JPH0570193U - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】電源投入時の突入電流によるスイッチング素子
等の損傷を防止すると共に、早期に運転状態に入り得る
昇圧型スイッチング電源を提供する。 【構成】充電回路３は、一端側が整流回路１の出力端１
１に導通し、他端側がコンデンサ２４に接続され、一方
向性の充電経路を形成している。切替回路４は整流回路
１の出力端１１と昇圧回路２との間に接続され、昇圧回
路２に対する電流の供給または遮断を行なう。制御回路
５はコンデンサ２４の端子電圧信号が入力され、端子電
圧信号が所定値以上であるときに、切替回路４に昇圧回
路２に対して電流を供給させる指令信号を供給する。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、昇圧型のスイッチング電源に関し、更に詳しくは、電源投入時の突 入電流によるスイッチング素子等の損傷を防止すると共に、早期に運転状態に入 り得るよう改良されたスイッチング電源に係る。

【０００２】

【従来の技術】

昇圧型スイッチング電源において、電源投入時の突入電流を防止する従来技術 として、図８に示すようなものがある。図において、１は整流回路、２は昇圧回 路、３１１は抵抗、４１１はスイッチ、５は制御回路である。

【０００３】 整流回路１は、交流電源１０を整流して整流出力電圧Ｖｒを得ている。スイッ チ４１１は一端が整流回路１の出力端１１に接続され、他端が昇圧回路２のイン ダクタ２２に接続されている。スイッチ４１１は指令信号５２を受けたときに導 通する。昇圧回路２は、スイッチング素子２１と、インダクタ２２と、ダイオ− ド２３と、コンデンサ２４とを含んでいる。スイッチング素子２１は交流電源１ ０の周波数ｆ１よりも高い周波数ｆ２でオン／オフ駆動される。周波数ｆ２は数 ｋＨｚ以上に設定される。スイッチング素子２１及びインダクタ２２は直列に接 続され、その直列接続回路の一端がスイッチ４１１を介して整流回路１の出力端 １１に接続され、直列接続回路の一端が出力端１２に接続されている。ダイオ− ド２３及びコンデンサ２４は直列に接続され、その直列接続回路の両端がスイッ チング素子２１に並列に接続され、コンデンサ２４の端子電圧を直流出力電圧Ｖ ｏとして利用する。抵抗３１１はスイッチ４１１に並列に接続され、スイッチ４ １１がオフである電源投入時に突入電流を制限する。

【０００４】 制御回路５は、コンデンサ２４の端子電圧に等しい直流出力電圧Ｖｏを入力信 号５０１とし、入力信号５０１が所定値以上であるときにスイッチ４１１に導通 させる指令信号５２を供給すると共に、スイッチング素子２１に、入力信号５０ １を一定化する制御信号５１を供給する。

【０００５】 スイッチ４１１が導通しない電源投入時には、抵抗３１１、インダクタ２２及 びダイオ−ド２３による充電経路が形成される。このため、インダクタ２２及び ダイオ−ド２３に流れる電流が抵抗３１１により制限され、昇圧型スイッチング 電源において問題となる、突入電流によるインダクタ２２の磁気飽和が防止され 、スイッチング素子２１のオン時の短絡故障も防止される。

【０００６】 スイッチ４１１が導通した状態では、スイッチング素子２１のオン時にインダ クタ２２に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子２１のオフ時にフライバ ック電圧Ｖｆとなり、整流出力電圧Ｖｒに重畳され、昇圧された直流出力電圧Ｖ ｏが得られる。

【０００７】

【考案が解決しようとする課題】

しかしながら、従来の昇圧型スイッチング電源には、次のような問題点があっ た。 （ａ）早期に使用可能な運転状態にするためは、抵抗３１１の抵抗値を小さくし 、コンデンサ２４を早期に充電させる必要がある。ところが、抵抗３１１の抵抗 値を小さくすると、電流制限作用が低下し、突入電流が大きくなるため、インダ クタ２２が磁気飽和し易くなる。インダクタ２２が磁気飽和を起こしているタイ ミングでスイッチング素子２１がスイッチング動作をすると、過大な電流がスイ ッチング素子２１に流れ、スイッチング素子２１が損傷する。 （ｂ）上述した問題点を回避するためには、抵抗３１１の抵抗値を大きくせざる を得ない。このため、コンデンサ２４の充電が遅くなり、運転状態に入り得る時 間が遅くなる。

