JPH05313760A - 電圧発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 出力の精度が高く、付属機能の追加が可能
で、かつ多種類の出力波形を容易に得ることができる電
圧発生装置を提供する。 【構成】 ＣＰＵ１は所望の電圧波形の一周期分のディ
ジタルデータを有し、予め定められた一定のタイミング
でこのディジタルデータを順次出力する。このディジタ
ルデータはＤ−Ａ変換器でＤ−Ａ変換され、次期の出力
電圧の目標値としてエラーアンプ４に供給される。のこ
ぎり波の発振器２の出力とエラーアンプ４の出力が比較
回路５で比較されＰＷＭ信号が生成される。高圧出力回
路６の出力はこのＰＷＭ信号により次期目標値に向って
アナログ的に制御されるので、高速処理が可能となって
出力の精度が高くなり、ＣＰＵの演算時間が短縮できて
付属機能が追加できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電子写真方式の複写
機，プリンタに用いる交流高圧発生装置等の電圧発生装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、一成分現像方式であるジャンピン
グ現像方式の現像バイアス回路や感光ドラムに電極を接
触させて帯電させる接触帯電方式の１次帯電電圧回路
は、交流の昇圧トランスとＤＣ−ＤＣインバータから構
成され、２００Ｈｚ〜２ＫＨｚの周波数で、５００Ｖｐ
−ｐ〜２ＫＶｐ−ｐ程度の振幅を持つ交流に０〜６００
Ｖの直流電圧を重畳したバイアスが用いられている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】前述の従来例において
は、低周波の交流出力を得るためにトランスが大型化
し、装置全体の小型化や軽量化を阻害する問題がある。

【０００４】これに対して最近、小型の高周波トランス
と放電用の高圧トランジスタをマイクロコンピュータ
（以下マイコンという）により制御して、昇圧と放電の
繰返しによって交流高圧波形を得ようとする方式がたと
えば特願平３−１５７９１８号として提案されている。

【０００５】しかしながら、この方式では、高周波トラ
ンスを駆動するＰＷＭパルスの演算や放電制御時の放電
時間の演算に多大な時間がかかるため出力波形をリアル
タイムに制御できず、所望の出力に対して精度が落ちて
しまうという問題がある。また、マイコンが高圧出力の
演算制御に占有されてしまい付属機能の追加が容易にで
きないという問題もある。

【０００６】一方、従来のアナログ回路による制御方式
では、多種類の交流波形を得ようとする場合（例えば、
二色コピーをそれぞれ異なるタイプのトナーで行う場
合、トナーの種類によって最適な現像バイアス波形は異
なる。）、一種類の出力波形ごとに回路を構成する必要
があり、回路規模が増大することによるコスト高や回路
の設置スペースの確保、更には、開発労力の増加等の問
題がある。

【０００７】本発明は、このような状況のもとでなされ
たもので、出力の精度が高く、付属機能の追加が可能
で、かつ多種類の出力波形を容易に得ることのできる電
圧発生装置を提供することを目的とするものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明では電圧発生装置を次の（１）〜（５）のと
おりに構成する。

【０００９】（１）所望の電圧波形の一周期分のディジ
タルデータを有し、予め定められた一定のタイミングで
このディジタルデータを順次出力する制御手段と、この
制御手段から出力されたディジタルデータをアナログ信
号に変換するディジタル−アナログ変換手段と、当該装
置の出力電圧を検出しこの出力電圧に比例する信号を出
力する出力電圧検出手段と、この出力電圧検出手段から
出力された信号と前記ディジタル−アナログ変換手段で
変換されたアナログ信号との偏差を検出する偏差検出手
段と、この偏差検出手段の出力にもとづいてＰＷＭ信号
を生成するＰＷＭ信号生成手段と、このＰＷＭ信号生成
手段で生成したＰＷＭ信号に応じて当該装置の出力電圧
を発生する出力電圧発生手段とを備えた電圧発生装置。

