JPH0531388B2 - - Google Patents
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- JPH0531388B2 JPH0531388B2 JP56107123A JP10712381A JPH0531388B2 JP H0531388 B2 JPH0531388 B2 JP H0531388B2 JP 56107123 A JP56107123 A JP 56107123A JP 10712381 A JP10712381 A JP 10712381A JP H0531388 B2 JPH0531388 B2 JP H0531388B2
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- Japan
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- speed
- motor
- signal
- time
- value
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/18—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual DC motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Motor And Converter Starters (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はモータの速度制御方法およびその速度
制御装置に係り、とくに直流モータの回転速度を
検出して回転速度に比例するフイードバツク(P)と
その積分に比例するフイードバツク(I)を施し、起
動時特性や負荷変動時に生じる回転の乱調を防止
する比例・積分制御（PI制御）方法とその制御
装置に関わる。
制御装置に係り、とくに直流モータの回転速度を
検出して回転速度に比例するフイードバツク(P)と
その積分に比例するフイードバツク(I)を施し、起
動時特性や負荷変動時に生じる回転の乱調を防止
する比例・積分制御（PI制御）方法とその制御
装置に関わる。
［従来技術］
従来、直流モータの速度を単純に制御する場合
には、直流モータの回転軸に取付けた回転速度検
出器により検出される回転速度信号を速度指令信
号とに比較し、ここで得られた誤差信号を適宜増
幅して直流モータにフイードバツクするようにし
ていた。直流モータの回転速度は上記誤差信号に
比例して制御される。また、上記誤差信号は回転
速度に比例するためこの制御は比例制御（Ｐ制
御、ＰはProportionalのＰ）と呼ばれている。
には、直流モータの回転軸に取付けた回転速度検
出器により検出される回転速度信号を速度指令信
号とに比較し、ここで得られた誤差信号を適宜増
幅して直流モータにフイードバツクするようにし
ていた。直流モータの回転速度は上記誤差信号に
比例して制御される。また、上記誤差信号は回転
速度に比例するためこの制御は比例制御（Ｐ制
御、ＰはProportionalのＰ）と呼ばれている。
上記比例制御では誤差信号により直流モータを
駆動して所定の回転速度を得るので、回転速度信
号を速度指令信号に一致させて運転することが出
来ないという問題があつた。
駆動して所定の回転速度を得るので、回転速度信
号を速度指令信号に一致させて運転することが出
来ないという問題があつた。
この問題は積分制御（Ｉ制御、Ｉは
IntegrationのＩ）により解決することができる。
すなわち、誤差信号を積分した信号により直流モ
ータを駆動すれば、誤差信号がゼロになると上記
積分信号が一定値に保持され、回転速度信号は速
度指令信号に一致するので上記回転速度の誤差は
発生しないのである。
IntegrationのＩ）により解決することができる。
すなわち、誤差信号を積分した信号により直流モ
ータを駆動すれば、誤差信号がゼロになると上記
積分信号が一定値に保持され、回転速度信号は速
度指令信号に一致するので上記回転速度の誤差は
発生しないのである。
しかし、積分制御のみではフイードバツクルー
プの位相余裕が減少して応答が不安定になりやす
いので、実際上は比例制御を併用したPI制御が
広く採用されていた。
プの位相余裕が減少して応答が不安定になりやす
いので、実際上は比例制御を併用したPI制御が
広く採用されていた。
しかしながら、上記直流モータの特性はモータ
ーに作用する慣性能率、駆動電圧、および負荷ト
ルク等により大きく変化するため、これらが変化
する毎にその大きさに合わせて上記PI制御の特
性を再設定する必要があつた。
ーに作用する慣性能率、駆動電圧、および負荷ト
