JPH0424780B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、例えば音声信号を周波数変調（FM
変調）して記録再生する音声記録再生装置に使用
して好適な周波数変復調器に関するものである。

従来より、信号の記録再生方法の１つとして、
信号をFM変調して記録する方法が知られてお
り、その応用範囲は多岐にわたつている。

ここでは、映像磁気記録再生装置（以下、単に
VTRと言う。）における音声信号の記録に応用し
た場合を例にとつて説明する。

VTRの記録密度の向上は、近年目覚ましいも
のがあり、約10年前に比べて17倍以上にも達して
いる。また、VTRの小型化も推し進められてい
る。これらにともない、磁気テープの走行速度の
減少や記録トラツク幅の減少が生じている。その
結果、音声信号を固定ヘツドにて高周波バイアス
法で記録する方法では、再生周波数帯域幅の減少
や再生Ｓ／Ｎの劣化、フウ・フラツタ特性の劣化
などの再生音質劣化を生じてしまう。これら再生
音質劣化を防止する方法の１つとして、音声信号
をFM変調し、映像信号と周波数多重して回転ヘ
ツドにより記録する方法（以下、単に音声FM多
重記録方式という。）が知られている。この音声
FM多重記録方式の特徴としては、 (1) 磁気テープ走行速度むらによる時間軸変動の
影響を受けにくいのでワウ・フラツタ特性が良
い。

(2) 再生周波数帯域がテープ走行速度に依存して
おらず、広帯域化が可能である。

などがあげられる。

一般にVTRでは、輝度信号をFM変調し、色
度信号をFM変調輝度信号の下側に低域変換して
記録を行なつているので、FM変調された音声信
号の周波数多重の方法としては、第１図ａのＡに
示すように、上記FM変調輝度信号Ｙと上記低域
変換色度信号Ｃとの間に周波数多重する方法や、
第１図ｂに示すように低域変換色度信号Ｃの下側
に周波数多重する方法などが考えられる。この場
合、音声FM多重記録方式は、構成上FM変調回
路及びFM復調回路が必要である。

第２図に音声FM多重記録方式におけるFM変
復調回路の構成例を示す。記録時には、入力端子
１より入力された音声信号は自動利得制御回路
（AGC回路）２及びブリエンフアシス回路３と過
変調を防止するための振幅クリツプ回路２０を通
り、レベル調整器２１でデビイエーシヨン調整さ
れたのち、FM変調器４に入力されてFM変調さ
れる。FM変調器４の出力信号は低域通過ろ波器
（LPF）５で不要帯域成分が取り除かれ、レベル
調整器６で記録レベルが調整された後、加算器１
８で入力端子１９より入力するFM変調映像信号
と加算される。加算器１８の出力信号は、磁気ヘ
ツド７にて磁気テープ８上に記録される。また、
FM変調器４への入力信号は、スイツチ回路１５
及びデイエンフアシス回路１６を通つて出力端子
１７より記録モニター信号として出力される。再
生時は、磁気テープ８より磁気ヘツド７にて再生
されたFM信号のうちFM音声信号のみが帯域通
過フイルタ（BPF）１３で抽出される。この抽
出されたFM音声信号は、リミツタ回路９を通つ
たのち、掛算器１０と移相器１１より構成される
クオドラチヤ検波回路１２にてFM復調される。
上記クオドラチヤ検波回路１２でFM復調された
信号は、レベル調整器１４、スイツチ回路１５及
びデイエンフアシス回路１６を通つたのち、出力
端子１７より再生音声信号として出力される。こ
こでレベル調整器１４は、記録時モニター信号の
出力レベルと再生時出力音声信号のレベルを合わ
せるためのものであり、スイツチ回路１５は記録
時及び再生時に切換わるように制御される。

なお、FM変調器４としては、マルチバイブレ
ータやバリキヤツプ等を用いた電圧制御形発振器
（VCO）が、また、FM復調回路１２としては、
上記したクオドラチヤ検波回路のほかにフエーズ
ロツクドループ（PLL）検波回路やパルスカウ
ント検波回路等も使用できる。