【００１０】（２）所望の電圧波形の一周期分のディジ
タルデータを有し、予め定められた一定のタイミングで
このディジタルデータを順次出力する制御手段と、この
制御手段から出力されたディジタルデータをアナログ信
号に変換するディジタル−アナログ変換手段と、ＰＷＭ
信号に応じた電圧を発生する電圧発生手段と、この電圧
発生手段の発生電圧を検出しこの発生電圧に比例した信
号を出力する発生電圧検出手段と、この発生電圧検出手
段から出力された信号と前記ディジタル−アナログ変換
手段で変換されたアナログ信号との偏差を検出する偏差
検出手段と、入力信号に応じたＰＷＭ信号を生成し前記
電圧発生手段に供給するＰＷＭ信号生成手段と、前記電
圧発生手段を負荷に結合するカップリングコンデンサ
と、このカップリングコンデンサに充電された電荷を入
力信号に応じて放電する放電手段と、前記電圧発生手段
の発生電圧の上昇時と下降時を判別する判別手段と、こ
の判別手段の出力に応じて前記偏差検出手段の出力を前
記電圧発生手段の発生電圧の上昇時には前記ＰＷＭ生成
手段に供給し下降時には前記放電手段に供給するよう切
り換えるスイッチ手段とを備えた電圧発生装置。

【００１１】（３）ＰＷＭ信号生成手段は、制御手段か
らディジタルデータを出力する各タイミング間に複数波
の三角波を出力する三角波発生手段と、入力信号と前記
三角波発生手段で発生した三角波とを比較する比較手段
とを備えている前記（１）または（２）記載の電圧発生
装置。

【００１２】（４）発生電圧検出手段と偏差検出手段の
間または偏差検出手段とスイッチ手段の間に、ローパス
フィルタを挿入した前記（２）記載の電圧発生装置。

【００１３】（５）当該装置の出力電流を検出する出力
電流検出手段を設け、かつ制御手段は前記出力電流検出
手段の出力を予め有する目標出力電流データと比較し両
者が一致するよう所望の出力電圧波形のディジタルデー
タを変更して出力するようにした前記（１）または
（２）記載の電圧発生装置。

【００１４】

【作用】前記（１）〜（５）の構成により電圧発生手段
の出力は、ＰＷＭ信号により次期目標値に向ってアナロ
グ的に制御され、前記（２）の構成ではさらに電圧発生
手段の発生電圧の下降時に放電手段によりカップリング
コンデンサの電荷が放電され、前記（３）の構成で三角
波発生手段でＰＷＭ信号が生成され、前記（４）の構成
では、電圧発生手段へのフィードバック信号がローパス
フィルタにより平滑化され、前記（５）の構成では出力
電流が目標値になるよう所望の出力電圧波形のディジタ
ルデータが変更される。

【００１５】

【実施例】以下本発明を実施例により詳しく説明する。 （実施例１）図１は実施例１である“電圧発生装置”の
ブロックである。図中、１は本装置を制御するマイコン
等のＣＰＵ、２はＣＰＵからの同期信号を受けてのこぎ
り波（適宜の三角波でよい）を出力する発振器、３はＣ
ＰＵ１からのディジタル信号をアナログ的な電圧信号に
変換するＤ−Ａコンバータ、４はＤ−Ａコンバータ３の
出力と電圧検出回路８の出力の差を増幅するエラーアン
プ、５は発振器２の出力とエラーアンプ４の出力を比較
し“Ｈ”，“Ｌ”２値の電圧信号を出力するパルス幅制
限回路を内蔵する比較回路、６は比較回路５からの信号
に応じて高周波トランスを駆動し、高圧出力を発生する
高圧出力回路、７は高圧出力を分圧し高圧出力に比例し
た低電圧の信号を出力する電圧検出回路、８は高圧が印
加される現像器や帯電器等の負荷である。なお、発振器
２と比較回路５は請求項でいう“ＰＷＭ信号生成手段”
に相当する。