ルク等により大きく変化するため、これらが変化
する毎にその大きさに合わせて上記PI制御の特
性を再設定する必要があつた。
上記PI制御における過渡応答時間を短縮する
ために、特開昭53−79175号公報に開示された方
法では、例えば起動時のように速度指令信号がス
テツプ状に変化したときに、誤差信号が大きい間
はＩ制御ループを遮断して立ち上がり時間を短縮
し、誤差信号が十分に小さな値に達してからＩ制
御ループを接続するようにしていた。
ために、特開昭53−79175号公報に開示された方
法では、例えば起動時のように速度指令信号がス
テツプ状に変化したときに、誤差信号が大きい間
はＩ制御ループを遮断して立ち上がり時間を短縮
し、誤差信号が十分に小さな値に達してからＩ制
御ループを接続するようにしていた。
この方法は応答時間を短縮できるものの、負荷
の慣性能率が変化すると応答が不安定になる場合
が生じるので、負荷の慣性能率が変化した場合に
はＩ制御ループの定数を再設定する必要があつ
た。
の慣性能率が変化すると応答が不安定になる場合
が生じるので、負荷の慣性能率が変化した場合に
はＩ制御ループの定数を再設定する必要があつ
た。
また、特開昭52−155503号公報においては、上
記PI制御要素の代わりに低減通過ろ波器を用い、
負荷の慣性能率の変化を直流モータ起動時の立上
り特性より検出して上記低減通過ろ波器の時定数
を制御し、応答特性を負荷の慣性能率の変化に係
りなく安定化するようにしていた。
記PI制御要素の代わりに低減通過ろ波器を用い、
負荷の慣性能率の変化を直流モータ起動時の立上
り特性より検出して上記低減通過ろ波器の時定数
を制御し、応答特性を負荷の慣性能率の変化に係
りなく安定化するようにしていた。
しかしながらこの方法は、直流モータの回転速
度とその速度指令値との差分である誤差信号をゼ
ロにして直流モータを駆動することができないの
で、回転速度の誤差が発生するという問題があつ
た。
度とその速度指令値との差分である誤差信号をゼ
ロにして直流モータを駆動することができないの
で、回転速度の誤差が発生するという問題があつ
た。
また、この方法には起動時の応答特性を概略、
安定化できるものの、モータに接続される負荷の
慣性能率の変化に拘らず、系を常に所定の応答特
性に正確に保つことが困難という問題もあつた。
安定化できるものの、モータに接続される負荷の
慣性能率の変化に拘らず、系を常に所定の応答特
性に正確に保つことが困難という問題もあつた。
以下、上記の各問題点を理論的に説明して本発
明の目的を明らかにする。
明の目的を明らかにする。
第１２図は上記特開昭52−155503号公報記載の
発明の構成を示すブロツク図である。
発明の構成を示すブロツク図である。
３は同明細書第２図ｂに記載の低域通過ろ波器
であり、その伝達関数は１／（１＋sτF）で表さ
れる。ただし、τFは低減通過ろ波器３の時定数、
ｓはラプラシアンである。同様にA2／（１＋
sτM）はモータ５の伝達関数である。時定数τMは
モータ５のロータや負荷の慣性能率に比例して変
化する。A1はモータ駆動回路の利得である。モ
ータ５の回転速度Ｎはホール素子を含む回転数検
出器６によりパルスレートｎに変換され、周波数
比較器２により基準発振器１の周波数frと比較さ
れる。
であり、その伝達関数は１／（１＋sτF）で表さ
れる。ただし、τFは低減通過ろ波器３の時定数、
ｓはラプラシアンである。同様にA2／（１＋
sτM）はモータ５の伝達関数である。時定数τMは
モータ５のロータや負荷の慣性能率に比例して変
化する。A1はモータ駆動回路の利得である。モ
ータ５の回転速度Ｎはホール素子を含む回転数検
出器６によりパルスレートｎに変換され、周波数
比較器２により基準発振器１の周波数frと比較さ
れる。
上記ブロツク図より基準周波数frとモータ回転
速度Ｎとの関係は式(1)のように導かれる。
速度Ｎとの関係は式(1)のように導かれる。
Ｎ／fr＝Ａ／１＋AKN・１／（ｓ／ωO）2＋2ζ（ｓ／ω
O）＋１(1) ただし、Ａ＝A1A2、 である。
O）＋１(1) ただし、Ａ＝A1A2、 である。
上記ζは制動係数である。ζ＝１／√２の状態
を臨界制動とよび、このとき系の応答は振動を伴
わず最も早い応答速度が得られるので、通常この
臨界制動条件に近付けることが設計の目標にされ
る。
を臨界制動とよび、このとき系の応答は振動を伴
わず最も早い応答速度が得られるので、通常この
臨界制動条件に近付けることが設計の目標にされ
る。
式(2)よりζの値はモータの時定数τMに応じて変
化するから、上記τMの変化を検出して低域通過ろ
波器３の時定数τFを制御し、τF／τMの値を一定に
保つようにすると、ζの値は予め設定した値から
変化しないので、常に良好な応答が得られるので
ある。
化するから、上記τMの変化を検出して低域通過ろ
