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JPH06165486A - Dc-dc converter - Google Patents

Dc-dc converter

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Publication number
JPH06165486A
JPH06165486A JP4341242A JP34124292A JPH06165486A JP H06165486 A JPH06165486 A JP H06165486A JP 4341242 A JP4341242 A JP 4341242A JP 34124292 A JP34124292 A JP 34124292A JP H06165486 A JPH06165486 A JP H06165486A
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JP
Japan
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reactor
capacitor
switching element
voltage
switching
Prior art date
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Application number
JP4341242A
Other languages
Japanese (ja)
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JP2720001B2 (en
Inventor
Hajime Katsushima
肇 勝島
Satoshi Hamada
聰 濱田
Junji Akita
純二 秋田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sansha Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority to JP4341242A priority Critical patent/JP2720001B2/en
Publication of JPH06165486A publication Critical patent/JPH06165486A/en
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Publication of JP2720001B2 publication Critical patent/JP2720001B2/en
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Abstract

PURPOSE:To charge and discharge a capacitor, in which the duty ratio of voltage applied to load is reduced and which is mounted in parallel with a switching element even when the switching element is turned off, positively in a short time, to operate the switching operation of the switching element quietly and to lower switching loss. CONSTITUTION:In a DC-DC converter, a DC power supply 1 is converted into ACs by an inverter 2 composed of the formation of semiconductor switching elements 3 to 6, the ACs are rectified by a rectifier 15 and a DC output is formed. A first reactor 16 having an intermediate tap in parallel with an input to the rectifier or a transformer with an intermediate tap is installed, and the series circuit of a second reactor 24 and a capacitor is mounted between an input to an inverter circuit and the intermediate tap of the first reactor or the transformer.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、半導体スイッチング素
子構成のインバータ回路を用い、その出力を整流するD
C−DCコンバータに関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention uses an inverter circuit having a semiconductor switching element and rectifies its output.
The present invention relates to a C-DC converter.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来、この種のDC−DCコンバータ
は、図5に示すように構成される。同図において、1は
直流電源、2はフルブリッジ構成のインバータ回路であ
り、各ブリッジ辺がトランジスタ、MOSFET、IG
BT等の半導体スイッチング素子3〜6、逆並列接続の
ダイオード7〜10、充放電用のコンデンサ11〜14
の並列回路により形成されている。
2. Description of the Related Art Conventionally, this type of DC-DC converter is constructed as shown in FIG. In the figure, 1 is a DC power supply, 2 is an inverter circuit of a full bridge configuration, and each bridge side is a transistor, MOSFET, IG
Semiconductor switching elements 3 to 6 such as BT, diodes 7 to 10 connected in antiparallel, and capacitors 11 to 14 for charging and discharging.
Of parallel circuits.

【0003】41は両端がブリッジ回路2の1対の出力
端子A,Bに接続された第1リアクトル、15はリアク
トル41と並列に接続された整流器であり、その出力に
は平滑リアクトル17、平滑コンデンサ18と負荷19
とが設けられている。
Reference numeral 41 denotes a first reactor whose both ends are connected to a pair of output terminals A and B of the bridge circuit 2, 15 is a rectifier connected in parallel with the reactor 41, and its output has a smoothing reactor 17 and a smoothing reactor. Capacitor 18 and load 19
And are provided.

【0004】次に、図5の動作について、図6を参照し
て説明する。まず、インバータ回路2において、スイッ
チング素子3,4は図6の(a),(b)に示すように
180゜に近い導通幅のゲート信号により休止期間を設
けて交互にオンし、半導体スイッチング素子6,7も同
図の(c),(d)のように180゜に近い導通幅のゲ
ート信号により休止期間を設けて交互にオンする。
Next, the operation of FIG. 5 will be described with reference to FIG. First, in the inverter circuit 2, as shown in FIGS. 6A and 6B, the switching elements 3 and 4 are alternately turned on with a rest period provided by a gate signal having a conduction width close to 180 °. 6 and 7, as shown in (c) and (d) of the figure, the gate signals having a conduction width close to 180 ° are provided to provide an idle period and are alternately turned on.