【００１６】次に、図２，図３を用いて正弦波電圧発生
の動作を説明する。図２は所望の正弦波出力の１周期を
時間Δｔで等分したときの時刻と出力電圧の関係を示し
ており、図３は時刻２までの所望出力電圧と各信号のタ
イミングチャートである。ここで、ΔｔはＤ−Ａコンバ
ータ３のＤ−Ａ変換時間よりも長い時間で、且つ、発振
器２の発振周波数の１周期（Ｔｓとする）より充分長い
時間（本実施例では、Δｔ＝４×Ｔｓとする）に設定さ
れている。先ず、ＣＰＵ１は時刻１のときに出力電圧Ｖ
₁ と成るようにＤ−Ａコンバータ３にディジタル信号を
出力する。Ｄ−Ａコンバータ３は受取ったディジタル信
号をアナログ信号に変換しエラーアンプ４に出力する。
エラーアンプ４は前記アナログ信号とそのときの出力電
圧との差を増幅し比較回路５に出力する。この場合、現
在の出力電圧は０であるからエラーアンプ４は比較的低
い電圧を出力し、比較回路５は発振器２の出力との比較
の結果最大幅のパルス信号を出力する。このパルス信号
は高圧出力回路６に入力され、内部の高周波トランスの
駆動タイミングと成るので、比較回路５には、出力パル
スのデューティが５０％以上と成らないように制限回路
が内蔵されている。以上により比較回路５の出力はＰＷ
Ｍ信号となり、高圧出力回路６を駆動して高圧出力を発
生する。発生した高圧出力は電圧検出回路７によって分
圧され、フィードバック信号としてエラーアンプ４に入
力される。このフィードバック信号により、エラーアン
プ４の出力は変更され、その結果、比較回路５のＰＷＭ
出力も変更される。

【００１７】本実施例の場合、Δｔ＝４×Ｔｓとしてい
るので、時刻１に達するまでの間に４発のＰＷＭ信号が
出力され、夫々のＰＷＭ信号は夫々パルス幅を変えて出
力電圧Ｖ₁ を目指して制御される。すなわち、時刻０か
ら時刻１に近づくに従い高圧出力回路６の出力電圧が上
昇しエラーアンプ４の電圧が上昇して、比較回路５の出
力反転のタイミングが遅れ図示のようにＰＷＭ信号のデ
ューティが減少し、出力電圧はＶ₁ に次第に近づく。

【００１８】４発のＰＷＭ信号の出力が完了すると、Ｃ
ＰＵ１は時刻２のときに所望とする電圧Ｖ₂ に相当する
ディジタル信号をＤ−Ａコンバータ３に出力する。Ｄ−
Ａコンバータ３はただちにＤ−Ａ変換を行うが、変換途
中にＰＷＭ信号が出力されると、必要とするＰＷＭ信号
とは異なる信号が出力される不具合がある。そこで、発
振周期ＴｓをＤ−Ａ変換時間Ｔｃの２倍以上に設定し、
ＰＷＭ信号が図３に示すタイミングで出力されるよう発
振器２及びＤ−Ａコンバータ３をＣＰＵ１により同期制
御する。このタイミング制御のために、発振器２はＣＰ
Ｕ１からの同期信号で動作している。

【００１９】以上説明したように、ＣＰＵ１の内部ＲＯ
Ｍ等に所望の出力電圧Ｖ₁ ，Ｖ₂ ，Ｖ₃ ，…を記憶さ
せ、時刻１，２，３，…，８，９，０，１…を繰返すこ
とによって図２に示すような正弦波を得ることができ
る。

【００２０】次に、図４に本実施例の制御フローの一例
を示す。図は時間管理にタイマ割込みを用い、同クロッ
クを使用したカウンタ等により発振器２の同期信号（或
いは、発振そのもの）を作り出す場合の例である。Ｓ４
０１でマイコン内蔵ＲＡＭ等のイニシャライズ及び、Ｄ
−Ａコンバータ３が０レベルを出力するようデータをセ
ットする。Ｓ４０２でタイマ割込みのためのタイマカウ
ンタの値をセットし、同時に、同期信号出力のためのカ
ウンタ値等をセットする。Ｓ４０３でタイマ割込みを許
可し、タイマをスタートする。又、同時に、同期信号の
ためのカウンタをスタートし、同期信号を出力する。

【００２１】一方、タイマ割込みがかかると、Ｓ４０４
で一旦割込みを禁止し、Ｓ４０５で次に所望とする出力
電圧に相当するデータを選択する。続いて、Ｓ４０５で
選択したデータをＳ４０６にてＤ−Ａコンバータ３にセ
ットし、Ｄ−Ａ変換をスタートさせた後、Ｓ４０７で再
び割込みを許可する。

【００２２】以上の説明において、タイマのカウント値
はΔｔに相当しており、同期信号のカウンタ値は、例え
ば、周期Ｔｓのクロックを出力する値にセットされてい
る。

【００２３】なお、実施例では、図２に示すように０レ
ベルからＶ₅ レベルまで変化する正弦波出力を例に説明
したが、ＲＯＭ内に記憶させる電圧データを適当に設定
することによって、ＤＣ成分を自由に変化させたり、正
弦波以外の複雑な波形を出力させたりすることが可能で
ある。