【０００８】 そこで、本考案の課題は上述する問題点を解決し、電源投入時の突入電流によ るスイッチング素子等の損傷を防止すると共に、早期に運転状態に入り得る昇圧 型スイッチング電源を提供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】

上述した課題解決のため、本考案は、整流回路と、昇圧回路と、充電回路と、 切替回路と、制御回路とを有するスイッチング電源であって、 前記整流回路は、交流電源を整流して整流出力電圧を得る回路であり、 前記昇圧回路は、スイッチング素子と、インダクタと、ダイオ−ドと、コンデ ンサとを含み、前記スイッチング素子が前記交流電源の周波数よりも高い周波数 でオン／オフ駆動され、前記インダクタが前記スイッチング素子と直列に接続さ れ、その直列接続回路の両端が前記整流回路の出力端に導通し、前記ダイオ−ド 及び前記コンデンサが直列に接続され、その直列接続回路の両端が前記スイッチ ング素子に並列に接続され、前記コンデンサの端子電圧を直流出力電圧として利 用する回路であり、 前記充電回路は、一端側が前記整流回路の出力端の一方に導通し、他端側が前 記コンデンサに接続されて前記コンデンサに対して一方向性の充電経路を形成し ており、 前記切替回路は、前記整流回路の出力端の一方と前記昇圧回路との間に接続さ れ、前記昇圧回路に対する電流の供給または遮断を行なう回路であり、 前記制御回路は、前記コンデンサの端子電圧信号が入力され、前記端子電圧信 号が所定値以上であるときに前記切替回路に前記昇圧回路に対して電流を供給さ せる指令信号を供給する回路である。

【００１０】

【作用】

昇圧回路は、スイッチング素子が交流電源の周波数よりも高い周波数でオン／ オフ駆動され、インダクタがスイッチング素子と直列に接続され、その直列接続 回路の両端が切替回路を介して整流回路の出力端に導通し、ダイオ−ド及びコン デンサが直列に接続され、その直列接続回路の両端がスイッチング素子に並列に 接続され、コンデンサの端子電圧を直流出力電圧として利用するから、スイッチ ング素子のオン時にインダクタに蓄積されたエネルギーがスイッチング素子のオ フ時にフライバック電圧となり、整流出力電圧にフライバック電圧を重畳した昇 圧された直流出力電圧が得られる。

【００１１】 充電回路は、一端側が整流回路の出力端の一方に導通し、他端側がコンデンサ に接続されてコンデンサに対して一方向性の充電経路を形成しており、インダク タとは別回路となっているから、インダクタの磁気飽和電流に左右されることな く、充電時定数を小さい値に選定し、スイッチング電源の電源投入時にコンデン サを早期に充電し、早期に運転状態に入り得る。

【００１２】 切替回路は、整流回路の出力端の一方と、昇圧回路との間に接続され、昇圧回 路に対する電流の供給または遮断を行なう回路であり、制御回路はコンデンサの 端子電圧信号が入力され、端子電圧信号が所定値以上であるときに切替回路に昇 圧回路に対して電流を供給させる指令信号を供給する回路であるから、充電回路 からコンデンサに充電電流が流れ込んでいる電源投入時は、昇圧回路への電流が 切替回路によって遮断され、コンデンサへの充電がある程度進んでから切替回路 を通して昇圧回路に電流が供給される。従って、コンデンサへの充電が完了する 前に、スイッチング素子がオン、オフ動作をしても、スイッチング素子に突入電 流が流れることがないから、突入電流及びインダクタの磁気飽和に起因するスイ ッチング素子の短絡損傷が防止される。

【００１３】

【実施例】

図１は本考案に係るスイッチング電源の構成を示す電気回路図である。図にお いて、図８と同一参照符号は同一性ある構成部分を示している。３は充電回路、 ４は切替回路である。

【００１４】 充電回路３は、一端側が整流回路１の出力端１１に導通し、他端側がコンデン サ２４に接続されコンデンサ２４に対して一方向性の充電経路を形成している。 具体的には、抵抗３１と、ダイオ−ド３２とを有し、抵抗３１とダイオ−ド３２ が直列に接続され、抵抗３１の一端が整流回路１の出力端１１に接続され、ダイ オ−ド３２のカソ−ド側がコンデンサ２４に接続されている。