【0005】なお、スイッチング素子3,4とスイッチ
ング素子5,6との間の位相差を0゜〜180゜の範囲
で可変して出力制御が行われる。そして、図6のt0〜
t1の期間はスイッチング素子3,6がオンし、直流電
源1からスイッチング素子3、第1リアクトル41、ス
イッチング素子6を介して直流電源1に電流が流れる。
Output control is performed by changing the phase difference between the switching elements 3 and 4 and the switching elements 5 and 6 in the range of 0 ° to 180 °. Then, from t0 of FIG.
During the period of t1, the switching elements 3 and 6 are turned on, and a current flows from the DC power supply 1 to the DC power supply 1 via the switching element 3, the first reactor 41, and the switching element 6.

【0006】このとき、直流電源1の電圧をE1とし
て、コンデンサ11〜14の端子間電圧をV11〜V1
4とすると、コンデンサ11,14が短絡放電状態にな
り、コンデンサ12,13が充電状態になるため、電圧
V11,V12は図6の(g)の実線、破線に示すよう
に0,E1のそれぞれになり、電圧V13,V14も同
図の(h)の破線、実線に示すようにE1,0のそれぞ
れになる。
At this time, the voltage of the DC power supply 1 is E1, and the voltage between the terminals of the capacitors 11 to 14 is V11 to V1.
4, the capacitors 11 and 14 are in a short-circuit discharge state and the capacitors 12 and 13 are in a charging state, so that the voltages V11 and V12 are 0 and E1, respectively, as shown by the solid line and the broken line in (g) of FIG. The voltages V13 and V14 are also E1 and 0, respectively, as indicated by the broken and solid lines in (h) of FIG.

【0007】そのため、インバータ回路2は出力端子A
がE1、出力端子Bが0になり、第1リアクトル41に
印加する電圧は図6(e)となる。叉出力端子Aから出
力端子Bに流れる方向を正とし、第1リアクトル41に
流れる電流をi41とすると、この電流i41は図6の
(f)に示すようになる。
Therefore, the inverter circuit 2 has the output terminal A
Is E1, the output terminal B is 0, and the voltage applied to the first reactor 41 is as shown in FIG. When the direction of flow from the output terminal A to the output terminal B is positive and the current flowing through the first reactor 41 is i41, this current i41 is as shown in (f) of FIG.

【0008】また、整流器15により整流された後、平
滑リアクトル17、コンデンサ18により平滑される。
この平滑により形成された直流が負荷19に供給され
る。
After being rectified by the rectifier 15, it is smoothed by the smoothing reactor 17 and the condenser 18.
The direct current formed by this smoothing is supplied to the load 19.

【0009】次に図6のt1〜t2の期間では、時刻t
1にスイッチング素子3のゲート信号がオフし、スイッ
チング素子3の電流が流れなくなり、代わりに直流電源
1からコンデンサ11、第1リアクトル41、スイッチ
ング素子6を介して直流電源1に戻るループを電流が流
れてコンデンサ11が充電され、図6(g)の実線で示
すようにその電圧V11が上昇する。一方、コンデンサ
12に充電されていた電荷は、このコンデンサ12から
第1リアクトル41、スイッチング素子6を介してコン
デンサ12に戻るループにより放電し、その電圧V12
が同図の破線で示すように低下する。
Next, in the period from t1 to t2 in FIG.
1, the gate signal of the switching element 3 is turned off, the current of the switching element 3 stops flowing, and instead the current flows through the loop from the DC power source 1 to the DC power source 1 via the capacitor 11, the first reactor 41, and the switching element 6. As a result, the capacitor 11 is charged and the voltage V11 thereof rises as shown by the solid line in FIG. 6 (g). On the other hand, the electric charge charged in the capacitor 12 is discharged by the loop returning from the capacitor 12 to the capacitor 12 via the first reactor 41 and the switching element 6, and the voltage V12 thereof is discharged.
Decreases as indicated by the broken line in FIG.

【0010】そして、コンデンサ11の充電及びコンデ
ンサ12の放電は時刻t2で完了し、このとき電圧V1
1がE1に上昇して電圧V12が0に低下する。次に、
図6のt2〜t3の期間になると、電圧V12の低下に
基づき、t2にダイオード8が逆バイアス状態から開放
されてオンする。
Then, the charging of the capacitor 11 and the discharging of the capacitor 12 are completed at time t2, at which time the voltage V1
1 rises to E1 and voltage V12 falls to 0. next,
During the period from t2 to t3 in FIG. 6, the diode 8 is released from the reverse bias state and turned on at t2 based on the decrease in the voltage V12.

