JPH0512891B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0512891B2 JPH0512891B2 JP2076353A JP7635390A JPH0512891B2 JP H0512891 B2 JPH0512891 B2 JP H0512891B2 JP 2076353 A JP2076353 A JP 2076353A JP 7635390 A JP7635390 A JP 7635390A JP H0512891 B2 JPH0512891 B2 JP H0512891B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- frequency
- band
- group
- standard
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、前置帯域フイルタとして、スイツチ
ト・キヤパシタ・フイルタ（以下SCFとする）を
用いたFSK復調回路に関する。FSK復調回路は
安価な低速用モデムとして用いられ特にカツプラ
モデムは簡便に利用できる事から広く用いられて
いる。FSK復調回路は低速であるが簡単に周波
数分割して全二重通信を２線で可能としている
が、それだけにフイルタの重要度は高い。特にカ
ツプラモデムに於ては、電話器のハンドセツトを
通して送信信号が受信側へ戻つてくるため、これ
から受信信号を分離するので高精度のフイルタが
要求される。従来に於ては高価なLCフイルタを
使用したり高次のアクテイブフイルタの実現に高
度な部品選別、調整を余儀なくされ、高価、且つ
大型なものとなつていた。しかし近年オペアン
プ、容量とスイツチング素子で抵抗を置き換えた
IC化フイルタが開発され、スイツチト・キヤパ
シタ・フイルタと呼ばれている。精度はコンデン
サの比とクロツク周波数によつて定まり、容量は
ICのパターン面積、クロツク周波数は水晶発振
器により高精度化され無調整で高精度高次のフイ
ルタを構成する事ができる。尚適用する周波数領
域に対しクロツク周波数の比は通常数十倍で、標
本化される標本化フイルタである。よつてSCFは
クロツク周波数により通過帯域が移動する性質が
あり、バンドパスフイルタの周波数を２倍にすれ
ば通過帯域も２倍に上昇する。
ト・キヤパシタ・フイルタ（以下SCFとする）を
用いたFSK復調回路に関する。FSK復調回路は
安価な低速用モデムとして用いられ特にカツプラ
モデムは簡便に利用できる事から広く用いられて
いる。FSK復調回路は低速であるが簡単に周波
数分割して全二重通信を２線で可能としている
が、それだけにフイルタの重要度は高い。特にカ
ツプラモデムに於ては、電話器のハンドセツトを
通して送信信号が受信側へ戻つてくるため、これ
から受信信号を分離するので高精度のフイルタが
要求される。従来に於ては高価なLCフイルタを
使用したり高次のアクテイブフイルタの実現に高
度な部品選別、調整を余儀なくされ、高価、且つ
大型なものとなつていた。しかし近年オペアン
プ、容量とスイツチング素子で抵抗を置き換えた
IC化フイルタが開発され、スイツチト・キヤパ
シタ・フイルタと呼ばれている。精度はコンデン
サの比とクロツク周波数によつて定まり、容量は
ICのパターン面積、クロツク周波数は水晶発振
器により高精度化され無調整で高精度高次のフイ
ルタを構成する事ができる。尚適用する周波数領
域に対しクロツク周波数の比は通常数十倍で、標
本化される標本化フイルタである。よつてSCFは
クロツク周波数により通過帯域が移動する性質が
あり、バンドパスフイルタの周波数を２倍にすれ
ば通過帯域も２倍に上昇する。
第１図はFSKモデムとして代表的なカツプラ
モデムのFSK信号の流れを表したものである。
スピーカ１の送信信号が電話器のハンドセツト３
のスピーカを通し音響信号に変換され、カツプラ
のマイクロホン２によりモデムで受信復調され
る。問題なのはハンドセツトではマイクロホンに
入つた音響信号が自己のスピーカに戻つてくる様
設計されており、通話の時は発声者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ
通信に於ては受信信号と自己の送信信号が混合さ
れてしまい、バンドパスフイルタにより分離する
事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を受け
低レベルになるのに対し、戻つてくる送信信号は
自己送信レベルと同等で高レベルであつてフイル
タの重要度は非常に大きい。又直結モデムの場合
ハイブリツドトランス等を利用して送信信号の帰
還をキヤンセルする事ができるが、インピーダン
ス不整合等の影響で零にはできない。その他復調
Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフイルタの性能は直接
効いてくる。第２図はFSK信号の周波数分割を
図示したものである。CCITTによる規格等各種
の周波数割り当てがされており、代表的なものと
して点線にCCITT規格、ベル規格を実線で表わ
す。黒丸はCCITT規格、白丸はベル規格のマー
ク又はスペースを表わし、我国で用いられている
CCITT規格によるものは低群のマークが980Hz、
スペースが1180Hz、高群のマークが1650Hz、スペ
ースが1850Hzである。高群と低群を分離するため
にバンドパスフイルタが必要になると共にモデム
に予め設定するか、モデムのスイツチ切り換えで
低群送信モードか、高群送信モードに切り換え相
手側のモデムの送信帯域と逆にする必要がある。