【００１５】 切替回路４は、整流回路１の出力端１１と、昇圧回路２との間に接続され、昇 圧回路２に対する電流の供給または遮断を行なう回路である。具体的には、スイ ッチ４１を出力端１１とインダクタ２２との間に接続して構成されている。

【００１６】 制御回路５は、コンデンサ２４の端子電圧である直流出力電圧Ｖｏを入力信号 ５０１とし、入力信号５０１が所定値以上であるときに、切替回路４に昇圧回路 ２に対して電流を供給させる指令信号５２を供給する。図示では、更に、スイッ チング素子２１に入力信号５０１を一定化する制御信号５１を供給するようにな っている。

【００１７】 上述したように、昇圧回路２は、スイッチング素子２１が交流電源１０の周波 数ｆ１よりも高い周波数ｆ２でオン／オフ駆動され、インダクタ２２がスイッチ ング素子２１と直列に接続され、その直列接続回路の両端が切替回路４を介して 整流回路１の出力端１１に導通し、ダイオ−ド２３及びコンデンサ２４が直列に 接続され、その直列接続回路の両端がスイッチング素子２１に並列に接続され、 コンデンサ２４の端子電圧を直流出力電圧Ｖｏとして利用する構成であるから、 スイッチング素子２１のオン時にインダクタ２２に蓄積されたエネルギーが、ス イッチング素子２１のオフ時にフライバック電圧Ｖｆとなり、整流出力電圧Ｖｒ にフライバック電圧Ｖｆを重畳した昇圧された直流出力電圧Ｖｏが得られる。

【００１８】 充電回路３は、一端側が整流回路１の出力端１１に導通し、他端側がコンデン サ２４に接続されてコンデンサ２４に対して一方向性の充電経路を形成しており 、インダクタ２２とは別回路となっているから、インダクタ２２の磁気飽和電流 に左右されることなく、充電時定数を小さい値に選定し、電源投入時にコンデン サ２４を早期に充電し、早期に運転状態に入り得る。充電時定数は抵抗３１の値 を小さい値に選定することによって、小さくできる。

【００１９】 切替回路４は、整流回路１の一方の出力端１１と、昇圧回路２との間に接続さ れ、昇圧回路２に対する電流の供給または遮断を行なう回路であり、制御回路５ はコンデンサ２４の端子電圧信号が入力され、端子電圧信号が所定値以上である ときに切替回路４に昇圧回路２に対して電流を供給させる指令信号を供給する回 路であるから、充電回路３からコンデンサ２４に充電電流が流れ込んでいる電源 投入時は、昇圧回路２への電流が切替回路４によって遮断され、コンデンサ２４ への充電がある程度進んでから切替回路４を通して昇圧回路２に電流が供給され る。従って、コンデンサ２４への充電が完了する前に、スイッチング素子２１が オン、オフ動作をしても、スイッチング素子２１に突入電流が流れることがない から、突入電流及びインダクタ２２の磁気飽和に起因するスイッチング素子２１ の短絡損傷が防止される。

【００２０】 直流出力電圧Ｖｏが整流出力電圧Ｖｒより大きくなると、充電回路３によるコ ンデンサ２４の充電は終了する。ダイオ−ド３２がこの逆バイアスを吸収し、直 流出力電圧Ｖｏによる逆流が防止される。

【００２１】 図２は本考案に係るスイッチング電源の別の実施例を構成を示す電気回路図で ある。図において、図１と同一の参照符号は同一性ある構成部分を示す。

【００２２】 切替回路４は、整流回路１の出力端１１と、充電回路３との間に接続され、充 電回路３に対する電流の供給または遮断を行なう。本実施例では、切替スイッチ ４２を用いて昇圧回路２と充電回路３とを切り替えるようになっている。制御回 路５は、入力信号５０１が所定値以上であるときに、切替回路４に昇圧回路２に 対して電流を供給する指令信号５２を供給する。入力信号５０１が所定値未満で あるときに、切替回路４から充電回路３に対して電流が供給されてコンデンサ２ ４に対する充電が行なわれる。入力信号５０１が所定値以上であるときに、切替 回路４を通して、昇圧回路２に電流が供給され、整流出力電圧Ｖｒがフライバッ ク電圧Ｖｆに重畳され、昇圧された直流出力電圧Ｖｏが得られる。