【００２４】（実施例２）実施例１では、負荷の要因を
無視して、且つ、０レベル以上の出力を得る場合につい
て説明した。ここでは、負荷が容量性を有していて波形
の立下りに時間がかかる場合や、０レベルを中心とする
交流波形を出力したい場合の実施例について説明する。

【００２５】図５に本実施例のブロック図を示す。図
中、９は負荷８にかかる高圧出力回路６からの出力をカ
ップリングするカップリングコンデンサ、１０はカップ
リングコンデンサ９に充電された電荷を放電制御するた
めの放電回路、１１は高圧出力回路６による充電動作と
放電回路１０による放電動作とをＣＰＵ１からの指示に
より切り換えるスイッチ回路、１２は負荷８にＤＣ電圧
を印加するＤＣ印加回路である。

【００２６】次に図６を用いて動作を説明する。本実施
例では、一旦昇圧した電圧はカップリングコンデンサ９
に充電され電圧検出回路７を通して放電されるが、この
経路は時定数の大きい積分回路となっているので放電に
時間がかかり所望とするＡＣ出力を得ることができな
い、そこで所望とする交流出力を図６に示すようにプラ
スの傾きを有する充電期間とマイナスの傾きを有する放
電期間とに分け、充電期間には高圧出力回路６を、放電
期間には放電回路１０を制御するようスイッチ回路１１
を切り換えるように構成されている。時刻１〜５までの
充電期間ではスイッチ回路１１は比較回路５を選択して
おり、実施例１に示したのと同様の制御を行う。一方、
時刻６〜１０までの放電期間では、スイッチ回路１１は
放電回路１０を選択しており、以下に示す動作を行う。

【００２７】出力波形が放電期間に入ったことはＣＰＵ
１のプログラムに書き込まれた波形情報により自ずと知
ることができる。すなわち、時刻５を越えた時点から放
電制御を行えば良く放電制御への切り換えはスイッチ回
路１１を放電回路１０へ切り換えることのみで行うこと
ができる。この切換えによりＣＰＵ１は、充電期間での
制御と同様に次なる時点で所望とされる電圧値をディジ
タル信号でＤ−Ａコンバータ３に出力し、Ｄ−Ａコンバ
ータ３は受取ったディジタル信号をアナログ信号に変換
してエラーアンプ４に出力する。エラーアンプ４は電圧
検出回路７から出力される現在の電圧値情報とＤ−Ａコ
ンバータ３からの出力電圧との差分を増幅して放電回路
１０に出力する。放電回路１０はこの信号に応じて放電
動作を行い、これによって出力電圧は低下する。電圧検
出回路７はこの電圧を検出しエラーアンプ４にフィード
バックするので、出力電圧はＣＰＵ１からの指示に従っ
た電圧で安定する。ＣＰＵ１は時刻６，７，８，９で新
たな電圧値を指示し、それによって所望の放電期間の出
力波形を得ることができる。すなわち、現在の電圧値情
報とＤ−Ａコンバータ３からの出力電圧との差分が小さ
いときは放電回路１０が小電流を放電し、差分が大きい
ときは大電流で放電し、所望の立下り出力が得られる。
また、時刻１０となった時点で再びスイッチ回路１１を
比較回路５側に切り換えて充電期間の制御に切り換え
る。

【００２８】以上の繰返しにより所望の交流電圧波形が
得られるわけであるが、本実施例の場合、カップリング
コンデンサ９によりＤＣ成分をカットしているため、負
荷８へのＤＣ成分の印加は負荷側に接続したＤＣ印加回
路１２によって別途行う必要がある。

【００２９】（実施例３）実施例１，実施例２では、夫
々高圧出力回路を制御して所望の交流出力電圧を得よう
とする場合と、高圧出力回路と放電回路とを制御して所
望の交流出力電圧を得ようとする場合について説明し
た。ここでは、以上の高圧出力制御を行うに当たってよ
り滑らかな出力波形を得たい場合の実施例について説明
する。