モデムのFSK信号の流れを表したものである。
スピーカ１の送信信号が電話器のハンドセツト３
のスピーカを通し音響信号に変換され、カツプラ
のマイクロホン２によりモデムで受信復調され
る。問題なのはハンドセツトではマイクロホンに
入つた音響信号が自己のスピーカに戻つてくる様
設計されており、通話の時は発声者は自分の声も
耳に入れる事ができるので便利であるが、データ
通信に於ては受信信号と自己の送信信号が混合さ
れてしまい、バンドパスフイルタにより分離する
事が不可欠となる。受信信号は回線の減衰を受け
低レベルになるのに対し、戻つてくる送信信号は
自己送信レベルと同等で高レベルであつてフイル
タの重要度は非常に大きい。又直結モデムの場合
ハイブリツドトランス等を利用して送信信号の帰
還をキヤンセルする事ができるが、インピーダン
ス不整合等の影響で零にはできない。その他復調
Ｓ／Ｎ能力向上のためにもフイルタの性能は直接
効いてくる。第２図はFSK信号の周波数分割を
図示したものである。CCITTによる規格等各種
の周波数割り当てがされており、代表的なものと
して点線にCCITT規格、ベル規格を実線で表わ
す。黒丸はCCITT規格、白丸はベル規格のマー
ク又はスペースを表わし、我国で用いられている
CCITT規格によるものは低群のマークが980Hz、
スペースが1180Hz、高群のマークが1650Hz、スペ
ースが1850Hzである。高群と低群を分離するため
にバンドパスフイルタが必要になると共にモデム
に予め設定するか、モデムのスイツチ切り換えで
低群送信モードか、高群送信モードに切り換え相
手側のモデムの送信帯域と逆にする必要がある。
第３図は従来のFSK復調回路のブロツク図で
ある。マイクロホン４、ハイパスフイルタ５、ア
ンプ６、バンドパスフイルタ７、リミツタ８、復
調回路９より構成される。５は低域にある衝撃、
振動雑音を除去し、復調回路の方式としてはマー
ク、スペースに対応したバンドパスフイルタのレ
ベル等を取る方式、PLLを用いVCO出力を復調
出力として利用する方式、カウンタにより周期を
測定する方式などがある。７のバンドパスフイル
タに関しては前述した様に高群を受信するか、低
群を受信するかで通過帯域を切り換える必要があ
り、送信する帯域と逆になる事は言うまでも無
い。その為LCフイルタを２系列用意し入出力を
切り換える為非常に高価になる。又アクテイブフ
イルタの定数を切り換える方式もあり第４図にそ
れを示す。第４図は２次のRCアクテイブバンド
パスフイルタであつて、６次のフイルタを実現す
るために３段カスケードに接続される。特性は、
抵抗１１，１２とトランジスタ１３により抵抗を
１１のみか１１と１２の並列値かで切り換える事
ができる。１４はベース抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え
信号で高域受信でＨレベルになつて１３をオン、
低域受信でＬレベルとなる。しかしこの切り換え
回路は、６次なら３段分必要であり、又RCアク
テイブフイルタの性質として高精度を得るには、
Ｒ、Ｃの選別及び調整が困難であり長期信頼性、
温度特性も劣る。言い換えればこうした誤差分を
見込んで設計する事になり、急峻なカツトオフ特
性を得にくい。
ある。マイクロホン４、ハイパスフイルタ５、ア
ンプ６、バンドパスフイルタ７、リミツタ８、復
調回路９より構成される。５は低域にある衝撃、
振動雑音を除去し、復調回路の方式としてはマー
ク、スペースに対応したバンドパスフイルタのレ
ベル等を取る方式、PLLを用いVCO出力を復調
出力として利用する方式、カウンタにより周期を
測定する方式などがある。７のバンドパスフイル
タに関しては前述した様に高群を受信するか、低
群を受信するかで通過帯域を切り換える必要があ
り、送信する帯域と逆になる事は言うまでも無
い。その為LCフイルタを２系列用意し入出力を
切り換える為非常に高価になる。又アクテイブフ
イルタの定数を切り換える方式もあり第４図にそ
れを示す。第４図は２次のRCアクテイブバンド
パスフイルタであつて、６次のフイルタを実現す
るために３段カスケードに接続される。特性は、
抵抗１１，１２とトランジスタ１３により抵抗を
１１のみか１１と１２の並列値かで切り換える事
ができる。１４はベース抵抗、Ｈ／Ｌは切り換え
信号で高域受信でＨレベルになつて１３をオン、
低域受信でＬレベルとなる。しかしこの切り換え
回路は、６次なら３段分必要であり、又RCアク
テイブフイルタの性質として高精度を得るには、
Ｒ、Ｃの選別及び調整が困難であり長期信頼性、
温度特性も劣る。言い換えればこうした誤差分を
見込んで設計する事になり、急峻なカツトオフ特
性を得にくい。
本発明は、従来のFSK復調回路の上記欠点を
解決するため、帯域フイルタをSCFで構成して高
精度でIC化可能であり、低コスト化・小型化が
可能なFSK復調回路を提供すると共に、この
SCFのクロツク周波数を切り換えることにより異
なる規格に対応するFSK復調回路の実現を図る
ことを目的とする。
解決するため、帯域フイルタをSCFで構成して高
精度でIC化可能であり、低コスト化・小型化が
可能なFSK復調回路を提供すると共に、この
SCFのクロツク周波数を切り換えることにより異
なる規格に対応するFSK復調回路の実現を図る
ことを目的とする。
かかる本発明は、
異なる周波数によりデジタル信号を表現した
FSK信号を受けて該異なる周波数を含む帯域の
周波数のみを通過させる帯域フイルタを備え、該
帯域フイルタを通過した周波数に基づき前記デジ
タル信号を復調するFSK復調回路において、 前記帯域フイルタは、供給される制御クロツク
