デ
ータとメモリ１０１内の高音域の波形データとをＱＭＦ
等によって合成し（ステップＳＴ１８）、合成後の波形
データをＤ−Ａ変換器８６に出力する（ステップＳＴ１
９）。なお、図１６に示すオーディオ信号処理装置で
は、ディジタル混合回路８３が、圧縮後の波形データと
ディジタル遅延器８２ｃ，８２ｄからの高音域の波形デ
ータについてステップＳＴ１８，ＳＴ１９の処理を行
う。

【０１１８】ここで、帯域分割後の各波形デ−タは、メ
モリ１０１に一時記憶され、あるいは、ディジタル遅延
器８２ａ〜８２ｄで遅延され、波高値分析開始から波形
圧縮開始までの時間分だけ待たされることになる。従っ
て、圧縮すべき波形データが確実に圧縮される。このよ
うな処理対象のデータを待たせる手法は、一種の予測分
析法として音声分析合成などの分野ではよく知られてい
る。しかし、オーディオ再生系のシステム最適化につな
がる信号処理方式に予測分割法を適用すれば、従来のシ
ステムでは得られない特有の効果が生ずる。

【０１１９】以上の処理に沿った具体的な波形例の信号
の時間的な推移を図２０のタイミング図を参照して説明
する。Ａ−Ｄ変換器８０から、（ｈ）に示すサンプル波
形取り込みスタート時点（ｔ＝０）を起点として（ａ）
に示す波形データが出力されたとする。すると、帯域分
割処理によって、（ｂ）に示す低音域の波形データと
（ｃ）に示す高音域の波形データが得られる。このと
き、帯域分割処理にτ₁ の時間がかかったとする。

【０１２０】そして、（ｉ），（ｊ）に示すように、１
フレーム分の低音域の波形データを対象として波高値分
析が行われる。よって、処理時間はτ₁ 〜τ₂ である。
分析結果に応じて、（ｋ）に示すタイミングで圧縮率算
定が行われる。

【０１２１】メモリ１０１あるいはディジタル遅延器８
２ａ，８２ｂから、（ｄ）に示すように１フレーム分遅
延した低音域の波形データが出力される。それらの波形
データについて、（ｌ）に示すタイミングで波形圧縮が
実行される。波形圧縮は、１波形データごとに実行され
る。よって、（ｆ）に示すように圧縮された波形データ
が出力される。また、メモリ１０１あるいはディジタル
遅延器８２ｃ，８２ｄから、（ｅ）に示すように１フレ
ーム分遅延した高音域の波形データが出力される。よっ
て、波形圧縮された低音域の波形データと高音域の波形
データとが、（ｍ）に示すタイミングで合成され、
（ｇ）に示すように合成データが出力される。

【０１２２】以後、１フレームごとに以上の処理が繰り
返される。ここで、帯域分割に要する時間τ₁ は極力短
い方がよいが、図１３，図１４に示すＱＭＦを用いた場
合には相当の時間がかかる。ＩＩＲフィルタを用いた場
合には、ＱＭＦを用いた場合に比べて１／１０以下に小
さくすることができる。よって、その場合には、オーデ
ィオ再生装置１からパワーアンプまでの経路におけるオ
ーディオ信号の遅延はほぼメモリ１０１における遅延に
等しくなり、大きくても１００ms程度になる。

【０１２３】実施例１０．次に、波形圧縮のためのより
効果的な予測分析方法について、図２１および図２２に
示す具体的な例について説明する。図２１は分析手順を
示すフローチャートであり、図１９における分析圧縮処
理に相当する。図２２はオーディオ信号波形例を示す波
形図であり、（ａ）は処理前の波形、（ｂ）は処理後の
波形を示す。なお、ここでは、図１８に示すオーディオ
信号処理装置を用いた場合を想定するが、図１６または
図１７に示す装置にもこの方法は適用可能である。

【０１２４】ＤＳＰ１００は、波高値のゼロ点（あるい
はそれに近い点）から次のゼロ点までの低音域の波形デ
ータを１フレームのデータとする。すなわち、ディジタ
ルオーディオ波形における隣接ゼロ点間を分析時間長と
する。よって、ＤＳＰ１００は、低音域の波形データか
らゼロ点を検出すると１フレームの波高値の分析を開始
する。

