JPH04249300A - 音声符復号化方法及びその装置 - Google Patents
音声符復号化方法及びその装置Info
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- JPH04249300A JPH04249300A JP3035149A JP3514991A JPH04249300A JP H04249300 A JPH04249300 A JP H04249300A JP 3035149 A JP3035149 A JP 3035149A JP 3514991 A JP3514991 A JP 3514991A JP H04249300 A JPH04249300 A JP H04249300A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ音声信号を高
能率に符号化して伝送路に送出し、受信側でそれを復号
してアナログ音声信号を復号再生する音声符復号化方法
及びその装置に関するものである。
能率に符号化して伝送路に送出し、受信側でそれを復号
してアナログ音声信号を復号再生する音声符復号化方法
及びその装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は長期予測を用いた従来の等間隔パ
ルス駆動型音声符復号化器のブロック図あり、（Ａ）は
音声符号化装置、（Ｂ）は音声復号装置である。この方
法は符号化速度１３Ｋｂｐｓ（ビット／秒）で、汎欧州
ディジタル自動車電話（ＧＳＭ）システムに採用されて
いる音声符復号化方法である。以下、符号化速度を６４
Ｋｂｐｓから１３Ｋｂｐｓに圧縮する方法について説明
する。
ルス駆動型音声符復号化器のブロック図あり、（Ａ）は
音声符号化装置、（Ｂ）は音声復号装置である。この方
法は符号化速度１３Ｋｂｐｓ（ビット／秒）で、汎欧州
ディジタル自動車電話（ＧＳＭ）システムに採用されて
いる音声符復号化方法である。以下、符号化速度を６４
Ｋｂｐｓから１３Ｋｂｐｓに圧縮する方法について説明
する。
【０００３】図３（Ａ）において、８ｋＨｚサンプリン
グで８ビット量子化された入力音声信号（６４Ｋｂｐｓ
）は、短期予測分析器１１により１フレーム毎（１６０
サンプル：２０ｍｓｅｃ）に短期予測分析（線形予測分
析ともいう）が施される。即ち入力音声信号からスペク
トル包絡情報Ｐａを抽出して出力するとともに、スペク
トル包絡成分を取り除いた信号である短期予測残差信号
ａ（１６０サンプル）を生成して出力する。次に、短期
予測残差信号ａは、長期予測分析器１２により４つのサ
ブフレーム（４０サンプル）に分割されサブフレーム毎
にピッチ情報Ｐｂを抽出して出力するとともに、更にピ
ッチ成分を取り除いた信号である長期予測残差信号ｂ（
４０サンプル）を生成して出力する。この長期予測残差
信号ｂ（４０サンプル）はＬＰＦ（低域ろ波器）１３に
より１／３に帯域制限され信号ｃが得られる。信号ｃは
３つのグリッドを有するスイッチＳにより１／３にダウ
ンサンプリングされるが、このときグリッド選択器１４
により電力が最大となるグリッドの信号列（１３サンプ
ル）が選択され、それらが等間隔パルス情報Ｐｃとなっ
て出力される。以上のＰａ，Ｐｂ及びＰｃは符号化器１
５により符号化及び多重化されたディジタル列として受
信側に対して送出される。このときの各パラメータに対
する１フレームあたりのビット割り当ては、表１のよう
になる。但し、等間隔パルス情報Ｐｃとしては、その１
３サンプル中の最大値と、それにより正規化された１３
サンプル及び位置情報（グリッド番号）とにより構成さ
れる。１フレームは２０ｍｓｅｃであるので符号化速度
は１３Ｋｂｐｓとなる。
グで８ビット量子化された入力音声信号（６４Ｋｂｐｓ
）は、短期予測分析器１１により１フレーム毎（１６０
サンプル：２０ｍｓｅｃ）に短期予測分析（線形予測分
析ともいう）が施される。即ち入力音声信号からスペク
トル包絡情報Ｐａを抽出して出力するとともに、スペク