により制御されると共に通過させる周波数帯域が
前記制御クロツクの周波数及びコンデンサの容量
値に基づき設定されるスイツチト・キヤパシタ・
フイルタにより構成され、且つ全二重通信方式の
CCITT規格及びベル規格によつて各々規定され
た高群の周波数帯域及び低群の周波数帯域が選択
的に設定されて成り、 前記帯域フイルタは、前記CCITT規格及びベ
ル規格の各高群の周波数帯域が選択的に設定され
る高群用スイツチト・キヤパシタ・フイルタと、
前記CCITT規格及びベル規格の各低群の周波数
帯域が選択的に設定される低群用スイツチト・キ
ヤパシタ・フイルタと、 前記高群及び低群用スイツチト・キヤパシタ・
フイルタに前記規格に応じた周波数帯域を選択的
に設定するために異なる周波数を有する前記制御
クロツクを発生するクロツク発生手段と、 前記帯域フイルタとして機能するフイルタを前
記高群及び低群用スイツチト・キヤパシタ・フイ
ルタの一方に切換える切換手段とを有することを
特徴とする。
FSK信号を受けて該異なる周波数を含む帯域の
周波数のみを通過させる帯域フイルタを備え、該
帯域フイルタを通過した周波数に基づき前記デジ
タル信号を復調するFSK復調回路において、 前記帯域フイルタは、供給される制御クロツク
により制御されると共に通過させる周波数帯域が
前記制御クロツクの周波数及びコンデンサの容量
値に基づき設定されるスイツチト・キヤパシタ・
フイルタにより構成され、且つ全二重通信方式の
CCITT規格及びベル規格によつて各々規定され
た高群の周波数帯域及び低群の周波数帯域が選択
的に設定されて成り、 前記帯域フイルタは、前記CCITT規格及びベ
ル規格の各高群の周波数帯域が選択的に設定され
る高群用スイツチト・キヤパシタ・フイルタと、
前記CCITT規格及びベル規格の各低群の周波数
帯域が選択的に設定される低群用スイツチト・キ
ヤパシタ・フイルタと、 前記高群及び低群用スイツチト・キヤパシタ・
フイルタに前記規格に応じた周波数帯域を選択的
に設定するために異なる周波数を有する前記制御
クロツクを発生するクロツク発生手段と、 前記帯域フイルタとして機能するフイルタを前
記高群及び低群用スイツチト・キヤパシタ・フイ
ルタの一方に切換える切換手段とを有することを
特徴とする。
以下、図面を基に本発明を説明する。
第５図は本発明の基本構成となる復調回路のブ
ロツク図であり、第６図は第５図の発振分周回路
の具体例である。第７図は第５図及び第６図の
SCF及び発振分周回路に代えて第５図に適用され
るべき本発明の実施例であるSCF及びSCFクロツ
ク制御回路を示す図である。
ロツク図であり、第６図は第５図の発振分周回路
の具体例である。第７図は第５図及び第６図の
SCF及び発振分周回路に代えて第５図に適用され
るべき本発明の実施例であるSCF及びSCFクロツ
ク制御回路を示す図である。
まず、第５図について説明する。
マイクロホン１５、コンデンサ１６と抵抗１７
によるハイパスフイルタ、アンプ１８を通し受信
信号はSCF１９に入力される。SCFは出力にクロ
ツク周波数が段階状に重畳されているので抵抗２
０、コンデンサ２１によるローパスフイルタを通
した後バツフア２２とコンデンサ２３、抵抗２４
でSCFのオペアンプの影響によるオフセツトを除
去する。SCFの折り返し雑音防止フイルタは入力
がマイクロホンを通した音響信号であり、高域の
折り返し領域のエネルギーはほとんど存在せず省
略できる。２５はアンプ、２６はリミツタ、２７
はコンパレータ、２８は復調回路である。復調回
路はコンパレータの出力である方形波をカウンタ
でマークかスペースか周期測定しデジタル信号を
得る。カウンタ方式はロジツクのみで構成でき
IC化が非常に容易であるが、ノイズレベルの低
い入力を必要とする。この欠点は高次SCFの採用
により解消される。又アンプを１８，２５とSCF
の前後に分散しているのは比較的SCFはノイズが
大きくレベルの大きい位置で用いたいので、SCF
の入力に、雑音等によりクリツプ、歪んだ波形を
入力しない様できるだけ小さなレベルで用いたと
いつた２つの相反する要素と満足させる事にあ
る。その他２２，２３，２４のハイパスフイルタ
は波形の＋側−側に偏つてリミツタが動作するの
を防止すると共に、リミツタ・コンパレータ間も
交流結合として正確なゼロクロスコンパレータを
形成し復調能力が低下しないようにする。SCFの
クロツクは２つの分周比を有する発振分周回路３
０と水晶発振器２９によつて得られる。第５図で
は、本発明のFSK復調回路とは異なり、発振分
周回路３０の分周比はＨ／Ｌ入力により高群又は
低群に適した分周周波数をSCFに与えている。例
として、バンドパスの中心周波数とSCFのクロツ
ク周波数の比を58とすればCCITT規格では1080
Hzの58倍である62.64KHzと1750Hzの58倍である
101.5KHzとなり、水晶周波数を1MHz各々の分周
比を16，10とすればほぼ目的のクロツク周波数を
得る事ができる。可変分周回路の動作モードは切
り換えであつて高速動作を必要としないので、回
路構成は容量である。本発明によりSCFは１組で
良く、簡単なロジツク回路のみで高群、低群共に
使用できる。その結果比較的IC上面積を占有す
るオペアンプ部分を減少させると共に消費電力を
低下できる。
によるハイパスフイルタ、アンプ１８を通し受信
信号はSCF１９に入力される。SCFは出力にクロ
ツク周波数が段階状に重畳されているので抵抗２
０、コンデンサ２１によるローパスフイルタを通
した後バツフア２２とコンデンサ２３、抵抗２４
でSCFのオペアンプの影響によるオフセツトを除