【０１２５】ゼロ点は、サンプル波形データの符号が反
転する点として容易に得られる。図２２に示す例では、
分析時間長は、Ｔ₀ 〜Ｔ₁ 間、Ｔ₁ 〜Ｔ₂ 間などとな
る。ＤＳＰ１００は、１分析時間内の波形データを対象
として、しきい値レベルＶ_S を越える波形データがある
かどうか判定する（ステップＳＴ２２）。しきい値レベ
ルＶ_S は、オーディオシステムの線形領域特性等にもと
づいてあらかじめ定められた値である。しきい値レベル
Ｖ_S を越える波形データの発生時点をＴ_S 点とする。

【０１２６】Ｔ_S 点が存在する場合には、それらの点の
中から波高値が最大（絶対値での最大）の点を抽出し、
その点における波高値Ｖ_P を得る（ステップＳＴ２３，
ＳＴ２４）。そして、圧縮率に対応するゲイン係数Ｇを
｜Ｖ_S ／Ｖ_P ｜として算出する（ステップＳＴ２５）。
一方、Ｔ_S 点が存在しない場合には、圧縮の必要がない
ということで、ゲイン係数Ｇ＝１と設定する（ステップ
ＳＴ２３，ＳＴ２６）。なお、ステップＳＴ２２〜ＳＴ
２６の処理は、図１６に示すオーディオ信号処理装置で
は、ディジタル波高検出器８８によって実行される。

【０１２７】ＤＳＰ１００は、メモリ１０１から、後述
する滞留時間経過後に１フレーム分の低音域の波形デー
タを読み出す。そして、各波形データにゲイン係数Ｇを
掛けて圧縮された低音域の波形データを作成する。な
お、メモリ１０１中のデータに対してゲイン係数Ｇを掛
けて、滞留時間経過後に圧縮された低音域の波形データ
を読み出すように構成してもよい。また、図１６に示す
オーディオ信号処理装置では、ステップＳＴ２７の処理
は、ディジタル波形圧縮器８３によって実行される。

【０１２８】図２２（ａ）に示す波形では、Ｔ₂ 〜Ｔ₃
間にしきい値レベルＶ_S を越える波形データが存在し、
時点Ｔ_P において最大値Ｖ_P が生じている。それ以外の
ゼロ点間には、しきい値レベルＶ_S を越える波形データ
は存在しない。従って、波形圧縮はＴ₂ 〜Ｔ₃ 間につい
てのみ実行され、図２２（ｂ）に示すように、Ｔ₂ 〜Ｔ
₃ 間の最大波高値がＶ_S となっている波形データが出力
される。

【０１２９】このように、ゼロ点間を分析時間長とする
ことにより、圧縮後の波形において連続性が保たれ波形
歪みが抑制される。なお、実際には、図２２（ｂ）に示
す波形は、図２２（ａ）に示す波形よりも、メモリ１０
１における滞留時間だけ、あるいはディジタル遅延器８
２ａ〜８２ｄの遅延量だけ遅延している。ここで、例え
ば、オーディオ信号に含まれる最低周波数成分を２０Hz
とみなすと、その周波数の正弦波のゼロ点間は２５msで
ある。よって、遅延量を２５msに設定しておけば、その
遅延量を越える期間に及ぶフレームはないので、波形分
析に問題は生じない。

【０１３０】実施例１１．波形圧縮処理において、圧縮
処理における波形歪みをより低減するために、図２３に
示すように、分析時間長を、あるゼロ点から次の次のゼ
ロ点までとしてもよい。すなわち、波形がゼロレベルを
クロスする各点のうち、クロス方向が同一（正→負ある
いは負→正）の隣接ゼロ点間を１フレームとする。な
お、図２３（ａ）は処理前の波形を示し、図２３（Ｂ）
は処理後の波形を示す。ＤＳＰ１００あるいはディジタ
ル波高検出器８８は、この場合には、ゼロ点から次の次
のゼル点までの間の波形データを波高値検出およびゲイ
ン係数算出の対象とする。具体的な処理手順は、第１０
の実施例の場合と同じである。

【０１３１】この場合には、波形圧縮の対象の１区間
は、波形の正および負の領域を包含するので、すなわ
ち、１波長に相当する区間となるので、第１０の実施例
の場合に比べて広がっている。しかし、このように分析
時間を設定することにより、波形圧縮による高調波歪み
をより小さくすることができる。ただし、メモリ１０１
の容量は実施例１０の場合よりも２倍程度に増加する。