しかし、上記した単にFM復調器とを組合せた
FM変復調回路は、 (1) 回路規模が大きい。

(2) IC化を考えた場合、必要端子数が多い。例
えば、FM変調器としてエミツタ結合形非安定
マルチバイブレータ、FM復調器としてクオド
ラチヤ検波回路を用いてIC化した場合、FM変
調器で３端子、FM復調器で３端子の合せて６
端子も必要である。その上、コイルやコンデン
サなどの周辺回路部品も多い。

(3) 記録時モニター信号レベルと再生時音声出力
レベルとのレベル調整が必要である。

などの欠点がある。

本発明の目的は、上記した技術の欠点をなく
し、回路規模が小さいと共に、IC化した場合に
外付け用引出し端子数が少なく、発振周波数が安
定なFM変復調器を提供することにある。

本発明は上記目的を達成するため、FM変調器
の出力信号と基準信号との偏差量を検出する自動
周波数制御回路（AFC）を備えたFM変調器と位
相検波器とループフイルタとスイツチ回路とで
FM変復調器を構成し、記録時には、スイツチ回
路の動作によりAFCを備えたFM変調器にてFM
変調を行ない、復調時には上記AFCを備えたFM
変調器、位相検波回路、ループフイルタとスイツ
チ回路とでPLL検波回路を構成し、FM復調を行
なうようにした点に特徴がある。このようにする
ことによつて、回路規模を小さくでき、かつ、
IC化した場合の引出し端子数も少なくてよい。
さらに、記録時モニター信号と復調音声信号との
出力レベル調整が不要であることや、発振周波数
のバラツキや温度特性による変化を無視できるな
どの利点がある。

以下、本発明を実施例によつて詳しく説明す
る。第３図は、本発明を適用した音声FM多重記
録方式におけるFM変復調器の一実施例を示し、
破線で囲んだ部分は集積回路（IC）の構成とな
つている。記録時は、入力端子１より入力した音
声信号は、AGC回路２及びプリエンスフアシス
回路３を通つてプリエンフアシスされたのち、端
子３３より出力される。ここで、端子３２，３３
には抵抗、コンデンサが図示のように接続されて
プリエンフアシス回路を構成している。また、プ
リエンフアシスされた音声信号をダイオードで検
波して得られるAGC回路制御信号が端子３１に
印加される。このAGC回路は、上記のようにプ
リエンフアシス回路３の出力信号で動作制御を行
なつており、過変調を防止するためのクリツプ回
路の働きも兼ねている。上記端子３３より出力さ
れるプリエンフアシスされた音声信号は、可変抵
抗２１でデビイーエーシヨン調整のためにレベル
調整が行なわれたのち、端子３４よりスイツチ回
路２２を通して加算器２３に入力される。そし
て、分周器２５、位相検波器２６、ループフイル
タ２７よりなるAFC回路より出力される制御信
号と加算される。加算器２３の出力信号は、発信
振器２４（本実施例では、エミツタ結合形マルチ
バイブレータを用いている。）に入力され、FM
変調を受ける。ここで、AFC回路の動作は、発
振器２４の出力信号を1/46725に分周器２５で分
周した信号と端子２８より入力される基準信号
（本実施例では30Hzの矩形波）とを位相検波器２
６で位相検波し、脈動分をループフイルタ２７で
除去して発振器２４の発振制御信号を得て、加算
器２３を通して発振器２４を制御するPLL構成
であり、本実施例では発振周波数が89H（Hは
水平同期信号の周波数を表わす。）となるように
制御している。