去する。SCFの折り返し雑音防止フイルタは入力
がマイクロホンを通した音響信号であり、高域の
折り返し領域のエネルギーはほとんど存在せず省
略できる。２５はアンプ、２６はリミツタ、２７
はコンパレータ、２８は復調回路である。復調回
路はコンパレータの出力である方形波をカウンタ
でマークかスペースか周期測定しデジタル信号を
得る。カウンタ方式はロジツクのみで構成でき
IC化が非常に容易であるが、ノイズレベルの低
い入力を必要とする。この欠点は高次SCFの採用
により解消される。又アンプを１８，２５とSCF
の前後に分散しているのは比較的SCFはノイズが
大きくレベルの大きい位置で用いたいので、SCF
の入力に、雑音等によりクリツプ、歪んだ波形を
入力しない様できるだけ小さなレベルで用いたと
いつた２つの相反する要素と満足させる事にあ
る。その他２２，２３，２４のハイパスフイルタ
は波形の＋側−側に偏つてリミツタが動作するの
を防止すると共に、リミツタ・コンパレータ間も
交流結合として正確なゼロクロスコンパレータを
形成し復調能力が低下しないようにする。SCFの
クロツクは２つの分周比を有する発振分周回路３
０と水晶発振器２９によつて得られる。第５図で
は、本発明のFSK復調回路とは異なり、発振分
周回路３０の分周比はＨ／Ｌ入力により高群又は
低群に適した分周周波数をSCFに与えている。例
として、バンドパスの中心周波数とSCFのクロツ
ク周波数の比を58とすればCCITT規格では1080
Hzの58倍である62.64KHzと1750Hzの58倍である
101.5KHzとなり、水晶周波数を1MHz各々の分周
比を16，10とすればほぼ目的のクロツク周波数を
得る事ができる。可変分周回路の動作モードは切
り換えであつて高速動作を必要としないので、回
路構成は容量である。本発明によりSCFは１組で
良く、簡単なロジツク回路のみで高群、低群共に
使用できる。その結果比較的IC上面積を占有す
るオペアンプ部分を減少させると共に消費電力を
低下できる。
第６図は第５図の発振分周回路３０の具体例で
ある。水晶振動子３１、CMOS等によるインバ
ータ３３、帰還抵抗３２により発振された1MHz
が分周段に入力される。ＤタイプFF３４〜３７
の内３４〜３６は1/8又は1/5で動作する分周段で
あり、Ｈ／ＬがＨレベルであればアンドゲート３
８により３４〜３６をLSBとした２進出力101で
検出し、FFをリセツトして000に戻す。Ｈ／Ｌが
Ｌレベルであれば全くリセツト動作を行わず1/8
分周回路として働く。出力は３６のＱ出力より取
り出し1/5分周の時デユーテイが１：１でなく、
出力が２進100の間と101のリセツトが終了するま
での遅延時間分のみがＨレベルとなる。故に最終
段FF３７で対称なクロツクφとを出力するの
であり、62.5KHz又は100KHzを得ている。
ある。水晶振動子３１、CMOS等によるインバ
ータ３３、帰還抵抗３２により発振された1MHz
が分周段に入力される。ＤタイプFF３４〜３７
の内３４〜３６は1/8又は1/5で動作する分周段で
あり、Ｈ／ＬがＨレベルであればアンドゲート３
８により３４〜３６をLSBとした２進出力101で
検出し、FFをリセツトして000に戻す。Ｈ／Ｌが
Ｌレベルであれば全くリセツト動作を行わず1/8
分周回路として働く。出力は３６のＱ出力より取
り出し1/5分周の時デユーテイが１：１でなく、
出力が２進100の間と101のリセツトが終了するま
での遅延時間分のみがＨレベルとなる。故に最終
段FF３７で対称なクロツクφとを出力するの
であり、62.5KHz又は100KHzを得ている。
しかしながら、第５図及び第６図によるFSK
復調回路では、高群と低群の周波数帯域をSCFに
与えるクロツク周波数のみにより切り換えている
ため、高群と低群では通過帯域の幅が大きく変化
し、Ｓ／Ｈ比を劣化していまう欠点を備えてい
る。すなわち、SCFはクロツク周波数を増加させ
ると通過帯域が高くなるが、帯域幅（バンド幅）
もそれに応じて変化するので、高群では低群に比
べ広くなつてしまい、高群でのＳ／Ｎ比が低群に
比べ劣下してしまう。
復調回路では、高群と低群の周波数帯域をSCFに
与えるクロツク周波数のみにより切り換えている
ため、高群と低群では通過帯域の幅が大きく変化
し、Ｓ／Ｈ比を劣化していまう欠点を備えてい
る。すなわち、SCFはクロツク周波数を増加させ
ると通過帯域が高くなるが、帯域幅（バンド幅）
もそれに応じて変化するので、高群では低群に比
べ広くなつてしまい、高群でのＳ／Ｎ比が低群に
比べ劣下してしまう。
これを解決したのが第７図の本発明の実施例で
あり、第８図は本発明の実施例のSCFの基本回路
である。まず、第８図に基づきSCFの構成を説明
する。
あり、第８図は本発明の実施例のSCFの基本回路
である。まず、第８図に基づきSCFの構成を説明
する。
オペアンプ４８をコンデンサC1〜C4、MOSに
よるアナログスイツチ４９〜５１によりSCFは構
成される。V1は積分入力で、スイツチ４９を制
御するクロツク周波数をf5とすると、積分出力V〓
は V〓＝−１／Ｓ・C1f5／C4・V1 と等価となり、（但しＳ＝j2πf（ｊ＝√−１、は
信号周波数））クロツク周波数fsとコンデンサC1，
C4の容量比のみで時定数の大きな積分器を構成
できる。また、V2は正相の積分入力で、スイツ
チ５０，５１により逆向きにオペアンプに入力さ
れることにより、出力V〓は V〓＝−１／Ｓ・C2f5／C4・V2 と等価となる。また、V3は負の加算器入力であ
り、フイルタ構成上必要となる帰還グループとの
加算などを V〓＝C3／C4・V3 のように、容量比を係数として得ることができ