波器３の時定数τFを制御し、τF／τMの値を一定に
保つようにすると、ζの値は予め設定した値から
変化しないので、常に良好な応答が得られるので
ある。
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら特開昭52−155503号公報に開示の
方法では、モータの時定数τMの変化を正確に検出
できないという問題があつた。その結果、ζの値
を所定値に保てず制動特性が所定の特性からずれ
るのである 上記従来技術ではτMをモータのステツプ応答
（インデシヤル応答）の立上り部を積分した値よ
り求めている。
方法では、モータの時定数τMの変化を正確に検出
できないという問題があつた。その結果、ζの値
を所定値に保てず制動特性が所定の特性からずれ
るのである 上記従来技術ではτMをモータのステツプ応答
（インデシヤル応答）の立上り部を積分した値よ
り求めている。
式(1)よりこのステツプ応答を導くと式(2)のよう
になる。
になる。
＝（Ａ／１＋AKN）［１−e-at（cosb
ｔ＋ａ／ｂsinbt）］ (3)
ただし、
ａ＝ωOζ
ｂ＝ωO√１−2 (4)
Fr＝frのステツプ幅
である。
式(3)を時刻０からｔまで積分すると式(5)が得ら
れる。
れる。
∫t 0（Ｎ／Fr）dt
＝ｔ−１／a2＋b2〔e-at｛−2acosbt
＋（ｂ−a2／ｂ）sinbt｝＋2a〕 (5)
ただし、簡単のためここでは（Ａ／（１＋
AKN）を１としている。
AKN）を１としている。
式(5)からτMの値を抽出するには高度な演算装置
が必要である。かかる演算装置はモータ制御装置
の経済性を悪くするのみならず、その演算時間に
よる遅れが応答速度を早めるためには極めて有害
となり、場合によつては応答を不安定にする原因
となる。
が必要である。かかる演算装置はモータ制御装置
の経済性を悪くするのみならず、その演算時間に
よる遅れが応答速度を早めるためには極めて有害
となり、場合によつては応答を不安定にする原因
となる。
また上記、τMの演算を簡単化するため、例え
ば、at、bt等を微小値として e-at≒１−at cosbt≒１、sinbt≒bt (6) のように近似してみても式(5)は式(7)のようにな
り、 ∫t 0（Ｎ／Fr）dt≒（１−2ζ2）ζωOｔ (7) やはり上記演算はそれほど簡単にはならない。
ば、at、bt等を微小値として e-at≒１−at cosbt≒１、sinbt≒bt (6) のように近似してみても式(5)は式(7)のようにな
り、 ∫t 0（Ｎ／Fr）dt≒（１−2ζ2）ζωOｔ (7) やはり上記演算はそれほど簡単にはならない。
以上より、上記従来技術では、ごく近似的な制
御を可能とするものの、正確な制御は出来ないの
である。
御を可能とするものの、正確な制御は出来ないの
である。
本発明の目的は、上記モータの特定数τM、また
はその回転軸に作用する慣性能率を正確に検出す
ることが出来、さらに速度指令値に誤差無く追随
することのできるモータの速度制御方法および装
置を提供することにある。
はその回転軸に作用する慣性能率を正確に検出す
ることが出来、さらに速度指令値に誤差無く追随
することのできるモータの速度制御方法および装
置を提供することにある。
［課題を解決するための手段］
本発明は上記課題を解決するために、インバー
タにより駆動されるモータと、このモータの回転
速度を検出する速度発電機と、該速度発電機の出
力を速度信号に変換する速度検出回路と、該速度
検出回路の出力と速度指令値との差信号を生成す
る手段と、誤差信号に比例する比例項と誤差信号
の時間積分項とを生成する手段とを備え、該比例
項と時間積分項との和により該インバータを駆動
するようにしたモータの速度制御装置において、 該モータの起動時、または該速度指令値の変更
時に所定の時間幅を設定して該時間幅内における
該速度信号の変化幅より該モータの回転加速度を
求め、該回転加速度が該モータの負荷トルクや慣
性能率により予め定めらる所定値より大きいとき
は該時間積分項の係数を増加し、該回転加速度が
該所定値より小さいときは該時間積分項の係数を
低減するようにする。
タにより駆動されるモータと、このモータの回転
速度を検出する速度発電機と、該速度発電機の出
力を速度信号に変換する速度検出回路と、該速度
検出回路の出力と速度指令値との差信号を生成す
る手段と、誤差信号に比例する比例項と誤差信号
の時間積分項とを生成する手段とを備え、該比例
項と時間積分項との和により該インバータを駆動
するようにしたモータの速度制御装置において、 該モータの起動時、または該速度指令値の変更
時に所定の時間幅を設定して該時間幅内における
該速度信号の変化幅より該モータの回転加速度を
求め、該回転加速度が該モータの負荷トルクや慣