【0011】ところが、スイッチング素子3はオフして
いるが、第1リアクトル41の励磁インダクタンスのエ
ネルギー等に基づく循環電流が第1リアクトル41、ス
イッチング素子6、ダイオード8、第1リアクトル41
のループを流れて図6の(f)に示すようにi41が流
れる。このため、第1リアクトル41の電圧を整流器1
5で整流し、平滑リアクトル17を介して負荷19に電
流が流れ続ける。
However, although the switching element 3 is off, the circulating current based on the energy of the exciting inductance of the first reactor 41 and the like causes the first reactor 41, the switching element 6, the diode 8, and the first reactor 41.
I41 flows as shown in (f) of FIG. Therefore, the voltage of the first reactor 41 is changed to the rectifier 1
5 is rectified and the current continues to flow to the load 19 via the smoothing reactor 17.

【0012】また、この間にスイッチング素子4に図6
(b)に示すように、ゲート信号が供給され始めるが、
第1リアクトル41のエネルギーが放出されるまでスイ
ッチング素子4はオフに保たれる。次に、図6のt3〜
t4の期間になると、時刻t3でスイッチング素子6の
ゲート信号がオフして第1リアクトル41、コンデンサ
14、ダイオード8、第1リアクトル41のループを流
れる循環電流により、コンデンサ14が充電され、図6
(h)の実線に示すようにこのコンデンサ14の電圧V
14が上昇する。
Further, during this period, the switching element 4 has a structure shown in FIG.
As shown in (b), the gate signal starts to be supplied,
The switching element 4 is kept off until the energy of the first reactor 41 is released. Next, from t3 of FIG.
In the period of t4, the gate signal of the switching element 6 is turned off at the time t3, and the capacitor 14 is charged by the circulating current flowing through the loop of the first reactor 41, the capacitor 14, the diode 8 and the first reactor 41, and FIG.
As shown by the solid line in (h), the voltage V of this capacitor 14
14 rises.

【0013】また、コンデンサ13には、このコンデン
サ13から電流電源1、ダイオード8、第1リアクトル
41を介してコンデンサ13に戻るループにより放電
し、同図(h)の破線で示す電圧V13が低下する。そ
して、電圧V13,V14が等しくなっても、第1リア
クトル41の励磁インダクタンスのエネルギー等により
コンデンサ14は充電され続ける。そして、コンデンサ
13の放電及びコンデンサ14の充電は電圧V14が0
になって電圧V14がE1になるt4まで続く。また、
コンデンサ12が放電してコンデンサ14が充電される
ため、インバータ回路2は出力端子A,Bの電圧が逆転
し、出力端子Bが出力端子Aより高電圧になり、第1リ
アクトル41は図6(e)に示すようになる。
Further, the capacitor 13 is discharged by a loop returning from the capacitor 13 to the capacitor 13 via the current source 1, the diode 8 and the first reactor 41, and the voltage V13 shown by the broken line in FIG. To do. Then, even if the voltages V13 and V14 become equal, the capacitor 14 continues to be charged by the energy of the exciting inductance of the first reactor 41 and the like. The voltage V14 is 0 when the capacitor 13 is discharged and the capacitor 14 is charged.
And continues until t4 when the voltage V14 becomes E1. Also,
Since the capacitor 12 is discharged and the capacitor 14 is charged, the voltages of the output terminals A and B of the inverter circuit 2 are reversed, the output terminal B becomes a higher voltage than the output terminal A, and the first reactor 41 is shown in FIG. e).

