JPH04207802A - デジタル型ｆｍ信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） この発明はＦ　Ｍ変調波をデジタル形式で復調するデジ
タル型Ｆ　Ｍ信号復調装置に関する。

（従来の技術） 従来のＦＭ信号復調装置として、第４図に示すような構
成か代表される。この装置に入力されたＦ　Ｍ変調波Ｓ
ＩＮは、ＩＦ分配器１１て２系統に分配され、それぞれ
中心周波数ｆ、、ｆ２の同調回路１２．．１２２に導か
れる。各同調回路１２１．１２□はそれぞれ第２図（ａ
）に示すような周波数特性を有する。ｆｏはＦ　Ｍ変調
波Ｓいの搬送波周波数であ・る。各同調回路１２＋、’
ｌ’２２で得られた周波数信号は検波ダイオード１３．
。

１３２で互いに逆極性を持って検波され、加算器１４て
加算される。すなわち、この加算器１４は、第５図に示
すような８字復調特性を持つことになる。加算器１４の
出力は低域フィルタ１５で不要な高周波成分を除去され
、ＦＭ復調信号Ｓ。Ｕ７として出力される。但し、この
方式は回路が簡易な反面、同調回路のバランス、検波器
の非直線性の影響を受けるため、良好な復調特性を得る
ことが困難であるという欠点を有している。

一方、第６図に示すように、−ＦＭ変調波ＳＩＮを矩形
波変換器２１て矩形波に変換し、そのエツジで単安定マ
ルチバイブレータ２２を動作させ、第７図に示すような
一定幅の粗密パルス列を生成し、低域フィルタ２３で直
流成分を取り出す方式が実用化されている。尚、第７図
（ａ）は変調信号の波形、同図（ｂ）は搬送波信号を（
ａ）図の変調信号によってＦ　Ｍ変調した場合のＦ　Ｍ
変調波Ｓいの波形、同図（ｃ）は矩形波変換器２１の出
力波形、同図（ｄ）は単安定マルチバイブレータ２２の
８カ波形、同図（ｅ）は低域フィルタ２３の出力波形（
ＳＱＬＩＴ）を示している。この方式は回路構成が簡単
なものの、入力信号ＳＩＮの周波数に比べて相当高い周
波数で動作するデジタル集子が必要なこと、矩形波変換
器２１、単安定マルチバイブレータ２２がアナログ動作
のため、回路調整が必要で、しかも温度変化の影響を受
けやすい等の欠点を有している。

ところが、近年、Ａ／Ｄ変換器の高速化に伴って、第８
図に示すようなデジタル型Ｆ　Ｍ信号復調装置が提案さ
れている。この装置では、入力Ｆ　Ｍ変調波ＳＩＮは、
ハイブリッド分配器３１に導がれ、ここで同相成分（０
°）と直交成分（９０’）に分配された後、それぞれＡ
／Ｄ変換器３２１゜３２２でデジタル信号に変換されて
逆正接回路（位相角演算器）３３に入力される。この逆
正接回路３３は、Ａ／Ｄ変換後のデータよりサンプリン
グ時点の同相成分をｓｉｎθ、直交成分をＣＯＳθとし
てとらえ、ｔａｎ−’θを演算することにより位相角θ
（１）を求めるものである。

ｎ番目のサンプル値Ｓ。と一つ前のサンプル値Ｓ　ｎ−
１の各位相角θ。、θ。−１を第９図に示す。

ＳｏとＳ　Ｉ＋−１との間のｆ。はｎサンプル目の周波
数を表し、 ｆ、−ｄθ／ｄｔ−Δθ／Δｔ −（θ。−θ。−１）／Ｔ である。

上記逆正接回路３３の出力は、１サンプル遅延回路３４
、及び減算回路３４２による微分回路３４に送られる。

この微分回路３４は入力した位相角データθ（Ｔ、）を
遅延回路３４１て１サンプル分遅延しくθ（”ｒｆｉ−
、）　）、減算回路３４２で遅延前後の値を減算して、
その変化分子（Ｔ、）（−θ（Ｔ、）−θ（’ｒ、−，
））を求めるものである。この微分回路３４の８力は、
減算回路３５で搬送波固有の周波数成分を除去された後
、Ｄ／Ａ変換器３６てアナログ信号に変換され、ＦＭ復
調信号Ｓ。ＬＩＴとして出力される。この方式は、前記
の２方式に比べ、全ての信号処理がデジタルであるため
、動作の安定性、復調特性の点で優れている。