【００２３】 図３は本考案に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。 図において、図１及び図２と同一の参照符号は同一性ある構成部分を示す。

【００２４】 制御回路５は、目標設定回路５３と、誤差検出回路５４と、電流検出回路５５ と、差動増幅回路５６と、パルス幅制御回路５７とを含んでいる。

【００２５】 目標設定回路５３は、基準電圧信号を発生させる基準電圧信号発生部５３０を 含み、整流出力電圧信号５０２と、直流出力電圧信号５０１とを入力信号とし、 第１の出力信号５３１と、第２の出力信号５３２とを出力する。第１の出力信号 ５３１は基準電圧信号から得られる。第２の出力信号５３２は直流出力電圧信号 ５０１から得られる。第１の出力信号５３１及び第２の出力信号５３２のいずれ か一方は、整流出力電圧Ｖｒの全電圧範囲でその増減に追従して直流出力電圧Ｖ ｏが整流出力電圧Ｖｒよりも高くなるように変化する。図５は第１の出力信号５ ３１の一例を示す特性図である。第１の出力信号５３１は、整流出力電圧信号５ ０２に追従し、直流出力電圧Ｖｏが整流出力電圧Ｖｒよりも大きくなるように設 定される。第２の出力信号５３２も同様である。

【００２６】 誤差検出回路５４は、第１の出力信号５３１、第２の出力信号５３２及び整流 出力電圧信号５０２が入力され、第１の出力信号５３１と第２の出力信号５３２ とを比較して整流出力電圧信号５０２と相似波形となる誤差検出信号５４１を出 力している。具体的には、誤差増幅回路５４２が第１の出力信号５３１と第２の 出力信号５３２とを比較して誤差信号５４３を出力し、乗算回路５４４が誤差信 号５４３と整流出力電圧信号５０２とを乗算して誤差検出信号５４１を得ている 。誤差増幅回路５４２、乗算回路５４４はオペアンプを用いた差動増幅回路、乗 算回路等で構成できる。

【００２７】 電流検出回路５５は、インダクタ２２に流れる電流を検出して電流検出信号５ ５１を出力する。

【００２８】 差動増幅回路５６は、誤差検出信号５４１及び電流検出信号５５１が入力され 、両信号を比較して、電流検出信号５５１を誤差検出信号５４１に追従させる差 動信号５６１を出力する。

【００２９】 パルス幅制御回路５７は、差動信号５６１が入力され、差動信号５６１を最小 とするようにスイッチング素子２１を制御する制御信号３７１を、スイッチング 素子２１に供給している。

【００３０】 目標設定回路５３は基準電圧信号を発生させる基準電圧信号発生部５３０を含 み、整流出力電圧信号５０２と、直流出力電圧信号５０１とが入力され、第１の 出力信号５３１と、第２の出力信号５３２とを出力し、第１の出力信号５３１が 基準電圧信号から得られ、第２の出力信号５３２が直流出力電圧信号５０１から 得られ、第１の出力信号５３１及び第２の出力信号５３２のいずれか一方を、整 流出力電圧Ｖｒの全電圧範囲でその増減に追従し、直流出力電圧Ｖｏが整流出力 電圧Ｖｒよりも高くなるように変化させ、誤差検出回路５４は、第１の出力信号 ５３１、第２の出力信号５３２及び整流出力電圧信号５０２が入力され、第１の 出力信号５３１と第２の出力信号５３２とを比較して整流出力電圧信号５０２と 相似波形となる誤差検出信号５４１を出力するから、基準電圧信号を変化させた 場合は第２の出力信号５３２が第１の出力信号５３１に追従して変化し、直流出 力電圧Ｖｏも同時に変化する。また、直流出力電圧信号５０１を変化させた場合 は第２の出力信号５３２が第１の出力信号５３１に一致するように制御され、一 致させる過程で直流出力電圧Ｖｏが変化する。これにより、力率改善の要件であ る直流出力電圧Ｖｏが整流出力電圧Ｖｒよりも高くなる要件が満たされる。