【０１３２】実施例１２．上記各実施例による波形圧縮
処理は、いずれも、波形の形態の違いによって分析時間
長が変化するいわゆる可変長フレームによる処理であっ
た。しかし、分析時間を固定長フレームによることもで
きる。固定長フレームに対応した固定長の分析時間は、
すでに述べたように、５ms〜１００msの値とするのがよ
い。以下、図２４のフローチャートおよび図２５の波形
図を参照して処理内容について説明する。ここでは、図
１７に示すオーディオ信号処理装置を想定して説明す
る。しかし、図１６、図１８に示す装置にもこの方法は
適用可能である。

【０１３３】オーディオ再生装置１が再生を開始する
と、ＤＳＰ１００は帯域分割処理、波高値分析処理等を
開始する。なお、ＤＳＰ１００は、初期設定時に、しき
い値レベルＶ_S を設定し、前フレームゲイン係数Ｇ_-1に
「１」を設定しておく。波高値分析処理において、ＤＳ
Ｐ１００は、帯域処理部分からの１フレーム分の波形デ
ータを受け取る（ステップＳＴ３１）。そして、各波形
データからゼロ点を検出する（ステップＳＴ３２）。な
お、１フレームの開始点を始端点、終了点を終端点とい
う。また、ゼロ点をＴ_i （ｉ≧０）とする。そして、Ｄ
ＳＰ１００は、始端点からＴ₀ までの波形データにゲイ
ン係数Ｇ_-1を掛ける（ステップＳＴ３３）。

【０１３４】次に、ＤＳＰ１００は、Ｔ₀ 点から終端点
までの波形データ中にしきい値レベルＶ_S を越えるもの
があるかどうか検出する（ステップＳＴ３４）。しきい
値レベルＶ_S を越える波形データの存在する時点をＴ_S
とする。Ｔ_S 点があった場合には、それらの点における
波形データのうちの最大値（絶対値での最大値）Ｖ_Pを
抽出する（ステップＳＴ３５，３７）。そして、圧縮率
に相当するゲイン係数Ｇとして｜Ｖ_S ／Ｖ_P ｜を設定す
る（ステップＳＴ３８）。Ｔ_S 点がない場合には、圧縮
しないことを意味する「１」を設定する（ステップＳＴ
３６）。

【０１３５】次いで、Ｔ₀ 点から終端点までの各波形デ
ータにゲイン係数Ｇを掛ける（ステップＳＴ３９）。ま
た、次のフレームにおいて用いられるフレームゲイン係
数Ｇ_-1として、現フレームのゲイン係数Ｇを設定する
（ステップＳＴ４０）。例えば、図２５（ａ）に示す波
形があった場合、以上の処理によって図２５（ｂ）に示
す波形が得られる。すなわち、Ｔ₀ 点から終端点までの
波形は、約８０％に圧縮されている。そして、Ｔ₀ 点か
ら終端点までに適用される圧縮率は、次フレームの最初
のゼロ点Ｔ₁ まで適用される。なお、実際には、図２５
（ｂ）に示す波形は、図２５（ａ）に示す波形よりも遅
れている。

【０１３６】このように、ゼロ点を検出しゼロ点間を同
一圧縮率で処理することにより、上記各実施例の場合と
同様、波形の連続性が保たれ波形歪みを最小とすること
ができる。よって、音質の劣化は小さい。さらに、分析
時間長が固定長であるからＤＳＰ１００における波形デ
ータの遅延時間は分析時間長と同一である。よって、サ
ンプル波形の入出力に関する制御が簡単化され、回路構
成が簡略化される。

【０１３７】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、オーディオ信号処理装置が、オーディオ信号の低
音域の信号のみの波高値を分析し、オーディオ信号の低
音域の信号の波高値に応じて低音域の信号のレベルを圧
縮するように構成したので、ジャンルの異なる様々な音
楽ソースのそれぞれに対して好適な聴取音を提供できる
ものが得られる効果がある。さらに、オーディオ信号波
形に適応した処理を行っているので、圧縮の必要のない
音楽ソースに対して、あるいは、圧縮の必要のない聴取
条件においては忠実な再生が保証されるという効果もあ
る。

【０１３８】請求項２記載の記載の発明によれば、オー
ディオ信号処理装置が、オーディオ信号の低音域の信号
のみの波高値を分析し、オーディオ信号の低音域の信号
の波高値に応じて低音域の信号のレベルを圧縮する構成
に対して、さらに、分析結果が分析対象の波形に反映さ
れるように、帯域分割フィルタ手段からの信号を遅延さ
せる構成としたので、請求項１記載の発明による効果に
加えて、より厳密な波形圧縮処理が行えるという効果も
得られる。