【００３０】図７に本実施例のブロック図を示す。図
中、１３はエラーアンプ４からの出力を積分する抵抗と
コンデンサから構成される積分回路（１次遅れ要素）で
ある。これによって、エラーアンプ４の出力は積分され
るので、電圧切り換え時の変化が滑らかになり、充電時
や放電時の出力リップルを抑えることができる。

【００３１】図８に積分回路がある場合と無い場合の信
号のタイミングチャートを示す。（ａ）に示すように積
分回路を持たない場合、Ｄ−Ａコンバータ３の出力が急
激に変化すると、エラーアンプ４の出力も急激に変化
し、比較器５からの出力のパルス幅は急激に増大する。
これによって、高圧出力回路６の出力は急激に変化し、
目標とする出力電圧を越えた、リップル電圧を出力して
しまう。一方、積分回路を持たせた場合、（ｂ）に示す
ようにエラーアンプ４の出力は滑らかに変化するため、
比較器５の出力のパルス幅も滑らかに増大し、高圧出力
回路６の出力も滑らかに増大する。

【００３２】以上の効果は放電制御の場合も同様に得る
ことができる。また、以上の説明では、エラーアンプ４
の出力側に積分回路を設けた場合について説明したがこ
れに限られるものではなく、例えば、エラーアンプ４の
入力側に設けてもよい。なお、回路１３は積分回路に限
らず、信号の変化を滑らかにするものであればよく、こ
のような回路を請求項ではローパスフィルタという用語
で表現している。

【００３３】（実施例４）以上の各実施例では、電圧波
形を制御する場合について説明した。ここでは、同様の
方式に電流の検出手段を設けて定電流制御を行う場合の
実施例について説明する。

【００３４】電子写真方式の複写プロセスにおいて、感
光ドラムの表面を均一に帯電させる１次高圧の帯電方式
の一つに接触帯電方式がある。これは感光ドラムの表面
にローラやブレード等の電極を接触させ、その電極に高
圧を印加して帯電させる方式である。この接触帯電によ
る帯電方式では、温度や湿度等の環境変動によらずに感
光体表面を均一な電荷で帯電させるために定電圧のＤＣ
高圧に定電流のＡＣ高圧を重畳した電源が用いられてい
る。

【００３５】図９に、本実施例のブロック図を示す。図
中、１４は高圧出力回路６と放電回路１０の電流経路に
設けられた電流検出回路であり、１５は検出した電流値
をディジタル値に変換するＡ−Ｄコンバータである。電
流検出回路１４はＡＣ電流を電圧に変換して検出し、そ
の電圧を積分して電流の実効値としてＡ−Ｄコンバータ
１５に出力する。Ａ−Ｄコンバータ１５は受取った電圧
ＣＰＵ１の信号に従ってディジタル値に変換し、ＣＰＵ
１に出力する。ＣＰＵ１は受取った現在の電流値から要
求される各時刻毎の所望電圧を演算してＤ−Ａコンバー
タ３に出力すべきデータを変更する。所望電圧の演算方
法は様々なものが考えられるが、例えば、現在の電流値
と制御しようとする電流値との割合を計算し、その割合
と現在の電圧データから演算することができる。

【００３６】以上により出力される交流電圧の振幅が変
更され、その結果、定電流のＡＣ高圧出力を得ることが
できる。

【００３７】図１０に本実施例の制御フローチャートの
概要を示す。図はタイマ割込みのフローである。メイン
フローは図４に示したものと同一で実現できる。図１０
を説明すると、Ｓ１００１で新たな割込みがかからない
よう割込みを禁止する。Ｓ１００２でＤ−Ａ変換させる
べきデータのメモリ領域を選択する。Ｄ−Ａデータのメ
モリ領域は、定電流を行うために演算結果を書込むため
と、Ｄ−Ａ変換データの読出しを行うための二つの領域
が用意されており、片側が読出し用に使用されている場
合残りの一方が演算結果の書込み用に使用されるように
切り換え制御されている。Ｓ１００３，Ｓ１００４は夫
々のデータ領域におけるＤ−Ａ変換データを選択する。
Ｓ１００５は選択したＤ−Ａ変換データをＤ−Ａコンバ
ータ３に入力するルーチンでＤ−Ａコンバータ３が変換
信号を要するタイプの場合は変換の開始信号を出力す
る。Ｓ１００６は電流値を読み込んだりＤ−Ａ変換デー
タを演算し演算結果をメモリにセットするルーチンで、
演算はその演算時間に応じて数回の割込みに分けて行わ
れる。Ｓ１００７は数回に分けた演算が全て終了したこ
とを確認するルーチンで、演算が終了した場合はＳ１０
０８で終了フラグをセットする。この演算終了フラグは
データ領域の選択の際に使用され、これによってどちら
の領域を選択するかを決定する。Ｓ１００９はＳ１００
１で禁止した割込みを再び許可状態に戻すルーチンで、
以上の終了によって次の割込みを待機する。