る。
よるアナログスイツチ４９〜５１によりSCFは構
成される。V1は積分入力で、スイツチ４９を制
御するクロツク周波数をf5とすると、積分出力V〓
は V〓＝−１／Ｓ・C1f5／C4・V1 と等価となり、（但しＳ＝j2πf（ｊ＝√−１、は
信号周波数））クロツク周波数fsとコンデンサC1，
C4の容量比のみで時定数の大きな積分器を構成
できる。また、V2は正相の積分入力で、スイツ
チ５０，５１により逆向きにオペアンプに入力さ
れることにより、出力V〓は V〓＝−１／Ｓ・C2f5／C4・V2 と等価となる。また、V3は負の加算器入力であ
り、フイルタ構成上必要となる帰還グループとの
加算などを V〓＝C3／C4・V3 のように、容量比を係数として得ることができ
る。
以上のように、SCFの通過帯域はクロツク周波
数と容量値により決まる。この帯域を設定するの
に、クロツク周波数に大きく依存すると、高群と
低群でバンド幅までも変化させてしまうのであ
る。そこで、第７図の本発明では、SCFから構成
される高群のバンドパスフイルタと低群のバンド
パスフイルタを有し、各フイルタ毎にクロツク周
波数と容量値を説定することにより、各群に最適
なバンド幅を得ることができる。
数と容量値により決まる。この帯域を設定するの
に、クロツク周波数に大きく依存すると、高群と
低群でバンド幅までも変化させてしまうのであ
る。そこで、第７図の本発明では、SCFから構成
される高群のバンドパスフイルタと低群のバンド
パスフイルタを有し、各フイルタ毎にクロツク周
波数と容量値を説定することにより、各群に最適
なバンド幅を得ることができる。
第７図は本発明の実施例であるSCFとSCFクロ
ツク制御回路を示す。３９は高群のバンドパスフ
イルタ、４０は低群のバンドパスフイルタであ
り、各々SCFで構成される。FIはフイルタ入力、
FOはフイルタ出力であり、フイルタの出力をア
ナログスイツチ４１，４２で一方を選択し、その
出力をバツフア４３で出力する。各フイルタに
は、可変分周回路４７からのクロツクがアンドゲ
ート４４，４５を介して供給される。第７図で
は、高群と低群用に別々にフイルタを設けるた
め、個々のフイルタ毎にCCITT規格、ベル規格
の帯域が設定できるように、規格の切り替え端子
Ｂ／Ｃを有する（ＢはBell規格を、ＣはCCITT
規格を意味する）。また、低群と高群の切り換え
端子Ｈ／Ｌを有している。
ツク制御回路を示す。３９は高群のバンドパスフ
イルタ、４０は低群のバンドパスフイルタであ
り、各々SCFで構成される。FIはフイルタ入力、
FOはフイルタ出力であり、フイルタの出力をア
ナログスイツチ４１，４２で一方を選択し、その
出力をバツフア４３で出力する。各フイルタに
は、可変分周回路４７からのクロツクがアンドゲ
ート４４，４５を介して供給される。第７図で
は、高群と低群用に別々にフイルタを設けるた
め、個々のフイルタ毎にCCITT規格、ベル規格
の帯域が設定できるように、規格の切り替え端子
Ｂ／Ｃを有する（ＢはBell規格を、ＣはCCITT
規格を意味する）。また、低群と高群の切り換え
端子Ｈ／Ｌを有している。
例えば、低群受信モードの場合、Ｈ／Ｌ入力に
基づき、インバータ４６によりアンドゲート４５
を非選択とし、アンドゲート４４を選択し、低群
のフイルタ４０のみにクロツクを入力し、高群の
のフイルタ３９はクロツク停止となる。また、こ
の時アナログスイツチ４２を選択し、４１を非選
択とする。それにより、使用しないよりの雑音の
発生とクロストークが防止される。
基づき、インバータ４６によりアンドゲート４５
を非選択とし、アンドゲート４４を選択し、低群
のフイルタ４０のみにクロツクを入力し、高群の
のフイルタ３９はクロツク停止となる。また、こ
の時アナログスイツチ４２を選択し、４１を非選
択とする。それにより、使用しないよりの雑音の
発生とクロストークが防止される。
可変分周回路４７は４種類のクロツク周波数の
発生が可能であり、Ｈ／Ｌ、Ｂ／Ｃの組合せによ
り選択される。つまり、高群のフイルタ３９には
CCITT規格の高群とベル規格の高群の帯域が選
択的に設定されるように、可変分周回路４７から
異なる周波数のクロツクがＢ／Ｃの切り換えに応
じて供給され、低群のフイルタ４０には同様に２
つの規格の低群が選択的に設定されるように、４
７から異なる周波数のクロツクがＢ／Ｃの切り換
えに応じて供給される。２つの規格どうしは、第
２図に示すように各群間の帯域の変化は小さいた
め、クロツク周波数で帯域を切り換えても、バン
ド幅の変化は小さくて済むため、各規格専用のフ
イルタは設けていない。
発生が可能であり、Ｈ／Ｌ、Ｂ／Ｃの組合せによ
り選択される。つまり、高群のフイルタ３９には
CCITT規格の高群とベル規格の高群の帯域が選
択的に設定されるように、可変分周回路４７から
異なる周波数のクロツクがＢ／Ｃの切り換えに応
じて供給され、低群のフイルタ４０には同様に２
つの規格の低群が選択的に設定されるように、４
７から異なる周波数のクロツクがＢ／Ｃの切り換
えに応じて供給される。２つの規格どうしは、第
２図に示すように各群間の帯域の変化は小さいた
め、クロツク周波数で帯域を切り換えても、バン
ド幅の変化は小さくて済むため、各規格専用のフ
イルタは設けていない。
以上、本発明によれば、帯域フイルタをSCFで
構成したことにより、高精度、低コスト化、小型
化されたFSK復調回路ができ、更にクロツク周
波数の切り換えにより同一回路で異なる規格に対
応できるFSK復調回路を実現できるため、利用
範囲が広がると共にコスト低下、小型化を可能に