性能率により予め定めらる所定値より大きいとき
は該時間積分項の係数を増加し、該回転加速度が
該所定値より小さいときは該時間積分項の係数を
低減するようにする。
［作用］
以上のように構成した本発明のモータの速度制
御方法およびその速度制御装置は、モータの回転
加速度αを検出してモータの時定数τMを簡単な手
順で迅速かつ正確に算出し、上記モータの速度制
御系の制動係数ζを補正するので、モータに作用
する負荷の慣性能率や負荷トルク等の変化に即応
して上記モータ速度制御系の応答特性を常に最良
に制御する。
御方法およびその速度制御装置は、モータの回転
加速度αを検出してモータの時定数τMを簡単な手
順で迅速かつ正確に算出し、上記モータの速度制
御系の制動係数ζを補正するので、モータに作用
する負荷の慣性能率や負荷トルク等の変化に即応
して上記モータ速度制御系の応答特性を常に最良
に制御する。
この結果、起動時や速度指令の変更時における
系の応答速度を早め、同時にハンチング等の不要
振動を防止する。
系の応答速度を早め、同時にハンチング等の不要
振動を防止する。
［実施例］
第１図は本発明の構成を説明するブロツク図で
ある。速度検出器４はモータ２の回転速度Ｎを検
出してこれを速度信号Ｎに変換する。速度信号Ｎ
は速度指令NCと比較され、両者の差信号、即ち
誤差（NC−Ｎ）がPI回路１、ドライバ７、およ
びインバータ３等を経由してモータ２に印加され
るようになつている。また、モータ２の回転加速
度αは加速度検出器５により検出されPI回路１
に印加される。
ある。速度検出器４はモータ２の回転速度Ｎを検
出してこれを速度信号Ｎに変換する。速度信号Ｎ
は速度指令NCと比較され、両者の差信号、即ち
誤差（NC−Ｎ）がPI回路１、ドライバ７、およ
びインバータ３等を経由してモータ２に印加され
るようになつている。また、モータ２の回転加速
度αは加速度検出器５により検出されPI回路１
に印加される。
第２図は第１図を伝達関数で表現したブロツク
図である。２１はドライバ７、スイツチング回路
３、およびモータ２をひとまとめにしたブロツク
でその伝達関数はＡ／（１＋sτM）で表される。
KNは速度検出器４の出力に対する変換係数であ
る。PI回路は誤差（NC−Ｎ）にKPを乗ずる比例
回路と、誤差電圧（NC−Ｎ）の積分回路と両者
の加算器より構成される。KI／ｓは積分回路の
伝達関係である。また、sKCは加速度検出器５の
伝達関数であり、その出力VCにより上記積分係
数KIの値を制御する。まず、KCをゼロとした場
合の系の伝達係数Ｎ／Vrを求め、これより系の
制動係数ζを所定の一定値に保つために必要なモ
ータの時定数τMと積分係数KIの関係を導き、次
いで加速度検出器５により上記の条件が充足出来
ることを説明する。
図である。２１はドライバ７、スイツチング回路
３、およびモータ２をひとまとめにしたブロツク
でその伝達関数はＡ／（１＋sτM）で表される。
KNは速度検出器４の出力に対する変換係数であ
る。PI回路は誤差（NC−Ｎ）にKPを乗ずる比例
回路と、誤差電圧（NC−Ｎ）の積分回路と両者
の加算器より構成される。KI／ｓは積分回路の
伝達関係である。また、sKCは加速度検出器５の
伝達関数であり、その出力VCにより上記積分係
数KIの値を制御する。まず、KCをゼロとした場
合の系の伝達係数Ｎ／Vrを求め、これより系の
制動係数ζを所定の一定値に保つために必要なモ
ータの時定数τMと積分係数KIの関係を導き、次
いで加速度検出器５により上記の条件が充足出来
ることを説明する。
通常、（KPKNＡ）の値は１に較べて十分に大き
いので、これを勘案すると第２図の伝達関数Ｎ／
NOは式(8)のようになる。
いので、これを勘案すると第２図の伝達関数Ｎ／
NOは式(8)のようになる。
Ｎ／NO＝１／KN・１＋2ζ（ｓ／ωO／（ｓ／ωO）2＋2
ζ（ｓ／ωO）＋１(8) ただし これより、KP、KN、Ａ等を一定値として制御
係数ζを一定に保つにはKIとτMの積が一定値に
なるように制御すればよいことがわかる。
ζ（ｓ／ωO）＋１(8) ただし これより、KP、KN、Ａ等を一定値として制御
係数ζを一定に保つにはKIとτMの積が一定値に
なるように制御すればよいことがわかる。
本発明では上記τMの値を系のステツプ応答時に
おけるモータ２の回転加速度αより検出するよう
にする。モータ２の起動時の応答はこのステツプ
応答の一例である。このため、式(8)のステツプ応
答を求めると式(10)が得られる。
おけるモータ２の回転加速度αより検出するよう
にする。モータ２の起動時の応答はこのステツプ
応答の一例である。このため、式(8)のステツプ応
答を求めると式(10)が得られる。
１／KN｛１−e-at（cosbt−ａ／ｂsinbt）｝(10)