【０１３９】請求項３記載の発明によれば、オーディオ
信号処理装置が、オーディオ信号のレベルを調整する音
量調整手段と、この音量調整手段による調整度を波形分
析手段の分析結果に反映する圧縮度合い制御手段をさら
に備えた構成となっているので、使用者の音量調整指令
を加味した波形圧縮処理ができる効果がある。また、オ
ーディオ信号レベルを大きく変化させるための要素であ
る音量調整部分を装置における後段に配置でき、この装
置の存在によるＳＮ比の劣化を抑えることができる効果
がある。

【０１４０】請求項４記載の発明によれば、オーディオ
信号処理装置が、帯域分割フィルタ手段、波形分析手
段、および波形圧縮手段がディジタル処理回路によるも
のとなっている構成であるから、上記各効果に加えて、
帯域分割や波形圧縮を精度よく行えるという効果も得ら
れる。

【０１４１】請求項５記載の発明によれば、オーディオ
信号処理装置が、帯域分割フィルタ手段がディジタルミ
ラーフィルタによるものとなっている構成であるから、
帯域分割がより精密に実行され、ポップス系やクラシッ
ク系のオーディオ信号のように周波数スペクトラムにお
ける変動が小さい信号を処理する場合で圧縮処理が必要
でないときに、この装置が存在しないかのような忠実な
信号再生が実行されるという効果がある。

【０１４２】請求項６記載の発明によれば、オーディオ
信号処理装置が、帯域分割フィルタ手段、波形分析手
段、および波形圧縮手段はディジタル信号処理集積回路
によるものとなっている構成であるから、装置規模が小
さく、低価格のものが得られる効果がある。

【０１４３】請求項７記載の発明によれば、オーディオ
信号処理装置が、遅延手段における遅延量が５ミリ秒な
いし１００ミリ秒に設定されている構成であるから、波
形圧縮や信号遅延に伴う再生音の不自然さを抑制できる
ものが得られる効果がある。

【０１４４】請求項８記載の発明によれば、オーディオ
信号処理装置が、波形分析手段が波形のゼロクロス点間
を単位として波形分析を行うものとなっている構成であ
るから、圧縮処理後の合成信号の波形において連続性が
保たれ、波形歪みを抑制できるものが得られる効果があ
る。

【０１４５】そして、請求項９記載の発明によれば、オ
ーディオ信号処理装置が、波形分析手段が固定時間内の
各波形を単位として波形分析を行うものとなっている構
成であるから、波形データの取り込みと出力に関する処
理が簡単化され、その結果、回路構成が簡略化されたも
のが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施例によるオーディオ信号
処理装置を含む車両用オーディオシステムの構成を示す
構成図である。