できる。また、CCITT規格の周波数帯域とベル
規格の周波数帯域の切り換えをSCFに供給するク
ロツク周波数を変化させることによつて行ない、
各規格毎に規定されている高群と低群の周波数帯
域は各々バンド幅の最適化された高群用のSCF、
低群用のSCFに設定するようにしたので、比較的
周波数帯域の変化の小さい各規格間の切り換えに
関しては、クロツク周波数を変化させる切り換え
方法により、通過帯域幅の変化を最小限に抑え、
周波数帯域の変化が大きい高群と低群の切り換え
に関しては、高群用、低群用のフイルタを各々構
成することによりクロツク周波数への依存を抑え
て、通過帯域幅を最適化した。これにより、周波
数帯域の切り換えに伴なう通過帯域幅の変化を最
小限に抑えつつ、同一回路により異なる規格に対
応したFSK復調回路が構成できるので、簡単な
回路構成、高精度な復調ができるという効果が得
られる。
構成したことにより、高精度、低コスト化、小型
化されたFSK復調回路ができ、更にクロツク周
波数の切り換えにより同一回路で異なる規格に対
応できるFSK復調回路を実現できるため、利用
範囲が広がると共にコスト低下、小型化を可能に
できる。また、CCITT規格の周波数帯域とベル
規格の周波数帯域の切り換えをSCFに供給するク
ロツク周波数を変化させることによつて行ない、
各規格毎に規定されている高群と低群の周波数帯
域は各々バンド幅の最適化された高群用のSCF、
低群用のSCFに設定するようにしたので、比較的
周波数帯域の変化の小さい各規格間の切り換えに
関しては、クロツク周波数を変化させる切り換え
方法により、通過帯域幅の変化を最小限に抑え、
周波数帯域の変化が大きい高群と低群の切り換え
に関しては、高群用、低群用のフイルタを各々構
成することによりクロツク周波数への依存を抑え
て、通過帯域幅を最適化した。これにより、周波
数帯域の切り換えに伴なう通過帯域幅の変化を最
小限に抑えつつ、同一回路により異なる規格に対
応したFSK復調回路が構成できるので、簡単な
回路構成、高精度な復調ができるという効果が得
られる。
第１図は一般的なカツプラモデムでのデータの
流れを示す図。第２図は一般的に用いられている
FSKモデムの周波数帯域を示す図。第３図は従
来のFSK復調回路のブロツク図。第４図は従来
のFSK復調回路のRCアクテイブフイルタの基本
回路図。第５図は本発明の基本構成となるFSK
復調回路のブロツク図。第６図は第５図３０の回
路図。第７図は本発明の実施例となるSCF及び
SCFクロツク制御回路図。第８図は本発明の実施
例に用いるSCFの基本回路図。 符号の説明、１……スピーカ、２，４，５……
マイクロホン、３……ハンドセツト、５……ハイ
パスフイルタ、６，１８，２５……アンプ、７，
１９……バンドパスフイルタ、８，２６……リミ
ツタ、９……復調回路、２７……コンパレータ、
３９，４０……SCF、３０，４７……分周回路。
流れを示す図。第２図は一般的に用いられている
FSKモデムの周波数帯域を示す図。第３図は従
来のFSK復調回路のブロツク図。第４図は従来
のFSK復調回路のRCアクテイブフイルタの基本
回路図。第５図は本発明の基本構成となるFSK
復調回路のブロツク図。第６図は第５図３０の回
路図。第７図は本発明の実施例となるSCF及び
SCFクロツク制御回路図。第８図は本発明の実施
例に用いるSCFの基本回路図。 符号の説明、１……スピーカ、２，４，５……
マイクロホン、３……ハンドセツト、５……ハイ
パスフイルタ、６，１８，２５……アンプ、７，
１９……バンドパスフイルタ、８，２６……リミ
ツタ、９……復調回路、２７……コンパレータ、
３９，４０……SCF、３０，４７……分周回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 異なる周波数によりデジタル信号を表現した
FSK信号を受けて該異なる周波数を含む帯域の
周波数のみを通過させる帯域フイルタを備え、該
帯域フイルタを通過した周波数に基づき前記デジ
タル信号を復調するFSK復調回路において、 前記帯域フイルタは、供給される制御クロツク
により制御されると共に通過させる周波数帯域が
前記制御クロツクの周波数及びコンデンサの容量
値に基づき設定されるスイツチト・キヤパシタ・
フイルタにより構成され、且つ全二重通信方式の
CCITT規格及びベル規格によつて各々規定され
た高群の周波数帯域及び低群の周波数帯域が選択
的に設定されて成り、 前記帯域フイルタは、前記CCITT規格及びベ
ル規格の各高群の周波数帯域が選択的に設定され
る高群用スイツチト・キヤパシタ・フイルタと、
前記CCITT規格及びベル規格の各低群の周波数
帯域が選択的に設定される低群用スイツチト・キ
ヤパシタ・フイルタと、 前記高群及び低群用スイツチト・キヤパシタ・
フイルタに前記規格に応じた周波数帯域を選択的
に設定するために異なる周波数を有する前記制御
クロツクを発生するクロツク発生手段と、 前記帯域フイルタとして機能するフイルタを前
記高群及び低群用スイツチト・キヤパシタ・フイ
ルタの一方に切換える切換手段とを有することを