【0014】次に、図6のt4〜t5の期間になると、
電圧V13の低下に基づき、t4にダイオード9がオン
する。このとき、第1リアクトル41のエネルギーに基
づく電流が第1リアクトル41、ダイオード9、直流電
源1、ダイオード8、第1リアクトル41のループを流
れる。さらに、t4叉はt4から若干遅れてスイッチン
グ素子5にゲート信号が供給されて図6(e)に示すよ
うにスイッチング素子5がオンすると、インバータ回路
2はスイッチング素子4,5がオンしてスイッチング素
子3,6がオフした状態になる。
Next, in the period from t4 to t5 in FIG.
Based on the decrease of the voltage V13, the diode 9 is turned on at t4. At this time, the current based on the energy of the first reactor 41 flows through the loop of the first reactor 41, the diode 9, the DC power supply 1, the diode 8, and the first reactor 41. Further, when a gate signal is supplied to the switching element 5 at t4 or a little later than t4 and the switching element 5 is turned on as shown in FIG. 6 (e), the inverter circuit 2 causes the switching elements 4 and 5 to turn on and perform switching. The elements 3 and 6 are turned off.

【0015】上記インバータ2の半サイクルについて動
作を示したが、以下同様の動作が繰り返されて負荷給電
が継続する。
Although the operation has been described for the half cycle of the inverter 2, the same operation is repeated thereafter, and the load power feeding is continued.

【0016】[0016]

【発明が解決しようとする課題】上記図5の従来装置の
場合、負荷19が無負荷叉は軽負荷のときに、負荷19
に印加する出力電圧を一定にしようとすると、整流器1
5の入力電圧の幅が図7(e)に示すように狭くなって
くる。このため、第1リアクトル41に流れる電流が図
7(f)に示すように減少して、時刻t1においてスイ
ッチング素子3がオフし、その後十分にコンデンサ1
1,12の電圧V11,V12が図6(g)に示すよう
に変化しないうちにスイッチング素子4がオン(時刻t
2)する。そして、スイッチング素子4がコンデンサに
蓄えられた負荷を短絡することになり、スイッチング素
子4がオン時にサージ状の電流と電圧が発生する。この
サージ電流、電圧によってスイッチング素子の損失の増
大を招き、さらに大きな雑音の発生する原因となる。
In the case of the conventional device shown in FIG. 5, when the load 19 is unloaded or lightly loaded, the load 19
If the output voltage applied to the
The width of the input voltage of 5 becomes narrower as shown in FIG. Therefore, the current flowing through the first reactor 41 decreases as shown in FIG. 7 (f), the switching element 3 is turned off at the time t1, and then the capacitor 1 is sufficiently supplied.
The switching element 4 is turned on (time t before the voltages V11 and V12 of 1 and 12 change as shown in FIG. 6 (g)).
2) Do. Then, the switching element 4 short-circuits the load stored in the capacitor, and when the switching element 4 is turned on, surge current and voltage are generated. The surge current and voltage cause an increase in the loss of the switching element, which causes a larger noise.

【0017】[0017]

【課題を解決しようとする手段】上記の目的を達成する
ために、本発明のDC−DCコンバータにおいては、整
流器の入力と並列に中間タップを有する第1リアクトル
叉は中間タップ付変圧器を設け、上記インバータ回路の
入力間と上記第1リアクトル叉は上記変圧器の中間タッ
プとの間に第2リアクトルとコンデンサの直列回路を設
けたものである。
To achieve the above object, in the DC-DC converter of the present invention, a first reactor or a transformer with an intermediate tap having an intermediate tap is provided in parallel with the input of the rectifier. A series circuit of a second reactor and a capacitor is provided between the inputs of the inverter circuit and the first reactor or the intermediate tap of the transformer.

【0018】さらに、上記第2リアクトルのインダクタ
ンスを上記第1リアクトル叉は変圧器のインダクダンス
の1/4に選択されたものである。
Further, the inductance of the second reactor is selected to be 1/4 of the inductance of the first reactor or the transformer.

【0019】[0019]

【作用】軽負荷時や負荷に印加する電圧のデューティ比
が小さい場合でも、スイッチング素子のオフ時に、追加
された第2リアクトル,第1リアクトル叉は変圧器を介
して、スイッチング素子と並列に設けたコンデンサに電
流を流し、コンデンサの充放電を短時間に行い、スイッ
チング素子のスイッチング動作を穏やかに動作させる。
[Function] Even when the duty ratio of the voltage applied to the load is small at the time of light load, when the switching element is turned off, it is provided in parallel with the switching element through the additional second reactor, first reactor or transformer. A current is passed through the capacitor to charge and discharge the capacitor in a short time, and the switching operation of the switching element is gently performed.