また、発振器２４は入力される音声信号に応じ
て発振周波数が変化するので、AFC回路はこの
発振周波数の変動の影響を受けないようにする必
要があり、位相検波する周波数は音声信号帯域よ
りも低い周波数でなければならない。そこで、入
力端子２８から入力される基準信号は、例えば本
実施例で用いた30Hzの矩形波などの低周波数でな
ければならない。したがつて、加算器２３に入力
されるAFC回路の出力である発振周波数制御信
号は、ループフイルタ２７でさらに脈動分が除去
されるので、ほぼ直流成分のみとなる。なお、基
準信号は本例の他に水平同期信号あるいは色度信
号搬送波などを低周波数まで分周したものでもよ
い。ここで、端子３５，３６に接続されているコ
ンデンサ４６、抵抗４７，４８と可変抵抗４９
は、発振器２４の発振周波数を調整するためのも
のであり、端子３８に接続されている抵抗は、上
記エミツタ結合形マルチバイブレータを用いた発
振器２４の電流源用抵抗である。端子３９には
AFC回路のループフイルタ２７を構成するコン
デンサ５１が接続される。

次に上記発振器２４の出力信号は端子３７を通
つて、LPF5に入力し、不要帯域成分が除去され
たのち、記録レベルがレベル調整器６で調整され
る。そののち、加算器１８で入力端子１９より入
力するFM映像信号と加算されて、磁気ヘツド７
にて磁気テープ８上に記録される。ここで、記録
時モニター信号としては、加算器２３に加えられ
るAFC制御信号がほぼ直流成分のみであること
から、加算器２３の出力信号すなわち、発振器２
４への入力信号が端子４０に接続された抵抗５２
とコンデンサ５３よりなるデイエンフアシス回路
１６を通つた後、出力端子１７より出力される。

以上説明したように、上記AFC回路と発振器
２４とで構成される回路（図中１点鎖線で囲んだ
部分）は、FMキヤリア周波数の安定なFM変調
器４を構成している。

再生時には、磁気テープ８より磁気ヘツド７に
て再生されたFM信号よりBPF１３にてFM音声
信号のみを抽出し、該FM音声信号は端子４５へ
入力する。端子４５に入力されたFM音声信号は
リミツタ回路９を通つた後、位相検波回路２９、
スイツチ回路２２、ループフイルタ３０と上記
AFCと発振器２４とからなるFM変調器４とで
PLL検波回路を構成したFM復調器でFM復調さ
れる。FM復調された音声信号は、加算器２３の
出力信号、すなわち、発振器２４への入力信号で
あり、端子４０に接続されたデイエンフアシス回
路１６を通つた後、出力端子１７より出力され
る。ここで、端子４４にはループフイルタ３０を
構成するコンデンサ５４が接続される。また、リ
ミツタ回路９、及び位相検波回路２９は、端子４
３より入力される記録再生切換信号にて再生時の
み動作するように構成されており、位相検波回路
２６、分周器２５、ループフイルタ２７よりなる
AFC回路と発振器２４で構成されるFM変調器４
は入力端子４１より入力される電源V_ccにて常時
動作している。

なお、本実施例では、記録時モニター信号及び
FM復調された音声信号として、加算器２３の出
力信号すなわち、発振器２４への入力信号を用い
たが、スイツチ回路２２の出力信号を用いても何
ら差し支えない。このように、AFC回路と発振
器２４とで構成されるFM変調器４を再生時の
PLL検波回路の一部として、記録再生で供用し
ているため、記録時のFM変調器４への入力信号
レベルと、再生時のFM変調器４への入力信号レ
ベルが等しくなる。つまり、記録時モニター信号
と再生音声信号との出力レベル調整が不要である
と共に、記録再生によりFM変調器４の入力信号
レベル対周波数変換特性が補償されるため、歪率
を良くすることができる。また、FM変調回路４
を再生時のFM復調回路の一部として共用してい
るため、回路規模を小さくすることができる。

さらにまた、IC化をした場合、本実施例は第
２図に示したエミツタ結合形マルチバイブレータ
を用いたFM変調器のクオドラチヤ検波による
FM復調器とを単に組合せただけのFM変復調回
路に比べて、引出し端子数を復調系の２端子を少
なくでき、また他の組合せによるFM変復調回路
と比べても１〜３端子少なくできる。