特徴とするFSK復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2076353A JPH02276351A (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | Ｆｓｋ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2076353A JPH02276351A (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | Ｆｓｋ復調回路 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55157193A Division JPS5780851A (en) | 1980-11-07 | 1980-11-07 | Fsk demodulating circut |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4082290A Division JPH0722292B2 (ja) | 1992-04-03 | 1992-04-03 | Ｆｓｋ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02276351A JPH02276351A (ja) | 1990-11-13 |
| JPH0512891B2 true JPH0512891B2 (ja) | 1993-02-19 |
Family
ID=13602998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2076353A Granted JPH02276351A (ja) | 1990-03-26 | 1990-03-26 | Ｆｓｋ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02276351A (ja) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0722292B2 (ja) * | 1992-04-03 | 1995-03-08 | セイコーエプソン株式会社 | Ｆｓｋ復調回路 |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US7295826B1 (en) | 1998-10-21 | 2007-11-13 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7321735B1 (en) | 1998-10-21 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Optical down-converter using universal frequency translation technology |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7006805B1 (en) | 1999-01-22 | 2006-02-28 | Parker Vision, Inc. | Aliasing communication system with multi-mode and multi-band functionality and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6873836B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US7110435B1 (en) | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7054296B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-05-30 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) technology and applications including techniques of universal frequency translation |
| US7072390B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments |
| US7082171B1 (en) | 1999-11-24 | 2006-07-25 | Parkervision, Inc. | Phase shifting applications of universal frequency translation |
| US6963734B2 (en) | 1999-12-22 | 2005-11-08 | Parkervision, Inc. | Differential frequency down-conversion using techniques of universal frequency translation technology |
| US7292835B2 (en) | 2000-01-28 | 2007-11-06 | Parkervision, Inc. | Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7554508B2 (en) | 2000-06-09 | 2009-06-30 | Parker Vision, Inc. | Phased array antenna applications on universal frequency translation |