【００３１】 電流検出回路５５は、インダクタ２２に流れる電流を検出して電流検出信号５ ５１を出力し、差動増幅回路５６は、誤差検出信号５４１及び電流検出信号５５ １を比較して、電流検出信号５５１を誤差検出信号５４１に追従させる差動信号 ５６１を出力し、パルス幅制御回路５７は、差動信号５６１を最小とするように スイッチング素子２１を制御する制御信号３７１をスイッチング素子２１に供給 するようになっているから、直流出力電圧Ｖｏが第１の出力信号５３１に対応し た電圧に調整されると共に、入力電流が交流入力電圧に追従して変化し、交流電 源１０からみると抵抗負荷と同等になり、力率改善ができる。

【００３２】 これにより、整流出力電圧Ｖｒが低下したときは直流出力電圧Ｖｏも低下する ようになるので、昇圧するためにスイッチング素子２１に流れる電流を小さくす ることができ、スイッチング素子２１の電力損失を少なくすることができる。

【００３３】 直流出力電圧Ｖｏは変動するが、後段にＤＣ−ＤＣコンバ−タが一般的に接続 されるので、ＤＣ−ＤＣコンバ−タにより直流出力電圧Ｖｏの変動が吸収され、 最終的に安定した直流出力を得ることができる。

【００３４】 目標設定回路５３は、整流出力電圧信号５０２によって直流出力電圧信号５０ １を変化させるように構成することができる。図４はその具体例を示す回路図で ある。５３０は基準電圧信号発生部、５４４は直流出力電圧調整部である。端子 ５３５と端子５３６との間に整流出力電圧Ｖｒが印加され、端子５３７と端子５ ３６との間に直流出力電圧Ｖｏが印加される。

【００３５】 基準電圧信号発生部５３０は、直流出力電圧Ｖｏの増減の基準となる基準電圧 Ｖｋを発生し、第１の出力信号５３１として出力する。基準電圧Ｖｋはバッテリ Ｂ１により得ている。バッテリＢ１の正極は端子５３８に接続されている。基準 電圧Ｖｋは、直流定電圧回路を構成し、直流定電圧を抵抗分圧回路で分圧して得 てもよい。

【００３６】 直流出力電圧調整部５３４は、整流出力電圧信号５０２に応じて直流出力電圧 Ｖｏを分圧する抵抗の分圧比を変化させ、分圧電圧を第２の出力信号５３２とし て出力する。本実施例では、ダイオ−ドＤ１、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ６ 、オペアンプＩＣ１、バッテリＢ２とを有している。ダイオ−ドＤ１とコンデン サＣ１とが直列に接続され、直列接続された両端が端子５３５と端子５３６とに 接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とが直列に接続され、直列接続された両端 がコンデンサＣ１に接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点はオペアン プＩＣ１の負入力端子に接続され、整流出力電圧Ｖｒを分圧した分圧電圧Ｖｉｎ をオペアンプＩＣ１に供給している。バッテリＢ２はオペアンプＩＣ１の正入力 端子に接続され、基準電圧ＶｋをオペアンプＩＣ１に供給している。抵抗Ｒ３は オペアンプＩＣ１の出力端子と負入力端子との間に接続されている。抵抗Ｒ４は 一端がオペアンプＩＣ１の出力端に接続され、他端が抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接 続点に接続されている。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６とは直列接続され、直列接続された 両端が端子５３７及び端子５３６に接続されている。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との接 続点は端子５３９に接続され、直流出力電圧Ｖｏを分圧した分圧電圧ＶＲ６を第 ２の出力信号５３２として供給している。オペアンプＩＣ１は、反転増幅回路を 構成し、分圧電圧Ｖｉｎの増加とともに出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。このため 、抵抗Ｒ５の端子電圧ＶＲ５は、整流出力電圧Ｖｒが上昇、即ち出力電圧Ｖｏｕ ｔが低くなると、抵抗Ｒ４に流れる電流の増加により上昇する。また、抵抗Ｒ５ の端子電圧ＶＲ５は、整流出力電圧Ｖｒが低下、即ち出力電圧Ｖｏｕｔが高くな ると、抵抗Ｒ４に流れる電流の減少により低下する。従って、抵抗Ｒ６の分圧電 圧ＶＲ６は、直流出力電圧Ｖｏが一定であれば、端子電圧ＶＲ５の上昇に伴なっ て低下し、端子電圧ＶＲ５の低下に伴なって上昇する。