【0020】[0020]

【実施例】実施例について図1ないし図4を参照して説
明する。 (第1の実施例)まず、第1の実施例について図1及び
図2を参照して説明する。図1において図5と同一符号
は同一のものを示し、図5と異なる点は第1リアクトル
を中間タップを有するリアクトル16に代え、直流電源
1と並列に直列に接続したコンデンサ22,23を設
け、両コンデンサ22,23の接続点Cと第1リアクト
ルの中間タップとの間に第2リアクトル24を設けた点
である。
EXAMPLES Examples will be described with reference to FIGS. 1 to 4. (First Embodiment) First, a first embodiment will be described with reference to FIGS. 1, the same reference numerals as those in FIG. 5 indicate the same parts, and the difference from FIG. 5 is that the first reactor is replaced with a reactor 16 having an intermediate tap, and capacitors 22 and 23 connected in series with the DC power supply 1 are provided. That is, the second reactor 24 is provided between the connection point C between the capacitors 22 and 23 and the intermediate tap of the first reactor.

【0021】また、図2はこの発明のDC−DCコンバ
ータの各部のタイミングチャートを示す。同図の(a)
〜(e)は図5の(a)〜(e)のそれぞれに対応し、
(k)(l)は図5の(g),(h)にそれぞれ対応し
ている。又、同図の(f),(g)は第2リアクトル2
4に印加する電圧と流れる電流を示し、(h),
(i),(j)はそれぞれ第1リアクトル16の励磁電
流、第1リアクトル16のA側の一方の巻線とB側の他
方の巻線に流れる電流を示す。
FIG. 2 shows a timing chart of each part of the DC-DC converter of the present invention. (A) in the figure
~ (E) corresponds to each of (a) ~ (e) of FIG.
(K) and (l) correspond to (g) and (h) in FIG. 5, respectively. Further, (f) and (g) of the same figure are the second reactor 2
4 shows the voltage applied to 4 and the flowing current, (h),
(I) and (j) show the exciting current of the first reactor 16 and the current flowing through one winding on the A side and the other winding on the B side of the first reactor 16, respectively.

【0022】今、図2のt0〜t1の期間は、スイッチ
ング素子3,6がオンし、直流電源1からスイッチング
素子3、第1リアクトル16、スイッチング素子6を介
して電流が流れ、図5の説明と同時にインバータ回路2
の出力端子AがE1、出力端子Bが0になり、第1リア
クトル16の中間タップのE点の電位はE1/2とな
る。一方、追加されたコンデンサ22,23が同じ容量
であればコンデンサ22,23の接続点CはE1/2と
なり、追加された第2リアクトル24には図2(f)に
示すように電圧が印加しておらず、電流の変化は△i2
4=0となる。一方、スイッチングの周期をT、第1リ
アクトル16に印加される電圧V16のデューティ比を
D、第1リアクトル16のインダクタンスをL16とす
ると、第1リアクトル16に流れる励磁電流成分i0の
全振幅△i0は、次の数1となる。
Now, during the period from t0 to t1 in FIG. 2, the switching elements 3 and 6 are turned on, current flows from the DC power source 1 through the switching element 3, the first reactor 16 and the switching element 6, and Inverter circuit 2 at the same time as the explanation
, The output terminal A becomes 0, the output terminal B becomes 0, and the potential at the point E of the intermediate tap of the first reactor 16 becomes E1 / 2. On the other hand, if the added capacitors 22 and 23 have the same capacity, the connection point C of the capacitors 22 and 23 becomes E1 / 2, and the voltage is applied to the added second reactor 24 as shown in FIG. 2 (f). No, the current change is Δi2
4 = 0. On the other hand, if the switching cycle is T, the duty ratio of the voltage V16 applied to the first reactor 16 is D, and the inductance of the first reactor 16 is L16, the total amplitude Δi0 of the exciting current component i0 flowing in the first reactor 16 is Δi0. Becomes the following equation 1.