【００３８】なお、本実施例では、電流検出を電流経路
に抵抗を挿入することによって行っているが、これに限
られるものではなく、カップリングコンデンサ９の負荷
側にパルストランス等の電流検出トランスを用いて行う
こともできる。

【００３９】また、以上の説明では正弦波出力を得る場
合を例に説明したが、これに限れるものではなく、その
他一周期の分割数なども実施例の例に限られるものでは
ない。

【００４０】（実施例５）以上の各実施例では、一種類
の出力波形を得るものを説明したが、ここでは、多種類
の出力波形を切り換えて出力する実施例について説明す
る。

【００４１】例として、図１１に示すような２種類の交
流出力（（ａ）をＡ波形、（ｂ）をＢ波形とする）を切
り換えて出力する場合について説明する。本実施例のブ
ロック図を図１２に示す。図１２に示すように、ＣＰＵ
１にはＡ波形とＢ波形のどちらを出力するかを示す切換
え信号と、交流出力のＯＮ／ＯＦＦを指示するＯＮ信号
が入力されている。これらの信号は、例えば、複写機本
体から出力され、様々な設定や条件、及びタイミングに
よって切り分けられている。また、ＣＰＵ１内部のプロ
グラムＲＯＭには、そのデータ領域内に、図１１に示さ
れる２種類の出力波形を示す電圧データ（Ｖ_A0，Ｖ_A1，
Ｖ_A2，…Ｖ_A8，Ｖ_A9，Ｖ_B0，Ｖ_B1，Ｖ_B2，…Ｖ_B7，
Ｖ_B8）、及び分割数データ（Ｎ_A ，Ｎ_B ）が記憶されて
いる（図１３参照）。

【００４２】以上の構成により、２種類の出力が切り換
え出力される訳であるが、この場合の制御フローチャー
トの一例を図１４に示す。これを説明すると、Ｓ１４１
で出力をＯＦＦ状態にしておき、Ｓ１４２でＡ波形とＢ
波形のどちらを出力するかを、切換え信号をモニタする
ことによって判別する。Ｓ１４２の判別結果に従ってＳ
１４３でＡ波形データを、Ｓ１４４でＢ波形データをＲ
ＡＭ上にセットする。Ｓ１４５では出力をＯＮするか否
かの判別を、ＯＮ信号をモニタすることによって行な
い、ＯＮの信号を受取ると、Ｓ１４６にて直ちに交流出
力の制御を開始する（分割数データ及び電圧データはこ
の際にデータ参照される）。続いて、Ｓ１４７では、同
ＯＮ信号のモニタによりＯＦＦ信号を受取ると直ちにＳ
１４１に戻り、これによって出力動作を停止する。

【００４３】なお、以上の各実施例は、高圧出力を発生
するものであるが、本発明はこれに限らず、低圧等適宜
の値の出力を発生する装置に適用できる。また、各実施
例の高圧出力回路は高周波トランスを用いるものである
が、本発明はこれに限らず、トランスを用いない回路構
成で実施することもできる。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電圧発生手段の出力がＰＷＭ信号により次期目標値に向
ってアナログ的に制御されるので、高速処理が可能とな
って出力の精度が高くなり、また出力制御に要するＣＰ
Ｕの演算時間が大幅に短縮できて付属機能を追加できる
ようになる。また、所望の電圧波形のディジタルデータ
を切り換えることにより多種類の出力波形を容易に得る
ことができる。

【００４５】以上の効果に加えて請求項２，４，５の発
明では、次の効果を奏する。すなわち、請求項２の発明
では、放電手段とカップリングコンデンサを設けたこと
により、０〔Ｖ〕を中心とした交流出力が容易に得られ
る。請求項４の発明では、ＰＷＭ信号の回路にローパス
フィルタを挿入したことにより、データ切換え時のオー
バシュートやアンダシュートを軽減することができる。
請求項５の発明では、出力電流の検出手段を設け、その
検出値に応じて所望の電圧波形のディジタルデータを変
更したことにより定電流出力が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施例１のブロック図