式(10)よりモータ２の起動時、即ちｔ＝０におけ
る回転加速度αを求めると式(11)のようになる。
る回転加速度αを求めると式(11)のようになる。
α＝2a＝KNAKP／ζM (11)
これよりKP、KN、Ａは定数であるから回転加
速度αを検出すればモータの時定数τMを正確に求
めることができる。また、αからτMを算出する手
順も簡単であるため、制御に有害な演算時間も短
く、実際上問題とはならない。
速度αを検出すればモータの時定数τMを正確に求
めることができる。また、αからτMを算出する手
順も簡単であるため、制御に有害な演算時間も短
く、実際上問題とはならない。
また、制御係数ζは式(9)で与えられるから、上
記τMが求めて、τMKIが一定値となるようにKIの
値を制御すればよい。
記τMが求めて、τMKIが一定値となるようにKIの
値を制御すればよい。
第３図は第２図に示したブロツク図の実際回路
の一例である。モータ２には負荷２１が接続さ
れ、この負荷２１とモータ２の慣性能率の総合値
により時定数τMが定まる。また、速度検出器４は
モータ２の回転軸に結合された速度発電機４１と
速度検出回路４２により構成され、速度発電機４
１はモータ２の１回転当り所定数のパルスを発生
し、速度検出回路４２は上記パルス数の時間率信
号すなわち速度信号ｎを生成しこれをマイクロコ
ンピユータ６に印加する。
の一例である。モータ２には負荷２１が接続さ
れ、この負荷２１とモータ２の慣性能率の総合値
により時定数τMが定まる。また、速度検出器４は
モータ２の回転軸に結合された速度発電機４１と
速度検出回路４２により構成され、速度発電機４
１はモータ２の１回転当り所定数のパルスを発生
し、速度検出回路４２は上記パルス数の時間率信
号すなわち速度信号ｎを生成しこれをマイクロコ
ンピユータ６に印加する。
マイクロコンピユータ６は加速度検出器５と
PI回路１の機能を備え、上記速度信号ｎと速度
指令信号NCとよりに基づいて上記誤差電圧（NC
−Ｎ）に相当する誤差信号を生成し、これに比例
する比例項とこれを積分した積分項とを演算して
加算し、さらに上記加算値よりスイツチング回路
３の駆動に必要なパルス幅変調波１２を生成して
ドライバ７に印加する。
PI回路１の機能を備え、上記速度信号ｎと速度
指令信号NCとよりに基づいて上記誤差電圧（NC
−Ｎ）に相当する誤差信号を生成し、これに比例
する比例項とこれを積分した積分項とを演算して
加算し、さらに上記加算値よりスイツチング回路
３の駆動に必要なパルス幅変調波１２を生成して
ドライバ７に印加する。
また、マイクロコンピユータ６は上記信号ｎよ
りモータ２の回転加速度αを起動信号１７に応じ
て算出し、その値に応じて上記積分演算の積分係
数KIの値を修正する。即ち、αが過大な場合に
はKIを大きくし、αが過小な場合にはKIの値を
求めるようにする。
りモータ２の回転加速度αを起動信号１７に応じ
て算出し、その値に応じて上記積分演算の積分係
数KIの値を修正する。即ち、αが過大な場合に
はKIを大きくし、αが過小な場合にはKIの値を
求めるようにする。
また、マイクロコンピユータ６にはモータ２の
回転方向指令１６に印加され、これはドライバ７
に伝えられてモータ２の回転方向を設定する。
回転方向指令１６に印加され、これはドライバ７
に伝えられてモータ２の回転方向を設定する。
第４図および第５図は上記マイクロコンピユー
タ６が行う演算の過程を示すフローチヤートであ
る。
タ６が行う演算の過程を示すフローチヤートであ
る。
第４図において、ステツプS1にて起動信号１
７および回転方向指令１６に応じて上記回転速度
信号ｎと速度指令信号Nrと比較し、ステツプS2
にて得られた誤差信号より上記比例項を計算し、
次のステツプS3にて上記加速度αを求めステツ
プS4にて上記積分項を計算する。次のステツプ
S5ではこの積分項よりパルス幅変調波１２のデ
ユーテイを計算する。
７および回転方向指令１６に応じて上記回転速度
信号ｎと速度指令信号Nrと比較し、ステツプS2
にて得られた誤差信号より上記比例項を計算し、
次のステツプS3にて上記加速度αを求めステツ
プS4にて上記積分項を計算する。次のステツプ
S5ではこの積分項よりパルス幅変調波１２のデ
ユーテイを計算する。
第５図は上記第４図のフローをさらに詳細に示
す図である。
す図である。
ステツプS6にて上記演算がスタートすると、
ステツプS7にて時間幅tS1と上記積分の初期値Kd
が設定される。速度指令信号Nrは系の運転中に
も変更されるのでこの指令変更時の積分項の値を
初期値として保持するのである。ステツプS8に
て速度指令信号NCと上記回転速度信号ｎおよび
回転方向指令（R〓）１６を取り込み、ステツプ
S9にて比例項を計算する。
ステツプS7にて時間幅tS1と上記積分の初期値Kd