次に、AFC回路と発振器２４とからなるFM変
調器４を記録時及び再生時に共用できるようにし
ているスイツチ回路２２について述べる。上述し
たように第３図においてFM変調器４は、端子４
１より入力される電源V_ccにて常時動作しており、
リミツター回路９、位相検波回路２９は、端子４
３より入力される記録再生切換信号にて再生時の
み動作するように構成されており、スイツチ回路
２２は、記録再生切換信号によつて記録再生時に
切換わるように制御されている。第４図にこのス
イツチ回路２２と上記AFC回路の制御信号を加
算するための加算器２３の具体的構成の１例を示
す。トランジスタＱ２のベースは、抵抗５５〜５
７とダイオードＤ１〜Ｄ３とトランジスタＱ１よ
りなるバイアス回路より抵抗５８，５９を通して
電位が与えられると共に記録音声信号の入力端子
３４と再生時のみ動作するトランジスタＱ４が接
続されている。また、トランジスタＱ３のベース
には、再生時に入力端子６４から位相検波回路２
９（第３図）及びループフイルタ３０（第３図）
を通つた信号と電位が印加される。トランジスタ
Ｑ２、Ｑ３のエミツタは結合され、その結合され
たエミツタに抵抗６０、トランジスタＱ５が直列
に接続され、該トランジスタＱ５のエミツタに抵
抗６１が接続されている。このトランジスタＱ５
のベースには、入力端子６３から位相検波回路２
６（第３図）とループフイルタ２７（第３図）を
通つたAFC制御信号が印加される。よつて、記
録時には、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ５がオン
で、トランジスタＱ３，Ｑ４がオフとなるため、
入力端子３４から入力された音声信号はトランジ
スタＱ２のエミツタと抵抗６０を経て、トランジ
スタＱ５のコレクタに出力する。ここで、トラン
ジスタＱ５のコレクタには、トランジスタＱ５の
ベースに印加されるAFC制御電圧に応じた電位
があらわれ、上記音声信号にこのAFC制御電圧
に応じた直流電位が加算され、出口端子６５，６
６へ出力される。出力端子６５へ出力された音声
信号とAAFC制御信号との加算信号は発振器２４
へ入力されFM変調を受け、出力端子４０へ出力
された上記加算信号は、デイエンフアシス回路１
６へ入力されて記録時モニター信号となる。再生
時には、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５が
オンとなり、トランジスタＱ２がオフとなるた
め、位相検波回路２９（第３図）及びループフイ
ルタ３０（第３図）を通つたFM復調信号が、ト
ランジスタＱ３のエミツタと抵抗６０を経て、ト
ランジスタＱ５のコレクタに出力する。ここで、
トランジスタＱ５のコレクタにはAFC制御電圧
に応じた直流電位が出力されるので、上記FM復
調信号と加算され、出力端子４０，６５へ出力さ
れる。出力端子６５へ出力された上記加算信号は
発振器２４へ入力され、出力端子４０へ出力され
た加算信号は、デイエンフアシス回路１６へ入力
され、再生音声信号となる。従つて、本スイツチ
回路の働きにより、AFC回路と発振器２４とよ
りなるFM変調器４を記録時と再生時に共用する
ことができる。なお、第４図に示したスイツチ回
路では、記録モニター信号及びFM復調信号をト
ランジスタＱ５のコレクタより取り出している
が、トランジスタＱ２、Ｑ３の結合されたエミツ
タ部から取り出してもよい。さらに、上記動作を
行なうスイツチ回路の具体的構成として、上述の
実施例以外の種々のものを採用しうる。