【００３７】 誤差検出回路５４は、端子５３９の分圧電圧ＶＲ６と端子５３８の基準電圧Ｖ ｋとを一致させるように動作するから、分圧電圧ＶＲ６の変化が実質的な第１の 出力信号５３１の変化となり、最終的に直流出力電圧Ｖｏが目標直流出力電圧に 調整される。即ち、整流出力電圧Ｖｒが上昇した場合、分圧電圧ＶＲ６が低下し 、分圧電圧ＶＲ６を基準電圧Ｖｋに等しくする過程で直流出力電圧Ｖｏを上昇さ せ、整流出力電圧Ｖｒが低下した場合、分圧電圧ＶＲ６が上昇し、分圧電圧ＶＲ ６を基準電圧Ｖｋに等しくする過程で直流出力電圧Ｖｏを低下させる。これによ り、直流出力電圧Ｖｏが整流出力電圧Ｖｒよりも高くなるように調整される。

【００３８】 目標設定回路５３は、整流出力電圧信号５０２によって基準電圧信号を変化さ せるように構成することもできる。図６にその具体例を示す。図において、図３ 、図４と同一参照符号は同一性ある構成部分を示す。以下、図３、図４、図５及 び図６を参照しながら説明する。

【００３９】 基準電圧信号発生部５３０は、整流出力電圧信号５０２に応じて基準電圧Ｖｋ を変化させ、第１の出力信号５３１を出力する。本実施例では、ダイオ−ドＤ１ と、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ７と、バッテリＢ３と を有している。ダイオ−ドＤ１、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を直列に接続し、直列接 続回路の両端を端子５３５及び端子５３６に接続してある。抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ ２の直列接続回路にコンデンサＣ１を並列に接続してある。抵抗Ｒ２は、整流出 力電圧Ｖｒを分圧した分圧電圧Ｖｉｎを発生する。抵抗Ｒ７及びバッテリＢ３を 直列に接続し、直列接続された両端を抵抗Ｒ２に接続してある。抵抗Ｒ７の一端 は端子５３８に接続され、端子５３８に基準電圧Ｖｋを供給している。基準電圧 Ｖｋは分圧電圧Ｖｉｎが電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合は、抵抗Ｒ１からバッテリ Ｂ３へ電流が流れ込み、電圧Ｖｒｅｆよりも高くなり、分圧電圧Ｖｉｎが電圧Ｖ ｒｅｆよりも低い場合は、バッテリＢ３から抵抗Ｒ２へ電流が流れ込み、電圧Ｖ ｒｅｆよりも低くなる。

【００４０】 直流出力電圧調整部５３４は、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６を有し、直流出力電圧Ｖ ｏを抵抗分圧している。抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の接続点は端子５３９に接続され 、端子５３９に分圧電圧ＶＲ６を第２の出力信号５３２として出力する。

【００４１】 誤差検出回路５４は、第１の出力信号５３１と第２の出力信号５３２とを一致 させるように動作するので、第２の出力信号５３２が第１の出力信号５３１に追 従して変化し、最終的に直流出力電圧Ｖｏが目標直流出力電圧に調整される。こ れにより、他の実施例と同様の作用効果を得ることができる。

【００４２】 目標設定回路５３は、図７に示すように、第１の出力信号５３１または第２の 出力信号５３２を段階状に変化させるように構成しても、他の実施例と同様の作 用効果を得ることができる。

【００４３】 図３〜図６の実施例は、電源電圧の異なる多種類の交流電源に対応して一定電 圧を得るスイッチング電源にも適用できる。図７は交流電源の電源電圧が１００ ボルトと２００ボルトを共用する場合の一例を示している。基準電圧Ｖｒｅｆ１ は１００ボルト用、Ｖｒｅｆ２は２００ボルト用の基準電圧である。図示したよ うに、基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２の切替にヒステリシスをもたせているの で、いずれの交流電源を使用した場合でも直流出力Ｖｏにハンチングを生ずるこ となく切り替えることができる。基準電圧を変える代わりに、直流出力電圧信号 を変化させてもよい。