さらに具体的に説明するに、入力信号Ｓいを次のように
定義する。

Ｓ　ＩＮ−ｓｉｎ　（（ＪＪＯ＋Δω）　　ｔ　　　　
−（１）但し、ω。：搬送周波数 Δω：変調信号による周波数変化分 この場合、逆正接回路３３の出力は、 （ω０＋Δω）ｔ　　　　　　　　・・・（２）と与え
られる。ここで、Ａ／Ｄ変換器３２１゜３２２のサンプ
リング時刻をＴｏ、Ｔ、、　　。

Ｔｌｌ、その間隔をΔＴとすると、逆正接回路３３の出
力は θ（Ｔ、）、　　θ（Ｔ＋　）、”’、　　θ（Ｔ、、
）・・・（３） で与えられる。但し、θ（Ｔ）は時刻Ｔにおける入力信
号の位相角を表す。したがって、微分回路３４の出力は
Ｓａ　　（Ｔ）は次式で与えられる。

５Ｂ（Ｔ、）−θ　（Ｔ、）　　−θ　＋’、Ｔ、−，
）−（ω。＋Δω）ＩＴ、−＋　十ΔＴ）−（ω０　〒
ΔωＩＴ、。

一ω０　・　ΔＴ±Δω　・　ΔＴ　　　　　　−・　
（４）り４）式中第１項は、搬送周波数成分による位相
角変化量を示す。ω。、ΔＴは一定値であり、定数とな
る。したがって、減算回路３５てω。・ΔＴを減しるこ
とにより、変調信号に比例した成分Δω・△Ｔ（八Ｔは
定数）を取り出すことができる。

しかしながら、上記ＦＭ信号復調装置は、スレッシュホ
ールドレベル（Ｃ／Ｎが１０６Ｂ　：　Ｃはキャリア、
Ｎはノイズ）以下で復調Ｓ／Ｎか急激に低下する問題を
有している。これは、入力ＦＭ変調波に搬送波レベルを
越す雑音が乗った場合に、位相角の急激な変化か生じ、
インパルス性雑音となる。第１０図（ａ）にＣ／Ｎが大
きい（Ｓ／Ｎが小さい）場合、同図（ｂ）にＣ、、／　
Ｎか小さい（Ｓ／Ｎが大きい）場合を示す。

すなわち、通信回線の雑音は主として熱雑音てあり、そ
の振幅分布はガウス分布に従う。よって、Ｃ／Ｎ１０ｄ
Ｂ以下で上記現象、？１顕著と−る。これはＦ　Ｍ通信
方式に固をの現象であり、北ａａ　Ｚ’＜置のみならす
、第４図、第６図に示すいずれの復調装置でも差はない
。

ここで、上記問題点を改善下る方式としで、Ｆ　Ｍフィ
ードバック（ＦＭＦＢ）方式や位相同期検出（Ｐ　Ｌ　
Ｄ　：　Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋ　Ｄｅｔｅｃ、ｔｏｒ　
）方式等ρ・提案されているが、いずれも局部発振周波
数をＦ　Ｍ信号中の変調成分に追随させることにより、
見掛上ＩＦ倍信号周波数偏移位置を下げ、帯域フィルタ
を狭帯域化してＣ／Ｎを向上させることを特徴としてい
る。しかしなから、この様な方式であっても、復調直線
性か局部発振器として利用する電圧制御発振器（Ｖ　Ｃ
Ｏ）の変調直線性に依存すること、変調周波数特性かル
ープの周波数特性に依存するため、特性の調整に多大な
労力か必要となってしまう。

（発明か解決しようとする課題） 以上述べたように従来のデジタル型ＦＮ１１工号復調装
置では、スレッシュホールドレベル以下で復調Ｓ／Ｎか
急激に低下するというＦ　Ｍ通信方式固有の問題や高度
かつ複雑な回路調整を必要とする問題を有している。