トル包絡成分を取り除いた信号である短期予測残差信号
ａ（１６０サンプル）を生成して出力する。次に、短期
予測残差信号ａは、長期予測分析器１２により４つのサ
ブフレーム（４０サンプル）に分割されサブフレーム毎
にピッチ情報Ｐｂを抽出して出力するとともに、更にピ
ッチ成分を取り除いた信号である長期予測残差信号ｂ（
４０サンプル）を生成して出力する。この長期予測残差
信号ｂ（４０サンプル）はＬＰＦ（低域ろ波器）１３に
より１／３に帯域制限され信号ｃが得られる。信号ｃは
３つのグリッドを有するスイッチＳにより１／３にダウ
ンサンプリングされるが、このときグリッド選択器１４
により電力が最大となるグリッドの信号列（１３サンプ
ル）が選択され、それらが等間隔パルス情報Ｐｃとなっ
て出力される。以上のＰａ，Ｐｂ及びＰｃは符号化器１
５により符号化及び多重化されたディジタル列として受
信側に対して送出される。このときの各パラメータに対
する１フレームあたりのビット割り当ては、表１のよう
になる。但し、等間隔パルス情報Ｐｃとしては、その１
３サンプル中の最大値と、それにより正規化された１３
サンプル及び位置情報（グリッド番号）とにより構成さ
れる。１フレームは２０ｍｓｅｃであるので符号化速度
は１３Ｋｂｐｓとなる。
【表１】
【０００４】図３（Ｂ）では、受信したディジタル列は
分離回路２１により、等間隔パルス情報Ｐｄ，ピッチ情
報Ｐｅ，スペクトル包絡情報Ｐｆを分離した後、長期予
測残差信号再生器２２により等間隔パルス情報Ｐｄから
長期予測残差信号ｄを再生する。ここでは、送られてき
た等間隔パルスを元のグリッド位置に再配置し、等間隔
パルスが存在しないサンプル点には０を挿入する。次に
、長期予測合成器２３により長期予測残差信号ｄにピッ
チ情報Ｐｅを付加し、短期予測残差信号ｅを再生する。 次に、短期予測合成器２４により短期予測残差信号ｅに
スペクトル包絡情報Ｐｆを付加して再生音声信号を出力
する。
分離回路２１により、等間隔パルス情報Ｐｄ，ピッチ情
報Ｐｅ，スペクトル包絡情報Ｐｆを分離した後、長期予
測残差信号再生器２２により等間隔パルス情報Ｐｄから
長期予測残差信号ｄを再生する。ここでは、送られてき
た等間隔パルスを元のグリッド位置に再配置し、等間隔
パルスが存在しないサンプル点には０を挿入する。次に
、長期予測合成器２３により長期予測残差信号ｄにピッ
チ情報Ｐｅを付加し、短期予測残差信号ｅを再生する。 次に、短期予測合成器２４により短期予測残差信号ｅに
スペクトル包絡情報Ｐｆを付加して再生音声信号を出力
する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の方式の問
題点を図４を用いて説明する。図４（Ａ）は、長期予測
残差信号ｂのスペクトルであり、これを図４（Ｂ）の理
想ＬＰＦによりフィルタリングすれば、図４（Ｃ）のよ
うな信号が得られ、これを１／３のダウンサンプリング
しても折り返し歪みは発生しない。しかし、従来の方式
でのフィルタリングは、時間領域で理想ＬＰＦのインパ
ルス応答と長期予測残差信号列との畳み込みを行うこと
により実現しており、無限長であるはずのインパルス応
答を１１サンプルのみで打ち切っているため、図４（Ｄ
）のようなスペクトルとなり、これによりフィルタリン
グされた信号は、図４（Ｅ）のようになる。これを１／
３にダウンサンプリングすれば、図４（Ｆ）に示すよう
にな折り返し歪み（斜線部分）が生じる。これが再生音
に影響し、１人の発声した音声があたかも２人が発声し
ているように聞こえる現象が起きる。また、折り返し歪
みが大きくなるため、これ以上長期予測残差信号のサン
プルを間引くことが出来ず、符号化速度をこれより低く
するのは困難である。
題点を図４を用いて説明する。図４（Ａ）は、長期予測
残差信号ｂのスペクトルであり、これを図４（Ｂ）の理
想ＬＰＦによりフィルタリングすれば、図４（Ｃ）のよ
うな信号が得られ、これを１／３のダウンサンプリング
しても折り返し歪みは発生しない。しかし、従来の方式