ところで、一般にVTRでは、トラツキング余
裕度を得るためやスローモーシヨン、スチル（静
止画）などの言わゆる可変速再生を行なうため
に、ヘツド幅Ｈをビデオトトラツク幅Ｔに対し
て、Ｔ≦Ｈ≦2T程度に設定している。そのため、
隣接トラツクからのクロストーク妨害を受ける。
特に、音声FM多重方式では、このクロストーク
妨害により生ずるクロストークノイズがクロスト
ーク信号との差周波数に比例して発生するため、
再生音声信号に付随して聞こえ大変聞障りであ
る。このクロストーク妨害を防止する手段とし
て、ビデオトラツクごとにFMキヤリア周波数を
異にする方法がある。本発明を上記クロストーク
妨害を防止する方法に応用した１実施例を第５図
に示す。記録時は、入力端子１より入力された音
声信号がAGC回路２とブリエンフアシス回路３
を通つて、プリエンフアシスされる。ここで、６
６はAGC回路を制御するための検波回路である。
プリエンフアシスされた音声信号は、２つに分か
れ、１方はレベル調整器２１でデビイエーシヨン
調整されたのち、スイツチ回路２２加算器２３を
経て、発振器２４に入力され、FM変調を受け
る。他方は、同様にレベル調整器６７でデビイエ
ーシヨン調整された後、スイツチ回路６８、加算
器６９を経て、発振器７６に入力され、FM変調
を受ける。ここで、加算器２３，６９では、各々
分周器２５，７１と位相検波器２６，７２とルー
プフイルタ２７，７３で構成されるAFC回路の
制御信号が上記プリエンフアシスされた音声信号
に加算される。また、発振器２４，７６と上記各
AFC回路とでFM変調器４，８５（図中点線で囲
んだ部分）が構成される。FM変調器４の発振周
波数は89H、FM変調器８５の発振周波数は91H
である。上記発振器２４，７６でFM変調された
信号は、各々LPF５，７４で不要帯域成分を除
去された後、記録レベルをレベル調整器６，７５
で調整されて、加算器１８，７６で入力端子１９
より入力するFM映像信号と各々加算される。各
加算信号は、回転ヘツド７，７７にて磁気テープ
８上に各々記録される。ここで、スイツチ回路２
２の出力であるプリエンフアシスされた音声信号
とスイツチ回路６８の出力信号とは、各々直流電
位を切ることなく、スイツチ回路８４に供給され
るが、スイツチ回路６８の出力信号はその直流電
位及び信号レベルがスイツチ回路２２の出力信号
と同一となるように直流電位調整器８２と信号レ
ベル調整器８３とで調整される。記録モニター信
号は、入力端子８６より入力するトラツク切換信
号で切換わる上記スイツチ回路８４の出力信号で
あり、デイエンフアシス回路１６を通つて出力端
子１７より出力される。

再生時には、磁気テープ８より磁気ヘツド７，
７７にて再生されたバースト状のFM信号より
BPF１３，７８にて各々FM音声信号を抽出す
る。抽出されたFM音声信号は各々リミツタ回路
９，７９を通つたのち、位相検波回路２９、スイ
ツチ回路２２、ループフイルタ３０と上記AFC
と発振器２４とからなるFM変調器４で構成され
るFM復調器と同様な位置検波回路８６、スイツ
チ回路６８、ループフイルタ８１と上記FM変調
器８５で構成されるFM復調器とで各々FM復調
される。FM復調された音声信号は、スイツチ回
路２２，６８の出力信号として、記録時モニター
信号と同様の経路でスイツチ回路８４で切換えら
れて出力端子１７に出力される。ただし、本発明
によるFM変復調器は、発振周波数が安定である
ことと、記録時モニター信号と再生音声信号との
信号レベルが同じであるという利点があるので、
改めて直流電位調整器８２、及び信号レベル調整
器８３を調整する必要がない。さらに、本発明の
FM変復調器を用いると、他のVTRで記録した
磁気テープを別のVTRで再生する、いわゆる互
換再生においてもAFCを用いているため、発振
周波数が極めて安定である上に、FM変調器を再
生時にも共用しているため、再生時の直流電位偏
差及び信号レベル偏差がほとんど生じずトラツク
切換時点でのノイズや歪を発生しにくいという利
点がある。