【００４４】

【考案の効果】

以上述べたように、本考案によれば、次のような効果が得られる。 （ａ）昇圧回路は、スイッチング素子が交流電源の周波数よりも高い周波数でオ ン／オフ駆動され、インダクタがスイッチング素子と直列に接続され、その直列 接続回路の両端が切替回路を介して整流回路の出力端に導通し、ダイオ−ド及び コンデンサが直列に接続され、その直列接続回路の両端がスイッチング素子に並 列に接続され、コンデンサの端子電圧を直流出力電圧として利用するから、整流 出力電圧にインダクタのフライバック電圧を重畳した昇圧された直流出力電圧が 得られるスイッチング電源を提供できる。 （ｂ）充電回路は、一端側が整流回路の出力端の一方に導通し、他端側がコンデ ンサに接続されてコンデンサに対して一方向性の充電経路を形成しており、イン ダクタとは別回路となっているから、早期に運転状態に入り得るスイッチング電 源を提供できる。 （ｃ）切替回路は、整流回路の出力端の一方と、昇圧回路との間に接続され、昇 圧回路に対する電流の供給または遮断を行なう回路であり、制御回路はコンデン サの端子電圧信号が入力され、端子電圧信号が所定値以上であるときに切替回路 に昇圧回路に対して電流を供給させる指令信号を供給する回路であるから、突入 電流及びインダクタの磁気飽和に起因するスイッチング素子の短絡損傷を防止し 得るスイッチング電源を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案に係るスイッチング電源の構成を示す電
気回路図である。

【図２】本考案に係るスイッチング電源の別の実施例に
おける電気回路図である。

【図３】本考案に係るスイッチング電源の別の実施例に
おける電気回路図である。

【図４】本考案に係るスイッチング電源に用いられる目
標設定回路の１例を示す電気回路図である。

【図５】本考案に係るスイッチング電源の基準電圧発生
回路の入出力特性図である。

【図６】本考案に係るスイッチング電源に用いられる目
標設定回路の１例を示す電気回路図である。

【図７】本考案に係るスイッチング電源の基準電圧発生
回路の別の入出力特性図である。

【図８】従来の昇圧型スイッチング電源の構成を示す電
気回路図である。

【符号の説明】

１ 整流回路 １１、１２ 出力端 ２ 昇圧回路 ２１ スイッチング素子 ２２ インダクタ ２３ ダイオード ２４ コンデンサ ３ 充電回路 ４ 切替回路 ５ 制御回路５ ５０１ 入力信号 ５１ 制御信号 ５２ 指令信号 Ｖｒ 整流出力電圧 Ｖｏ 直流出力電圧

Claims (3)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 整流回路と、昇圧回路と、充電回路と、
   切替回路と、制御回路とを有するスイッチング電源であ
   って、 前記整流回路は、交流電源を整流して整流出力電圧を得
   る回路であり、 前記昇圧回路は、スイッチング素子と、インダクタと、
   ダイオ−ドと、コンデンサとを含み、前記スイッチング
   素子が前記交流電源の周波数よりも高い周波数でオン／
   オフ駆動され、前記インダクタが前記スイッチング素子
   と直列に接続され、その直列接続回路の両端が前記整流
   回路の出力端に導通し、前記ダイオ−ド及び前記コンデ
   ンサが直列に接続され、その直列接続回路の両端が前記
   スイッチング素子に並列に接続され、前記コンデンサの
   端子電圧を直流出力電圧として利用する回路であり、 前記充電回路は、一端側が前記整流回路の出力端の一方
   に導通し、他端側が前記コンデンサに接続されて前記コ
   ンデンサに対して一方向性の充電経路を形成しており、 前記切替回路は、前記整流回路の出力端の一方と前記昇
   圧回路との間に接続され、前記昇圧回路に対する電流の
   供給または遮断を行なう回路であり、 前記制御回路は、前記コンデンサの端子電圧信号が入力
   され、前記端子電圧信号が所定値以上であるときに前記
   切替回路に前記昇圧回路に対して電流を供給させる指令
   信号を供給する回路であるスイッチング電源。
2. 【請求項２】 前記充電回路は、抵抗と、別のダイオ−
   ドとを有し、前記抵抗と前記別のダイオ−ドとが直列に
   接続されている請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 【請求項３】 前記切替回路は、前記整流回路の出力端
   の一方と、前記充電回路との間に接続され前記充電回路
   に対する電流の供給または遮断を行なう回路であり、 前記制御回路は、前記入力信号が所定値未満であるとき
   に前記切替回路に前記指令信号を供給する回路である請
   求項１または請求項２に記載のスイッチング電源。