でのフィルタリングは、時間領域で理想ＬＰＦのインパ
ルス応答と長期予測残差信号列との畳み込みを行うこと
により実現しており、無限長であるはずのインパルス応
答を１１サンプルのみで打ち切っているため、図４（Ｄ
）のようなスペクトルとなり、これによりフィルタリン
グされた信号は、図４（Ｅ）のようになる。これを１／
３にダウンサンプリングすれば、図４（Ｆ）に示すよう
にな折り返し歪み（斜線部分）が生じる。これが再生音
に影響し、１人の発声した音声があたかも２人が発声し
ているように聞こえる現象が起きる。また、折り返し歪
みが大きくなるため、これ以上長期予測残差信号のサン
プルを間引くことが出来ず、符号化速度をこれより低く
するのは困難である。
【０００６】以上をまとめると従来の方式の欠点は、次
のようになる。 （１） ＬＰＦの不完全さによる折り返し歪みが発生
し再生音の品質が劣化する。 （２） 低ビットレート化が困難である。
のようになる。 （１） ＬＰＦの不完全さによる折り返し歪みが発生
し再生音の品質が劣化する。 （２） 低ビットレート化が困難である。
【０００７】本発明の目的は、従来方式の欠点となって
いる折り返し歪みによる品質への悪影響を軽減し、さら
に低い符号化速度での音声符復号化方法及びその装置を
提供することである。
いる折り返し歪みによる品質への悪影響を軽減し、さら
に低い符号化速度での音声符復号化方法及びその装置を
提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の実施例を
示す音声符復号化装置のブロック図であり、（Ａ）は音
声符号化装置、（Ｂ）は音声復号装置である。
示す音声符復号化装置のブロック図であり、（Ａ）は音
声符号化装置、（Ｂ）は音声復号装置である。
【０００９】図１（Ａ）において、８ｋＨｚサンプリン
グで８ビット量子化された入力音声信号（６４Ｋｂｐｓ
）は短期予測分析器３１により１フレーム毎（１６０サ
ンプル：２０ｍｓｅｃ）に短期予測分析が施される。 即ち入力音声信号からスペクトル包絡情報Ｐｇを抽出し
て出力するとともに、スペクトル包絡成分を取り除いた
信号である短期予測残差信号ｇ（１６０サンプル）を生
成して出力する。次に、この短期予測残差信号ｇは、長
期予測分析器３２により４つのサブフレーム（４０サン
プル）に分割され、サブフレーム毎にピッチ情報Ｐｈを
抽出して出力するとともに、さらにピッチ成分を取り除
いた信号である長期予測残差信号ｈ（４０サンプル）を
生成して出力する。この長期予測残差信号ｈ（４０サン
プル）は離散コサイン変換（ＤＣＴ）器３３により周波
数領域に変換されＤＣＴ係数ｉを出力する。ＤＣＴの変
換式については後述する。次にＤＣＴ係数ｉ（４０サン
プル）は、間引き器３４により間引かれ７サンプルによ
り代表される。図２は間引き方法の説明図である。図２
（Ａ）は長期予測残差信号をＤＣＴ変換した結果である
。これを同図（Ｂ）のように、まず、１．３３［ｋＨｚ
］以上の係数を間引く。これは従来の方式の場合のＬＰ
Ｆにより１／３に帯域制限するのと同じ作用をするが、
周波数領域で成分を消去しているので１．３３［ｋＨｚ
］以上の成分が残らず、折り返し歪みが軽減される。 また、さらに符号化速度を低くするために、同図におい
て実線，点線のうち電力の大きいほうを選択し７サンプ
ルを選出する。これらがＤＣＴ係数情報Ｐｉとなる。上
記のＰｇ，Ｐｈ及びＰｉは、符号化器３５により符号化
及び多重化されたディジタル系列として受信側に対して
送出される。このときの各パラメータに対する１フレー
ムあたりのビット割り当ては、表２のようになる。但し
、ＤＣＴ係数情報Ｐｉとしては、その７サンプル中の最
大値とそれにより正規化された７サンプル及び位置情報
（グリッド番号）とにより構成される。
グで８ビット量子化された入力音声信号（６４Ｋｂｐｓ
）は短期予測分析器３１により１フレーム毎（１６０サ
ンプル：２０ｍｓｅｃ）に短期予測分析が施される。 即ち入力音声信号からスペクトル包絡情報Ｐｇを抽出し