| US7010559B2 (en) | 2000-11-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for a parallel correlator and applications thereof |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US7085335B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-08-01 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US6975848B2 (en) | 2002-06-04 | 2005-12-13 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for DC offset removal in a radio frequency communication channel |
| US7321640B2 (en) | 2002-06-07 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Active polyphase inverter filter for quadrature signal generation |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS553291A (en) * | 1978-04-03 | 1980-01-11 | Northern Telecom Ltd | Integrator and secondary order filter |
| JPS5583322A (en) * | 1978-12-18 | 1980-06-23 | Centre Electron Horloger | Electronic circuit having switching capacity |
-
1990
- 1990-03-26 JP JP2076353A patent/JPH02276351A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS553291A (en) * | 1978-04-03 | 1980-01-11 | Northern Telecom Ltd | Integrator and secondary order filter |
| JPS5583322A (en) * | 1978-12-18 | 1980-06-23 | Centre Electron Horloger | Electronic circuit having switching capacity |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02276351A (ja) | 1990-11-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0512891B2 (ja) | ||
| KR100314798B1 (ko) | 집적화된이미지제거믹서 | |
| KR100356004B1 (ko) | 저 잡음 길버트 승산기 셀 및 직각 위상 변조기와 그의 방법 | |
| CA2401180C (en) | A modulation scheme for fdd/tdd transceivers | |
| JP3877825B2 (ja) | 多モード無線電話 | |
| JPH0969731A (ja) | 周波数変換回路 | |
| JP2001044858A (ja) | 送信ミキサおよび２帯域出力切り替え高周波送信回路 | |
| US6441701B1 (en) | Tunable bridged-T filter | |
| JPH0338787B2 (ja) | ||
| GB2238193A (en) | Band-pass filters controlled in dependence on signal frequency | |
| JPH07183923A (ja) | 変調装置 | |
| JPH046145B2 (ja) | ||
| JPH05122262A (ja) | Ｆｓｋ復調回路 | |
| WO2006137007A1 (en) | Transmitter in wireless communication system | |
| US7522017B1 (en) | High-Q integrated RF filters | |
| JPH09252324A (ja) | 周波数変換器 | |
| JP3838030B2 (ja) | 高周波信号受信装置 | |
| US6252468B1 (en) | Signal generator with improved impedance matching characteristics | |
| KR940003824Y1 (ko) | 무선전화기의 간섭 방지 회로 | |
| JPH09270828A (ja) | 無線送信機 | |
| JP3253860B2 (ja) | Ｆｍ変調回路 | |
| KR950013304B1 (ko) | 탄성표면파 필터를 사용한 셀루라폰 송수신기용 중간주파회로 | |
| EP1146735A2 (en) | Television signal transmitter attenuating unwanted signal while maintaining match between circuits | |
| KR100365130B1 (ko) | 위성통신 지상시스템의 중간주파수 변환 회로 | |
| KR950003653B1 (ko) | 단일의 전압제어 발진기(vco)를 이용한 전이중방식의 무선통신 시스템 |