この発明は上記の問題を解決するためになされたもので
、Ｆ　Ｍ通信方式固有のスレッシュホールド特性の改善
を図りつつ、高度で複雑な回路調整が不要なデジタル型
ＦＭ信号復調装置を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの発明に係るデジタル型Ｆ
　Ｍ信号復調装置は、ＦＭ変調波を入力して同相成分と
直交成分に分配するハイブリッド分配器と、サンプリン
グ周期を前記入力Ｆ　Ｐｖ１変調波か無変調であるとき
の周期の整数倍に設定し、当該サンプリング周期で前記
同相成分と直交成分をそれぞれデジタル信号に変換する
アナログ／デジタル変換手段と、この手段によるアナロ
グ／デジタル変換後のデータよりサンプリング時点の入
力信号の位相角を演算する位相角演算手段と、この手段
で得られた前記同相成分と直交成分の各位相角の差分を
演算する差分演算手段と、この手段で得られた差分値か
予め定められた許容範囲を越えたか否かを判別する判別
手段と、前記許容範囲に入る差分値を求める補正手段と
、前記判別手段で許容範囲内と判別されたとき前記差分
演算手段の演算結果を導出し、許容範囲外と判別された
とき前記補正手段で求められた差分値を導圧する切換手
段とを具備して構成される。

（作用） 上記構成によるデジタル型Ｆ　Ｍ信号復調装置ては、同
相成分と直交成分の各位相角の差分を演算し、この差分
値か予め定められた許容１囲を越えたか否かを判別して
、許容範囲に入る差分値なる補正値を求め、許容範囲内
と判別されたとき差分演算結果をそのまま導出し、許容
範囲外と判別されたとき前記補正値を導出する。

（実施例） 以下、第１図乃至第３図を参照してこの発明の一実施例
を説明する。但し、第１図において、第８図と同一部分
には同一符号を付して示し、二こでは異なる部分を中心
にのべる。　　、第１図にこの発明の実施例を示すもの
で、この装置は第８図の減算回路３５とＤ／Ａ変換器３
６との間に補正回路が付加されている。この補正回路は
、減算回路３５の出力レベルが基準し・ベルを越えるか
否かを判定するレベル判定回路３７と、減算回路３５の
８力値を１サンプル分遅延する遅延回路３８と、減算回
路３５の出力及び遅延回路３８の出力をレベル判定回路
３７の判定結果に応じて選択的にＤ／Ａ変換器３６に導
出する選択回路３９とで構成される。

上記構成において、以下、第２図を参照しつつその動作
を説明する。

まず、入力ＦＭ変調波ＳＩＮに雑音が存在しない場合は
、　（１）〜　（４）式で示した通りである。しかし、
実際の受信信号には雑音が存在するため、逆正接回路３
３の出力は、 θｓ　　（ｔ）＋θＮ　　（ｔ）　　　　　　・・（５
）と表される。尚、θ５は変調信号成分、θ、は位相雑
音成分である。したかって、減算回路３５の出力は次の
ように与えられる。

（θｓ（Ｔ、）＋θＮ（Ｔ−）１ −（θ５（Ｔ−１）＋θＮ　　（Ｔ−＋　）　！＝（ω
０＋Δω）ΔＴ＋　ｆθＮ（Ｔ、）−θＮ　　（Ｔ−＋
　）　１ ・・・（６） 上式第２項はＦ　Ｍ雑音成分である。

（６）式から明らかなように、Ｃ／Ｎか十分大きい場合
は１θＮ（Ｔ、）−θＮ　　（Ｔ−＋　）　　ｌ　＜　
＜Δω・ΔＴとなるが、Ｃ／Ｎが１０ｄＢ以下となると
、第７図（ｂ）に示したように、雑音によって変調成分
Δω・ΔＴを越えるインパルス雑音か発生する。そこで
、レベル判定回路３７により、減算回路３５の出力Ｓ＋
Ｎ　（Ｓは復調信号、Ｎは雑音）が基準レベルを越える
か否かの判定を行う。

すなわち、信号成分によるサンプル値毎の周波数差は、
周波数偏移量をΔＦ１最高変調周波数をｆｆｆｉとする
と、ΔＦ・２πｆ、・ΔＴを越すことはない。したかっ
て、減算回路３７の出力か（（ΔＦ・２πｆ０・ΔＴ）
＋Ｍｌ　　（Ｐｖｆは微小雑音に対するマージン）を越
えた場合、インパルス性雑音が生じていると判断するこ
とができる。レベル判定回路３７は、選択回路３９に対
し、上記基準レベルを越えない場合は減算回路３５の出
力を選択し、基準レベルを越える場合は遅延回路３８の
出力を選択するように、制御信号を送る。

つまり、通常は減算回路３５の出力値をそのまま導出し
、基準レベルを越えたときのみ、遅延回路３８で遅延さ
れた１つ前の値を補正値としてＤ／Ａ変換器３６へ導出
する。