て出力するとともに、スペクトル包絡成分を取り除いた
信号である短期予測残差信号ｇ（１６０サンプル）を生
成して出力する。次に、この短期予測残差信号ｇは、長
期予測分析器３２により４つのサブフレーム（４０サン
プル）に分割され、サブフレーム毎にピッチ情報Ｐｈを
抽出して出力するとともに、さらにピッチ成分を取り除
いた信号である長期予測残差信号ｈ（４０サンプル）を
生成して出力する。この長期予測残差信号ｈ（４０サン
プル）は離散コサイン変換（ＤＣＴ）器３３により周波
数領域に変換されＤＣＴ係数ｉを出力する。ＤＣＴの変
換式については後述する。次にＤＣＴ係数ｉ（４０サン
プル）は、間引き器３４により間引かれ７サンプルによ
り代表される。図２は間引き方法の説明図である。図２
（Ａ）は長期予測残差信号をＤＣＴ変換した結果である
。これを同図（Ｂ）のように、まず、１．３３［ｋＨｚ
］以上の係数を間引く。これは従来の方式の場合のＬＰ
Ｆにより１／３に帯域制限するのと同じ作用をするが、
周波数領域で成分を消去しているので１．３３［ｋＨｚ
］以上の成分が残らず、折り返し歪みが軽減される。 また、さらに符号化速度を低くするために、同図におい
て実線，点線のうち電力の大きいほうを選択し７サンプ
ルを選出する。これらがＤＣＴ係数情報Ｐｉとなる。上
記のＰｇ，Ｐｈ及びＰｉは、符号化器３５により符号化
及び多重化されたディジタル系列として受信側に対して
送出される。このときの各パラメータに対する１フレー
ムあたりのビット割り当ては、表２のようになる。但し
、ＤＣＴ係数情報Ｐｉとしては、その７サンプル中の最
大値とそれにより正規化された７サンプル及び位置情報
（グリッド番号）とにより構成される。
【表２】
１フレームは２０ｍｓｅｃであるので、符号化速度
は９．２Ｋｂｐｓとなり、低ビットレート化を実現する
ことができる。
は９．２Ｋｂｐｓとなり、低ビットレート化を実現する
ことができる。
【００１０】図１（Ｂ）では受信したディジタル系列は
分離回路４１により、ＤＣＴ係数情報Ｐｊ，ピッチ情報
Ｐｋ及びスペクトル包絡情報Ｐｍとに分離した後、ＤＣ
Ｔ係数補間器４２によりＤＣＴ係数ｊを再生する。ここ
では、図２（Ｃ）に示すように、送られてきたＤＣＴ係
数（７サンプル）を元の周波数位置に再配置し、ＤＣＴ
係数が存在しないサンプル点に０を挿入するか、または
、補間処理により得られた値を挿入する。補間方法の１
例として、直線補間を用いた場合を図２（Ｄ）に示す。 ここでは等間隔に間引かれた成分のみ直線補間し、その
他の間引かれた成分に０を挿入して４０サンプルとして
いる。次に、逆ＤＣＴ変換（ＩＤＣＴ）器４３により時
間領域に変換し長期予測残差信号ｋを再生する。次に、
長期予測合成器４４により長期予測残差信号ｋにピッチ
情報Ｐｋを付加し短期予測残差信号ｍを再生する。 次に、短期予測合成器４５により短期予測残差信号ｍに
スペクトル包絡情報Ｐｍを付加して再生音声信号を出力
する。
分離回路４１により、ＤＣＴ係数情報Ｐｊ，ピッチ情報
Ｐｋ及びスペクトル包絡情報Ｐｍとに分離した後、ＤＣ
Ｔ係数補間器４２によりＤＣＴ係数ｊを再生する。ここ
では、図２（Ｃ）に示すように、送られてきたＤＣＴ係
数（７サンプル）を元の周波数位置に再配置し、ＤＣＴ
係数が存在しないサンプル点に０を挿入するか、または
、補間処理により得られた値を挿入する。補間方法の１
例として、直線補間を用いた場合を図２（Ｄ）に示す。 ここでは等間隔に間引かれた成分のみ直線補間し、その
他の間引かれた成分に０を挿入して４０サンプルとして
いる。次に、逆ＤＣＴ変換（ＩＤＣＴ）器４３により時
間領域に変換し長期予測残差信号ｋを再生する。次に、
長期予測合成器４４により長期予測残差信号ｋにピッチ
情報Ｐｋを付加し短期予測残差信号ｍを再生する。 次に、短期予測合成器４５により短期予測残差信号ｍに
スペクトル包絡情報Ｐｍを付加して再生音声信号を出力
する。
【００１１】ＤＣＴ及びＩＤＣＴの変換式は、入力信号