が設定される。速度指令信号Nrは系の運転中に
も変更されるのでこの指令変更時の積分項の値を
初期値として保持するのである。ステツプS8に
て速度指令信号NCと上記回転速度信号ｎおよび
回転方向指令（R〓）１６を取り込み、ステツプ
S9にて比例項を計算する。
次のステツプS10にて回転速度信号ｎが速度指
令信号Nrと異なつていればステツプS11にて時刻
ｔが時間幅tS1を経過したことを検知しステツプ
S12にて加速度のの計算を行う。この計算は時刻
ｔ＝０と時刻ｔ＝tS1の回転速度信号ｎの差分Δn
をtS1で除算して求める。
令信号Nrと異なつていればステツプS11にて時刻
ｔが時間幅tS1を経過したことを検知しステツプ
S12にて加速度のの計算を行う。この計算は時刻
ｔ＝０と時刻ｔ＝tS1の回転速度信号ｎの差分Δn
をtS1で除算して求める。
ステツプS13では上記加速度αよりモータ２の
時定数τMを式(8)にしたがつて求め、次のステツプ
S14で式(6)にしたがつて、上記τMの変化を補償す
る積分係数KIの値を求め制御動係数ζを所定の
値に保つようにする。
時定数τMを式(8)にしたがつて求め、次のステツプ
S14で式(6)にしたがつて、上記τMの変化を補償す
る積分係数KIの値を求め制御動係数ζを所定の
値に保つようにする。
ステツプS15では上記KIとその他の値からスイ
ツチング回路のデユテーフアクタ（ON−OFF
比）を算出し、ステツプS16にてこれを出力す
る。
ツチング回路のデユテーフアクタ（ON−OFF
比）を算出し、ステツプS16にてこれを出力す
る。
第６，７図は第３図における速度検出回路４２
とその動作波形の一例を示す図である。第６図に
おいて、カウンタ５１のクロツク入力には速度発
電機４１からの回転信号１０が入力され、イネー
ブル信号５３とリセツト信号５４により所定の期
間計数されてラツチ５２によりラツチされる。
とその動作波形の一例を示す図である。第６図に
おいて、カウンタ５１のクロツク入力には速度発
電機４１からの回転信号１０が入力され、イネー
ブル信号５３とリセツト信号５４により所定の期
間計数されてラツチ５２によりラツチされる。
第７図において、カウンタ５１はイネーブル信
号５３がハイの期間中に回転信号１０を計数し、
ロウの期間に２進各桁の計数結果がラツチ信号５
５によりラツチ５２にラツチされ、次いでリセツ
ト信号５４によりリセツトされる。この結果、ラ
ツチ５２はイネーブル信号期間毎の計数結果１１
を速度信号ｎとして出力する。
号５３がハイの期間中に回転信号１０を計数し、
ロウの期間に２進各桁の計数結果がラツチ信号５
５によりラツチ５２にラツチされ、次いでリセツ
ト信号５４によりリセツトされる。この結果、ラ
ツチ５２はイネーブル信号期間毎の計数結果１１
を速度信号ｎとして出力する。
第８図はドライバ７の回路図であり、第９図に
示すマイクロコンピユータ６が出力するデユテー
フアクタにより変調されたパルス幅変調波信号１
２を正転／逆転信号１３により切り替えてインバ
ータ３に出力する。
示すマイクロコンピユータ６が出力するデユテー
フアクタにより変調されたパルス幅変調波信号１
２を正転／逆転信号１３により切り替えてインバ
ータ３に出力する。
第１０図および第１１図は上記本発明によるモ
ータの速度制御装置の起動特性の一例を示す図で
あり、点線が本発明を適用する以前の応答、実線
が本発明を適用した場合を示している。
ータの速度制御装置の起動特性の一例を示す図で
あり、点線が本発明を適用する以前の応答、実線
が本発明を適用した場合を示している。
第１０図はモーターに接続された負荷の慣性能
率が過大なため系が過制動となつて点線のように
緩やかな応答になつていたところを、時刻０から
ts1までの回転数NS1を検出して加速度αを求め、
これより積分系数KIの値を修正した結果、時刻
tS1からの積分項の立上りが増加して実線のよう
に改善されたことを示している。右下がりの実線
は比例項の値を示し、この値がゼロになると系は
定常速度に落ち着くことになる。したがつて、比
例項がゼロとなる時間を比較すると、本発明によ
り過渡応答の整定時間はt2からt1に短縮されるの
である。
率が過大なため系が過制動となつて点線のように
緩やかな応答になつていたところを、時刻０から
ts1までの回転数NS1を検出して加速度αを求め、
これより積分系数KIの値を修正した結果、時刻
tS1からの積分項の立上りが増加して実線のよう
に改善されたことを示している。右下がりの実線
は比例項の値を示し、この値がゼロになると系は
定常速度に落ち着くことになる。したがつて、比
例項がゼロとなる時間を比較すると、本発明によ
り過渡応答の整定時間はt2からt1に短縮されるの
である。
第１１図は上記負荷の慣性能率が不足して系が
不足制動となり点線のような揺動が発生していた