なお、以上詳述した本発明の実施例において
は、音声がモノラルである場合を例示したが、ス
テレオ音声の場合にも本発明の適用が可能である
ことは言を待たない。このように本発明を用いる
ことにより、ビデオトラツクごとにFMキヤリア
周波数を異ならして隣接トラツクからのクロスト
ーク妨害を防止する方法を簡単な回路と簡単な調
整で実現できる。特に、バースト状の再生音声信
号を直流電位と信号レベルの固定的な調整によ
り、トラツク切換周期の歪もほとんどなく連続信
号とすることができ、音質上有効である。

なお、第５図に示した本実施例では、記録時モ
ニター信号トラツク切換信号により切換えて出力
したが、スイツチ回路８４をどちらか一方に切換
えたままして出力しても差し支えない。また、以
上述べたすべての実施例において、発振器２４，
７６としてエミツタ結合マイチバイブレータを用
いる例を述べたが、他の発振器でも良いことは明
らかである。さらに、本実施例ではAFC回路を
PLL回路構成として説明したが、他の構成のも
のでよい。さらにまた、本実施例ではAFC制御
信号とプリエンフアシスされた音声信号との加算
信号で発振器を制御している構成であるが、上記
AFC制御信号と音声信号とが別々に発振器を制
御する構成においても等価的に加算信号で制御し
たことと同一であることは明らかである。

以上説明したように、本発明を用いれば、 (1) 記録時モニター信号と再生音声信号との出力
レベルが等しく、調整が不要である。

(2) 再生音声信号の歪率が良い。

(3) IC化した場合、引出し端子数が少なく、か
つ周辺部品点数も少なく回路規模が小さい。

(4) 発振器の発振周波数が安定である。

(5) 上記利点にともない、ビデオトラツクごとに
FMキヤリア周波数を異ならして隣接トラツク
からのクロストーク妨害を防止する手段におい
ても、回路規模が小さく、かつ調整箇所が少な
く実現できる。

などの本発明の効果は極めて大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は音声FM多重記録方式の記録信号スペ
クトラムの例を示す図、第２図は音声FM多重記
録方式におけるFM変復調回路の従来例を示すブ
ロツク図、第３図は本発明を適用したFM変復調
器の一実施例を示すブロツク図、第４図は第３図
に示したスイツチ回路の具体的一例を示す回路
図、第５図は本発明を隣接トラツクからの妨害を
防止する手段に応用した一実施例を示すブロツク
図である。 ２２，６８……スイツチ回路、２３，６９……
加算器、２５，７１……分周器、２６，２９，７
２，８０……位相検波器、２７，３０，７３，８
１……ループフイルタ、２４，７０……発振器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力端子と出力端子とを有し、入力端子に供
   給される信号に応じた周波数の出力信号を出力端
   子に発生する可変発振器と、 記録および再生のいずれの動作時においても上
   記可変発振器の出力信号と基準信号との周波数偏
   差量を検出し、検出された周波数偏差量を直流化
   して上記可変発振器の入力端子に帰還し、上記周
   波数偏差量を減少させる自動周波数制御回路と、 記録されるべき音声信号を上記可変発振器の入
   力端子に供給して周波数変調し、この周波数変調
   信号を磁気ヘツドに供給する記録手段と、 上記磁気ヘツドから得られる再生信号が供給さ
   れる第１入力端子と上記可変発振器からの出力信
   号が供給される第２入力端子とを有し、第１およ
   び第２入力端子に供給される信号の位相差に応じ
   た位相検波出力を発生する位相検波器と、 上記位相検波出力を平滑するループフイルタ
   と、上記ループフイルタから出力される平滑され
   た位相検波出力を上記可変発振器の入力端子に供
   給して、上記可変発振器、位相検波器およびルー
   プフイルタともにループを形成して上記周波数変
   調信号をPLL復調し、上記平滑された位相検波
   出力を再生信号として外部へ出力する復調手段
   と、からなることを特徴とする音声信号周波数変
   復調器。