をＸ（ｎ）とするとそれぞれ次のようになる。（１）
ＤＣＴの場合、求めるＤＣＴ係数Ｘｃ（ｋ）は、但し
、Ｎはブロック当たりのサンプル数ｇ（ｋ）＝１（ｋ＝
０） ｇ（ｋ）＝√２（ｋ＝１，２…，Ｎ−１）（２） Ｉ
ＤＣＴの場合、復元される信号Ｘ（ｎ）は、
をＸ（ｎ）とするとそれぞれ次のようになる。（１）
ＤＣＴの場合、求めるＤＣＴ係数Ｘｃ（ｋ）は、但し
、Ｎはブロック当たりのサンプル数ｇ（ｋ）＝１（ｋ＝
０） ｇ（ｋ）＝√２（ｋ＝１，２…，Ｎ−１）（２） Ｉ
ＤＣＴの場合、復元される信号Ｘ（ｎ）は、
【００１２
】
】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明を実
施することにより、周波数領域でＤＣＴ係数を間引いて
いるため折り返し歪みが発生せず、従来の方法に比べ再
生音声の品質は向上する。また、僅かな品質劣化を伴う
が、９．２Ｋｂｐｓまで符号化速度を下げることも可能
となる等極めて大きい効果がある。
施することにより、周波数領域でＤＣＴ係数を間引いて
いるため折り返し歪みが発生せず、従来の方法に比べ再
生音声の品質は向上する。また、僅かな品質劣化を伴う
が、９．２Ｋｂｐｓまで符号化速度を下げることも可能
となる等極めて大きい効果がある。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図
【図２】本発
明の間引き方法の説明図
明の間引き方法の説明図
【図３】従来の音声符復号化装置のブロック図
【図４】
折り返し歪み発生の説明図
折り返し歪み発生の説明図
１１ 短期予測分析器
１２ 長期予測分析器
１３ ＬＰＦ
１４ グリッド選択器
１５ 符号化器
２１ 分離回路
２２ 長期予測残差再生器
２３ 長期予測合成器
２４ 短期予測合成器
３１ 短期予測分析器
３２ 長期予測分析器
３３ 離散コサイン変換（ＤＣＴ）器３４ 間引き
器 ３５ 符号化器 ４１ 分離回路 ４２ ＤＣＴ係数補間器 ４３ 逆離散コサイン変換（ＩＤＣＴ）器４４ 長
期予測合成器 ４５ 短期予測合成器
器 ３５ 符号化器 ４１ 分離回路 ４２ ＤＣＴ係数補間器 ４３ 逆離散コサイン変換（ＩＤＣＴ）器４４ 長
期予測合成器 ４５ 短期予測合成器
Claims (3)
- 【請求項１】 入力音声信号を短期予測分析によりス
ペクトル包絡情報を抽出するとともに該スペクトル包絡
情報を取り除いた短期予測残差信号を生成し、長期予測
分析により該短期予測残差信号からピッチ情報を抽出す
るとともに該ピッチ情報を取り除いた長期予測残差信号
を生成し、それを離散コサイン変換により周波数領域に
変換して周波数成分であるＤＣＴ係数を出力し、該ＤＣ
Ｔ係数を高域から全体の２／３の成分を消去するととも
に残りの１／３のＤＣＴ係数を等間隔に間引いてＤＣＴ
係数情報を出力し、該ＤＣＴ係数情報，前記ピッチ情報
及び前記スペクトル包絡情報とをディジタル列信号の形
態に符号化した後多重化して伝送路に送出し、該伝送路
を介して受信した前記ディジタル列信号を分離して前記
ＤＣＴ係数情報，前記ピッチ情報及び前記スペクトル包
絡情報を取り出し、該ＤＣＴ係数情報を再生処理してＤ
ＣＴ係数を元の周波数に再配置したのち間引かれた成分
の代わりに全て０を挿入するか又は補間により得られた
値を挿入することにより全ての周波数成分を再生した後
、逆コサイン変換により時間領域に変換して長期予測残
差信号を再生し、長期予測合成により該長期予測残差信
号に前記ピッチ情報を付加して短期予測残差信号を再生
し、次に短期予測合成により該短期予測残差信号に前記
スペクトル包絡情報を付加することにより音声信号を復
号再生するようにした音声符復号化方法。 - 【請求項２】 入力音声信号をスペクトル包絡情報と
該音声信号からスペクトル包絡成分を取り除いた短期予
測残差信号に分割出力する短期予測分析器と、前記短期
予測残差信号をピッチ情報とピッチ成分を取り除いた長
期予測残差信号に分割出力する長期予測分析器と、前記
長期予測残差信号を周波数領域に変換してＤＣＴ係数を