【0023】[0023]

【数1】△i0=(1/L16)・E1・T・D[Equation 1] Δi0 = (1 / L16) ・ E1 ・ T ・ D

【0024】次に図2のt1〜t2の期間になるとスイ
ッチング素子3のゲート信号がオフし、スイッチング素
子3の電流が流れなくなり、図5の説明と同様にコンデ
ンサ11は充電され、コンデンサ12は放電される。そ
して、A点からE点へ流れる電流をiAとすると、無負
荷叉は軽負荷の場合コンデンサ11がE1に充電される
までの時間t11は、次の数2になる。
Next, during the period from t1 to t2 of FIG. 2, the gate signal of the switching element 3 is turned off, the current of the switching element 3 stops flowing, and the capacitor 11 is charged and the capacitor 12 is charged as in the description of FIG. Is discharged. When the current flowing from the point A to the point E is iA, the time t11 until the capacitor 11 is charged to E1 in the case of no load or light load is given by the following equation 2.

【0025】[0025]

【数2】 t11=C11・E1/i11=2C11・E1/iA## EQU00002 ## t11 = C11.E1 / i11 = 2C11.E1 / iA

【0026】図2のt2〜t3の期間になると、スイッ
チング素子4がオンし、スイッチング素子4,6がオン
するため、A点とB点との間の電圧は図2(e)に示す
ように0となる。そして、第2リアクトル24に印加す
る電圧V24は図2(f)に示すようにE1/2が印加
する。第1リアクトル16に流れる励磁電流成分i0の
変化はなく、△i0=0となる。一方、第2リアクトル
24に流れる電流i24は、第2リアクトル24のイン
ダクタンスをL24とすると数2の式と変化する。
During the period from t2 to t3 in FIG. 2, the switching element 4 is turned on and the switching elements 4 and 6 are turned on, so that the voltage between the points A and B is as shown in FIG. 2 (e). Becomes 0. The voltage V24 applied to the second reactor 24 is E1 / 2 as shown in FIG. 2 (f). The exciting current component i0 flowing through the first reactor 16 does not change, and Δi0 = 0. On the other hand, the current i24 flowing through the second reactor 24 changes from the expression of Equation 2 when the inductance of the second reactor 24 is L24.

【0027】[0027]

【数3】 △i24=(1/L24)・(E1/2)・T(1−D) ## EQU00003 ## .DELTA.i24 = (1 / L24). (E1 / 2) .T (1-D)

【0028】図2のt3〜t4の期間になり、スイッチ
ング素子6がオフするとスイッチング素子6に流れてい
た電流が流れなくなり、コンデンサ13は放電され、コ
ンデンサ14は充電される。そして、コンデンサ14が
0からE1に充電されるまでの時間t14はE点からB
点に流れる電流をiBとすると、数4の式となる。
During the period from t3 to t4 in FIG. 2, when the switching element 6 is turned off, the current flowing through the switching element 6 stops flowing, the capacitor 13 is discharged, and the capacitor 14 is charged. The time t14 from when the capacitor 14 is charged from 0 to E1 is from point E to point B.
When the current flowing through the point is iB, the equation 4 is obtained.

【0029】[0029]

【数4】 t14=C14・E1/i14=2・C14・E1/iB## EQU00004 ## t14 = C14.E1 / i14 = 2.C14.E1 / iB

【0030】図2のt4を超える期間に入るとスイッチ
ング素子4,5がオンし、次のサイクルに入り以下順次
繰り返される。
When the period over t4 in FIG. 2 is entered, the switching elements 4 and 5 are turned on, and the next cycle is entered, and the sequence is repeated thereafter.

【0031】ところで、第1リアクトル16に流れる電
流のうち、第2リアクトル24から流れる電流の成分
は、第1リアクトル16の左右の両端子に1/2づつ分
流するので、iAの全振幅とiBの全振幅は等しく、△
iA=△iB=△i0+i24/2となる。従って、数
1と数3の式によって△iA,△iBは数5の式とな
る。
By the way, of the current flowing through the first reactor 16, the component of the current flowing through the second reactor 24 is shunted to the left and right terminals of the first reactor 16 by ½, so that the total amplitude of iA and iB. Have the same total amplitude,
iA = ΔiB = Δi0 + i24 / 2. Therefore, ΔiA and ΔiB are expressed by the formula 5 by the formulas 1 and 3.