【図２】 実施例１の出力の一例を示す図

【図３】 実施例１の出力および各信号のタイミングチ
ャート

【図４】 実施例１の制御フローチャート

【図５】 実施例２のブロック図

【図６】 実施例２の出力の一例を示す図

【図７】 実施例３のブロック図

【図８】 実施例３を説明するためのタイミングチャー
ト

【図９】 実施例４のブロック図

【図１０】 実施例４の制御フローチャート

【図１１】 実施例５の出力の１例を示す図

【図１２】 実施例５のブロック図

【図１３】 実施例５におけるＲＯＭの説明図

【図１４】 実施例５の動作を示すフローチャート

【符号の説明】

１ ＣＰＵ ２ 発振器 ３ Ｄ−Ａ変換器 ４ エラーアンプ ５ 比較回路 ６ 高圧出力回路 ７ 電圧検出回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所望の電圧波形の一周期分のディジタル
   データを有し、予め定められた一定のタイミングでこの
   ディジタルデータを順次出力する制御手段と、この制御
   手段から出力されたディジタルデータをアナログ信号に
   変換するディジタル−アナログ変換手段と、当該装置の
   出力電圧を検出しこの出力電圧に比例する信号を出力す
   る出力電圧検出手段と、この出力電圧検出手段から出力
   された信号と前記ディジタル−アナログ変換手段で変換
   されたアナログ信号との偏差を検出する偏差検出手段
   と、この偏差検出手段の出力にもとづいてＰＷＭ信号を
   生成するＰＷＭ信号生成手段と、このＰＷＭ信号生成手
   段で生成したＰＷＭ信号に応じて当該装置の出力電圧を
   発生する出力電圧発生手段とを備えたことを特徴とする
   電圧発生装置。
2. 【請求項２】 所望の電圧波形の一周期分のディジタル
   データを有し、予め定められた一定のタイミングでこの
   ディジタルデータを順次出力する制御手段と、この制御
   手段から出力されたディジタルデータをアナログ信号に
   変換するディジタル−アナログ変換手段と、ＰＷＭ信号
   に応じた電圧を発生する電圧発生手段と、この電圧発生
   手段の発生電圧を検出しこの発生電圧に比例した信号を
   出力する発生電圧検出手段と、この発生電圧検出手段か
   ら出力された信号と前記ディジタル−アナログ変換手段
   で変換されたアナログ信号との偏差を検出する偏差検出
   手段と、入力信号に応じたＰＷＭ信号を生成し前記電圧
   発生手段に供給するＰＷＭ信号生成手段と、前記電圧発
   生手段を負荷に結合するカップリングコンデンサと、こ
   のカップリングコンデンサに充電された電荷を入力信号
   に応じて放電する放電手段と、前記電圧発生手段の発生
   電圧の上昇時と下降時を判別する判別手段と、この判別
   手段の出力に応じて前記偏差検出手段の出力を前記電圧
   発生手段の発生電圧の上昇時には前記ＰＷＭ生成手段に
   供給し下降時には前記放電手段に供給するよう切り換え
   るスイッチ手段とを備えたことを特徴とする電圧発生装
   置。
3. 【請求項３】 ＰＷＭ信号生成手段は、制御手段からデ
   ィジタルデータを出力する各タイミング間に複数波の三
   角波を出力する三角波発生手段と、入力信号と前記三角
   波発生手段で発生した三角波とを比較する比較手段とを
   備えていることを特徴とする請求項１または請求項２記
   載の電圧発生装置。
4. 【請求項４】 発生電圧検出手段と偏差検出手段の間ま
   たは偏差検出手段とスイッチ手段の間に、ローパスフィ
   ルタを挿入したことを特徴とする請求項２記載の電圧発
   生装置。
5. 【請求項５】 当該装置の出力電流を検出する出力電流
   検出手段を設け、かつ制御手段は前記出力電流検出手段
   の出力を予め有する目標出力電流データと比較し両者が
   一致するよう所望の出力電圧波形のディジタルデータを
   変更して出力するようにしたことを特徴とする請求項１
   または請求項２記載の電圧発生装置。