ところを、同様に回転数NS1を検出して積分係数
KIの値を修正した結果、時刻tS1からの積分項の
立上りが緩やかに成つて実線のように振動が除去
されたことを示している。過渡応答の整定時間を
比例項がゼロとなる時間より比較すると、同様に
本発明によりt2からt1に短縮されていることがわ
かる。
不足制動となり点線のような揺動が発生していた
ところを、同様に回転数NS1を検出して積分係数
KIの値を修正した結果、時刻tS1からの積分項の
立上りが緩やかに成つて実線のように振動が除去
されたことを示している。過渡応答の整定時間を
比例項がゼロとなる時間より比較すると、同様に
本発明によりt2からt1に短縮されていることがわ
かる。
なお、上記加速度αは回転数Ｎが０から予め設
定した所定値に達する時間tS1より求めてもよい。
定した所定値に達する時間tS1より求めてもよい。
［発明の効果］
本発明によれば、モータの回転加速度αを検出
してPI制御回路の積分定数を補正し、これによ
りモータ速度制御系の制動係数ζの変動を迅速か
つ正確に補正するので、モータに作用する負荷の
慣性能率や負荷トルク等の変化によつて発生する
モータの応答特性の遅れやハンチング等を防止で
き、モータを常に最適な制動状態で運転すること
ができる。
してPI制御回路の積分定数を補正し、これによ
りモータ速度制御系の制動係数ζの変動を迅速か
つ正確に補正するので、モータに作用する負荷の
慣性能率や負荷トルク等の変化によつて発生する
モータの応答特性の遅れやハンチング等を防止で
き、モータを常に最適な制動状態で運転すること
ができる。
この結果、起動時や速度指令の変更時における
系の応答速度を早め、同時にハンチング等の不要
振動を防止することができ、同時に速度の誤差を
ゼロとすることができる。
系の応答速度を早め、同時にハンチング等の不要
振動を防止することができ、同時に速度の誤差を
ゼロとすることができる。
第１図は本発明の原理的構成を示すブロツク
図、第２図は第１図を伝達関数で表示したブロツ
ク図、第３図は本発明の１実施例の回路図、第４
図及び第５図はそれぞれ本発明実施例のマイクロ
コンピユータが行う演算を示すフローチヤート、
第６図は本発明の実施例に用いた速度検出回路の
回路図、第７図は第６図の動作波形図、第８図は
本発明実施例に用いたドライバの回路図、第９図
は第８図の動作波形図、第１０図および第１１図
は従来装置と本発明装置の起動時の応答を比較し
て示す図、第１２図は従来装置のブロツク図であ
る。 １……PI回路、２……モータ、３……スイツ
チング回路、４……速度検出器、４１……速度発
電機、４２……速度検出回路、５……加速度検出
器、５１……カウンタ、５２……ラツチ、６……
マイクロコンピユータ、７……ドライバ、NC…
…速度指令信号、１１……速度信号ｎ、１６……
回転方向指令、１７……起動信号。
図、第２図は第１図を伝達関数で表示したブロツ
ク図、第３図は本発明の１実施例の回路図、第４
図及び第５図はそれぞれ本発明実施例のマイクロ
コンピユータが行う演算を示すフローチヤート、
第６図は本発明の実施例に用いた速度検出回路の
回路図、第７図は第６図の動作波形図、第８図は
本発明実施例に用いたドライバの回路図、第９図
は第８図の動作波形図、第１０図および第１１図
は従来装置と本発明装置の起動時の応答を比較し
て示す図、第１２図は従来装置のブロツク図であ
る。 １……PI回路、２……モータ、３……スイツ
チング回路、４……速度検出器、４１……速度発
電機、４２……速度検出回路、５……加速度検出
器、５１……カウンタ、５２……ラツチ、６……
マイクロコンピユータ、７……ドライバ、NC…
…速度指令信号、１１……速度信号ｎ、１６……
回転方向指令、１７……起動信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ スイツチング回路により駆動されるモータ
と、このモータの回転速度を検出する速度発電機
と、該速度発電機の出力を速度信号に変換する速
度検出回路と、該速度検出回路の出力と速度指令
値との差信号を生成する手段と、該差信号に比例
する比例項と該差信号の時間積分項とを生成する
手段とを備え、該比例項と時間積分項との和によ
り該スイツチング回路を駆動するようにしたモー
タの速度制御方法において、該モータの起動時、
または該速度指令値の変更時に所定の時間幅を設
定する手段を備え、該時間幅内における該速度信
号の変化幅より該モータの回転加速度を求め、該
回転加速度が該モータの負荷トルクや慣性能率に
より予め定めらる所定値より大きいときは該時間
積分項の係数を増加し、該回転加速度が該所定値
より小さいときは該時間積分項の係数を低減する
ようにしたことを特徴とするモータの速度制御方
法。 ２ スイツチング回路により駆動されるモータ