出力する離散コサイン変換器と、該ＤＣＴ係数を高域か
ら全体の２／３の成分を消去するとともに残りの１／３
のＤＣＴ係数を等間隔に間引いてＤＣＴ係数情報を取り
出す間引き器と、前記スペクトル包絡情報，ピッチ情報
およびＤＣＴ係数情報とをディジタル列信号の形態に符
号化したのち多重化して伝送路に送出する符号化器とを
備えた音声符号化装置。 - 【請求項３】 ＤＣＴ係数情報，ピッチ情報及びスペ
クトル包絡情報とを含んでディジタル列信号の形態に符
号化され多重化された信号を受信し、該ディジタル列信
号を分離して前記ＤＣＴ係数情報，前記ピッチ情報及び
前記スペクトル包絡情報を取り出す分離器と、該ＤＣＴ
係数情報を元の周波数に再配置して間引かれた周波数成
分の代わりに０を挿入するか又は補間により得られた値
を挿入することにより全ての周波数成分のＤＣＴ係数を
再生するＤＣＴ係数補間器と、該ＤＣＴ係数を逆コサイ
ン変換して時間領域に変換し長期予測残差信号を再生す
る逆コサイン変換器と、該長期予測残差信号に前記ピッ
チ情報を付加し短期予測残差信号を再生する長期予測合
成器と、該短期予測残差信号に前記スペクトル包絡情報
を付加して音声信号を復号再生する短期予測合成器とを
備えた音声復号装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3035149A JPH04249300A (ja) | 1991-02-05 | 1991-02-05 | 音声符復号化方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3035149A JPH04249300A (ja) | 1991-02-05 | 1991-02-05 | 音声符復号化方法及びその装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04249300A true JPH04249300A (ja) | 1992-09-04 |
Family
ID=12433847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3035149A Pending JPH04249300A (ja) | 1991-02-05 | 1991-02-05 | 音声符復号化方法及びその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04249300A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050814A1 (fr) * | 2000-12-07 | 2002-06-27 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Systeme et procede d'interpolation de signaux |
| JP2003510644A (ja) * | 1999-09-22 | 2003-03-18 | マイクロソフト コーポレイション | スーパーフレーム構造のｌｐｃハーモニックボコーダ |
| JP2008083363A (ja) * | 2006-09-27 | 2008-04-10 | Casio Comput Co Ltd | 音声符号化装置、音声復号装置、音声符号化方法、音声復号方法、及び、プログラム |
| JP2008102520A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Polycom Inc | オーディオ信号の２重変換符号化 |
-
1991
- 1991-02-05 JP JP3035149A patent/JPH04249300A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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