【0032】[0032]

【数5】 △iA=△iB=T・E1(D/L16+(1−D)/4・L24)[Expression 5] ΔiA = ΔiB = T · E1 (D / L16 + (1-D) / 4 · L24)

【0033】このことは、iAとiBは第1リアクトル
16に印加する電圧のデューティ比Dが大きいときは、
第1リアクトル16のインダクタンスL16により、デ
ューティ比Dが小さいときは第2リアクトル24のイン
ダクタンスL24により決定される。そして、第2リア
クトル24のインダクタンスL24を第1リアクトル1
6のインダクタンスL16の1/4に選定、すなわちL
24=L16/4に選定すると、△iA=△iB=T・
E1/L16となり、デューティ比Dに関係なく一定の
△iA,△iBを得ることができる。
This means that iA and iB are large when the duty ratio D of the voltage applied to the first reactor 16 is large.
The inductance L16 of the first reactor 16 determines the inductance L24 of the second reactor 24 when the duty ratio D is small. Then, the inductance L24 of the second reactor 24 is set to the first reactor 1
Selected to be 1/4 of the inductance L16 of 6, that is, L
If 24 = L16 / 4 is selected, ΔiA = ΔiB = T.
Since E1 / L16, constant ΔiA and ΔiB can be obtained regardless of the duty ratio D.

【0034】従って、数2,数4に示すように、コンデ
ンサ11及び14の充電もデューティ比に関係なく行う
ことができる。そして、スイッチング素子のスイッチン
グ時にコンデンサが完全に充放電されるので、サージ状
の電流及び電圧発生することなくソフトスイッチングす
ることができる。
Therefore, as shown in the equations 2 and 4, the capacitors 11 and 14 can be charged regardless of the duty ratio. Since the capacitor is completely charged and discharged during switching of the switching element, soft switching can be performed without generating surge-shaped current and voltage.

【0035】(第2の実施例)次に第2の実施例につい
て図3を参照して説明する。図3において図1と同一符
号は同一もしくは相当するものを示し、図1と異なる点
は、直流電源1の一方の出力端子に接続されていたコン
デンサを除いたものである。
(Second Embodiment) Next, a second embodiment will be described with reference to FIG. 3, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same or corresponding ones, and the difference from FIG. 1 is that the capacitor connected to one output terminal of the DC power supply 1 is removed.

【0036】図3においてスイッチング素子3,6がオ
ンしたとき、前述のようにE点はE1/2となる。この
E点の電圧をうけてコンデンサ32には第2リアクトル
31を介して充電され、コンデンサ32はE1/2を充
電する。従ってその他の動作は前述の図1と同じ動作を
して同様の効果の得て、コンデンサの数を少なくするこ
とができる。
When the switching elements 3 and 6 are turned on in FIG. 3, the point E becomes E1 / 2 as described above. By receiving the voltage at the point E, the capacitor 32 is charged via the second reactor 31, and the capacitor 32 charges E1 / 2. Therefore, the other operation is the same as that of FIG. 1 described above, the same effect is obtained, and the number of capacitors can be reduced.

【0037】(第3の実施例)第3の実施例について図
4を参照し説明する。図4において図1と同一符号は同
一もしくは相当するものを示し、図1と異なる点は、ス
イッチング素子と並列に設けていたコンデン37〜40
をスイッチング素子の寄生容量で代用し、第1リアクト
ルを中間タップ付の変圧器33に代え、その出力を整流
器34,35で2相半波整流し、フライホイルダイオー
ド36を設けものである。この実施例の場合も上記実施
例と同様に動作して同様の効果を得て、インバータ回路
と負荷とを絶縁させることができる。
(Third Embodiment) A third embodiment will be described with reference to FIG. 4, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same or corresponding ones, and the difference from FIG. 1 is that the capacitors 37 to 40 provided in parallel with the switching elements
Is replaced by the parasitic capacitance of the switching element, the first reactor is replaced by a transformer 33 with an intermediate tap, and its output is two-phase half-wave rectified by rectifiers 34 and 35, and a flywheel diode 36 is provided. In the case of this embodiment as well, the same operation as that of the above-mentioned embodiment is achieved to obtain the same effect, and the inverter circuit and the load can be insulated.

【0038】ところで、インバータ回路3,整流器15
等の構成、駆動方式は実施例に限定されるものではな
く、例えば整流器15は2相半波整流器、全波整流器あ
るいは単相半波整流器のいずれでもよい。
By the way, the inverter circuit 3 and the rectifier 15
However, the rectifier 15 may be, for example, a two-phase half-wave rectifier, a full-wave rectifier or a single-phase half-wave rectifier.