と、このモータの回転速度を検出する速度発電機
と、該速度発電機の出力を速度信号に変換する速
度検出回路と、該速度検出回路の出力と速度指令
値との差信号を生成する手段と、該差信号に比例
する比例項と該差信号の時間積分項とを生成する
手段とを備え、該比例項と時間積分項との和によ
り該スイツチング回路を駆動するようにしたモー
タの速度制御装置において、 該モータの起動時、または該速度指令値の変更
時に所定の時間幅を設定する手段を備え、該時間
幅内における該速度信号の変化幅より該モータの
回転加速度を求め、該回転加速度が該モータの負
荷トルクや慣性能率により予め定めらる所定値よ
り大きいときは該時間積分項の係数を増加し、該
回転加速度が該所定値より小さいときは該時間積
分項の係数を低減する演算を行う演算装置を備え
たことを特徴とするモータの速度制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56107123A JPS589588A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | モ−タの速度制御方法およびその速度制御装置 |
| US06/396,877 US4580084A (en) | 1981-07-10 | 1982-07-09 | Method and system for controlling speed of electric motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56107123A JPS589588A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | モ−タの速度制御方法およびその速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS589588A JPS589588A (ja) | 1983-01-19 |
| JPH0531388B2 true JPH0531388B2 (ja) | 1993-05-12 |
Family
ID=14451070
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56107123A Granted JPS589588A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | モ−タの速度制御方法およびその速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS589588A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2547715B2 (ja) * | 1984-02-02 | 1996-10-23 | 株式会社東芝 | 電動機速度制御の自動調整装置 |
| JPH0354394U (ja) * | 1989-09-29 | 1991-05-27 | ||
| JP2663684B2 (ja) * | 1990-07-09 | 1997-10-15 | 富士電機株式会社 | 電動機速度制御系の調整方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5379175A (en) * | 1976-12-22 | 1978-07-13 | Fuji Electric Co Ltd | Proporational integrating adjustor |
| JPS548817A (en) * | 1977-06-22 | 1979-01-23 | Hitachi Ltd | Digital controller for motor |
-
1981
- 1981-07-10 JP JP56107123A patent/JPS589588A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5379175A (en) * | 1976-12-22 | 1978-07-13 | Fuji Electric Co Ltd | Proporational integrating adjustor |
| JPS548817A (en) * | 1977-06-22 | 1979-01-23 | Hitachi Ltd | Digital controller for motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS589588A (ja) | 1983-01-19 |
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