【図２】周波数−音圧レベル曲線を示す説明図である。

【図３】クラシック系やポップス系のオーディオ信号の
スペクトラム分布を示す分布図である。

【図４】ロック系の音楽信号のスペクトラム分布を示す
分布図である。

【図５】波高分析器の構成例を示す回路図である。

【図６】電圧制御型増幅器のの構成例を示す回路図であ
る。

【図７】オーディオ信号の波形の変化過程を示す波形図
である。

【図８】この発明の第２の実施例によるオーディオ信号
処理装置の構成を示すブロック図である。

【図９】この発明の第３の実施例によるオーディオ信号
処理装置を含む車両用オーディオシステムの構成を示す
構成図である。

【図１０】低音域ブースト回路の構成例を示す回路図で
ある。

【図１１】この発明の第４の実施例によるオーディオ信
号処理装置の構成を示すブロック図である。

【図１２】この発明の第５の実施例によるオーディオ信
号処理装置の構成を示すブロック図である。

【図１３】帯域分割に用いられるクォダラティブミラー
フィルタの構成例を示す回路図である。

【図１４】信号合成に用いられるクォダラティブミラー
フィルタの構成例を示す回路図である。

【図１５】ＩＩＲフィルタの構成例を示す回路図であ
る。

【図１６】この発明の第７の実施例によるオーディオ信
号処理装置の構成を示すブロック図である。

【図１７】この発明の第８の実施例によるオーディオ信
号処理装置の構成を示すブロック図である。

【図１８】この発明の第９の実施例によるオーディオ信
号処理装置の構成を示すブロック図である。

【図１９】波形分析および波形圧縮の処理を示すフロー
チャートである。

【図２０】波形分析および波形圧縮の処理過程を示す波
形図である。

【図２１】この発明の第１０の実施例による波形分析処
理を示すフローチャートである。

【図２２】この発明の第１０の実施例における波形分析
処理の結果を示す波形図である。

【図２３】この発明の第１１の実施例における波形分析
処理の結果を示す波形図である。

【図２４】この発明の第１２の実施例による波形分析処
理を示すフローチャートである。

【図２５】この発明の第１２の実施例における波形分析
処理の結果を示す波形図である。

【図２６】従来のオーディオ信号処理装置を含む車両用
オーディオシステムの構成を示す構成図である。

【図２７】（ａ）はハードロック系の音楽信号の周波数
スペクトラムを示すスペクトラム図である。（ｂ）はハ
ードロック系の音楽信号の時間波形を示す波形図であ
る。

【図２８】従来の改良されたオーディオ信号処理装置を
示すブロック図である。

【図２９】従来の波形圧縮回路の構成を示すブロック図
である。

【図３０】従来の他の波形圧縮回路の構成を示すブロッ
ク図である。

【符号の説明】

３Ａ電子ボリューム（音量調整手段）４低域通過フィルタ（帯域分割フィルタ手段）５高域通過フィルタ（帯域分割フィルタ手段）６波高分析器（波形分析手段）７電圧制御型増幅器（波形圧縮手段）８混合分配回路（混合手段）９マイクロコンピュータ（音量調整手段）１０乗算器（圧縮度合い制御手段）１５ａ〜１５ｄ遅延部（遅延手段）８１ディジタル帯域分割回路（帯域分割フィルタ手
段）８１ａ〜８１ｂＱＭＦ（ディジタルミラーフィルタ）８３ディジタル混合回路（混合手段）８８ディジタル波高検出器（波形分析手段）８９ディジタル波形圧縮器（波形圧縮手段）１００ＤＳＰ（ディジタル信号処理集積回路）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０４Ｓ 1/00 Ｄ 8421−5Ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】オーディオ信号を低音域信号と高音域信
号とに帯域分割する帯域分割フィルタ手段と、この帯域
分割フィルタ手段による分割で得られた低音域信号の波
高値を分析する波形分析手段と、この波形分析手段の分
析結果に応じて低音域信号の波形のレベルを圧縮する波
形圧縮手段と、この波形圧縮手段で圧縮された低音域信
号と前記高音域信号とを混合する混合手段とを備えたオ
ーディオ信号処理装置。
【請求項２】オーディオ信号を低音域信号と高音域信
号とに帯域分割する帯域分割フィルタ手段と、この帯域
分割フィルタ手段による分割で得られた低音域信号の波
高値を分析する波形分析手段と、この波形分析手段の分
析処理に要する時間を包含する時間の遅延を前記低音域
信号および高音域信号に与える遅延手段と、前記波形分
析手段の分析結果に応じて、遅延手段で遅延された低音
域信号の波形のレベルを圧縮する波形圧縮手段と、この
波形圧縮手段で圧縮された低音域信号と前記遅延手段で
遅延された高音域信号とを混合する混合手段とを備えた
オーディオ信号処理装置。
【請求項３】オーディオ信号のレベルを調整する音量
調整手段と、この音量調整手段による調整度を波形分析
手段の分析結果に反映する圧縮度合い制御手段をさらに
備えた請求項１または請求項２記載のオーディオ信号処
理装置。
【請求項４】帯域分割フィルタ手段、波形分析手段、
および波形圧縮手段はディジタル処理回路で構成された
請求項１、請求項２および請求項３いずれか１項記載の
オーディオ信号処理装置。
【請求項５】帯域分割フィルタ手段はディジタルミラ
ーフィルタで構成された請求項４記載のオーディオ信号
処理装置。
【請求項６】帯域分割フィルタ手段、波形分析手段、
および波形圧縮手段はディジタル信号処理集積回路で構
成された請求項４記載のオーディオ信号処理装置。
【請求項７】遅延手段における遅延量は、５ミリ秒な
いし１００ミリ秒である請求項４、請求項５および請求
項６いずれか１項記載のオーディオ信号処理装置。
【請求項８】波形分析手段は波形のゼロクロス点間を
単位として波形分析を行う請求項４、請求項５および請
求項６いずれか１項記載のオーディオ信号処理装置。
【請求項９】波形分析手段は固定時間内の各波形を単
位として波形分析を行う請求項４、請求項５および請求
項６いずれか１項記載のオーディオ信号処理装置。