【0039】[0039]

【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているため、第1リアクトル叉は変圧器にかかる電圧
のデューティ比が小さいときにも追加した第2リアクト
ルに電流を流すことによって、スイッチング素子のオフ
時にスイッチング素子と並列接続したコンデンサに電流
を流し、このコンデンサの充放電を短時間で行うことが
でき、サージ状の電流が流れることなくスイッチング素
子のスイッチング動作を穏やかな動作にすることがで
き、スイッチング素子のスイッチング損失を低減でき
る。
Since the present invention is configured as described above, by supplying a current to the added second reactor even when the duty ratio of the voltage applied to the first reactor or the transformer is small, When the switching element is turned off, a current is passed through a capacitor connected in parallel with the switching element, and this capacitor can be charged and discharged in a short time, and the switching operation of the switching element is made gentle without surge current. Therefore, the switching loss of the switching element can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】本発明のDC−DCコンバータの第1の実施例
の結線図である。
FIG. 1 is a connection diagram of a first embodiment of a DC-DC converter of the present invention.

【図2】(a)〜(l)は図1の動作説明用のタイミン
グチャートである。
2A to 2L are timing charts for explaining the operation of FIG.

【図3】本発明の第2の実施例のDC−DCコンバータ
の結線図である。
FIG. 3 is a connection diagram of a DC-DC converter according to a second embodiment of the present invention.

【図4】本発明の第3の実施例のDC−DCコンバータ
の結線図である。
FIG. 4 is a connection diagram of a DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention.

【図5】従来例のDC−DCコンバータの結線図であ
る。
FIG. 5 is a connection diagram of a conventional DC-DC converter.

【図6】(a)〜(h)は図5の動作説明用のタイミン
グチャートである。
6A to 6H are timing charts for explaining the operation of FIG.

【図7】(a)〜(h)は図5の軽負荷時の動作説明用
のタイミングチャートである。
7A to 7H are timing charts for explaining the operation at a light load in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 直流電源 2 インバータ回路 3〜6 スイッチング素子 7〜10 ダイオード 11〜14,37〜40 コンデンサ 15 整流器 16 第一リアクトル 17 平滑リアクトル 18 平滑用コンデンサ 19 負荷 22,23,32 コンデンサ 24,31 第2リアクトル 25 電圧検出器 26 スイッチング素子の駆動回路 33 変圧器 34、35 整流器 36 フライホイルダイオード 1 DC power supply 2 Inverter circuit 3 to 6 Switching element 7 to 10 Diode 11 to 14, 37 to 40 Capacitor 15 Rectifier 16 First reactor 17 Smoothing reactor 18 Smoothing capacitor 19 Load 22, 23, 32 Capacitor 24, 31 Second reactor 25 Voltage Detector 26 Drive Circuit for Switching Element 33 Transformers 34, 35 Rectifier 36 Flywheel Diode

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 直流電源を半導体スイッチング素子構成
のインバータ回路により交流変換し、該交流を整流器に
より整流して直流出力を形成するDC−DCコンバータ
において、上記整流器の入力と並列に中間タップを有す
る第1リアクトル叉は中間タップを有する変圧器を設
け、上記インバータ回路の入力間と上記第1リアクトル
叉は上記変圧器の中間タップとの間に第2リアクトルと
コンデンサの直列回路を設けたことを特徴とするDC−
DCコンバータ。
1. A DC-DC converter for converting a direct current power source into an alternating current by an inverter circuit having a semiconductor switching element configuration and rectifying the alternating current by a rectifier to form a direct current output, which has an intermediate tap in parallel with an input of the rectifier. A transformer having a first reactor or a center tap is provided, and a series circuit of a second reactor and a capacitor is provided between the inputs of the inverter circuit and the first reactor or the center tap of the transformer. Characteristic DC-
DC converter.
【請求項2】 上記第2リアクトルのインダクタンスを
上記第1リアクトル叉は変圧器のインダクタンスの1/
4に選択された請求項1のDC−DCコンバータ。
2. The inductance of the second reactor is 1 / the inductance of the first reactor or the transformer.
4. The DC-DC converter according to claim 1, which is selected as 4.
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