したがって、上記構成によるデジタル型ＦＭ信号復調装
置は、第２図（ａ）に示すインパルス性雑音が重畳され
たＦＭ変調波を入力しても、何ら回路調整を行うことな
く、同図（ｂ）に示すように復調信号のＳ／Ｎを改善す
ることができる。

第３図はこの発明に係る他の実施例を示すものである。

但し、第３図において、第１図と同一部分には同一符号
を付して、その説明を省略する。

この実施例では、補正回路として、前記レベル判定回路
３７の他、第１乃至第３の遅延回路４０゜４１．４２、
加算器４３．１／２演算器４４て構成される。すなわち
、この装置では、前記レベル判定回路３７で減算回路３
５の出力レベル５（Ｔ９）が基準レベルを越えないと判
定したとき、第１の遅延回路４０で１サンプル分遅延さ
れた値Ｓ　（Ｔ、−１）を導出し、基準レベルを越えた
と判定したとき、第２、第３の遅延回路４１．４２で２
サンプル分遅延された値Ｓ　（Ｔｆｉ−２＞と現在の値
Ｓ（Ｔ、）とを加算器４３で加算し、１／２演算器４４
で１／２とすることにより平均値（Ｓ　（Ｔ、−２）　
十Ｓ　（Ｔ、　）　）　／　２を求め、補正値として導
出する。この場合、第８図の実施例と比較して、データ
の置換によって生じる誤差をより少なくすることができ
る。

［発明の効果コ 以上のようにこの発明によれば、Ｆ　Ｍ通信方式固有の
スレッシュホールド特性の改善を図りつつ、高度で複雑
な回路調整が不要なデジタル型Ｆ　Ｍ信号復調装置を提
供することかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るデジタル型Ｆ　Ｍ信号復調装置
の一実施例を示すブロック回路図、第２図は同実施例の
動作を説明するための波形図、第３図はこの発明に係る
他の実施例を示すブロック回路図、第４図は従来のＦ　
Ｍ信号復調装置の構成を示すブロック回路図、第５図は
第４図の装置の動作を説明するための特性図、第６図は
従来装置の他の構成を示すブロック回路図、第７図は第
６図の装置の動作を説明するたぬの波形図、第８図は従
来のデジタル型Ｆ　Ｍ信号復調装置の構成を示すブロッ
ク回路図、第９図は第８図の装置の動作を説明するため
のベクトル図、第１０図は第８図の装置の問題点となる
インパルス性雑音を説明するためのベクトル図である。 ＳＩＮ・入力Ｆ　Ｍ変調波、３１・・・ハイブリッド分
配器、３２１．３２゜・・・Ａ／Ｄ変換器、３３・・・
逆正接回路（位相角演算器）、３４．・・１サンプル遅
延回路、３４２・・減算回路、３４・・・微分回路、３
５　・＝減算回路、３６−　Ｄ　／　Ａ変換器、ｓｏ、
−復調信号、３７・・・レベル判定回路、３８　遅延回
路、３つ・・・選択回路、４０，４１．４２　　遅延回
路、４３・・加算器、４４・　ユ／２演算器。 出願人代理人　弁理士　鈴　江　武　彦拮４　図 ゛（ｂ） 第６　図 第９図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＦＭ変調波を入力して同相成分と直交成分に分配
   するハイブリッド分配器と、サンプリング周期を前記入
   力ＦＭ変調波が無変調であるときの周期の整数倍に設定
   し、当該サンプリング周期で前記同相成分と直交成分を
   それぞれデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変
   換手段と、この手段によるアナログ／デジタル変換後の
   データよりサンプリング時点の入力信号の位相角を演算
   する位相角演算手段と、この手段で得られた前記同相成
   分と直交成分の各位相角の差分を演算する差分演算手段
   と、この手段で得られた差分値が予め定められた許容範
   囲を越えたか否かを判別する判別手段と、前記許容範囲
   に入る差分値を求める補正手段と、前記判別手段で許容
   範囲内と判別されたとき前記差分演算手段の演算結果を
   導出し、許容範囲外と判別されたとき前記補正手段で求
   められた差分値を導出する切換手段とを具備するデジタ
   ル型ＦＭ信号復調装置。
2. （２）前記補正手段は、前記差分演算手段で得られた一
   つ前の差分値を出力することを特徴とする請求項１記載
   のデジタル型ＦＭ信号復調装置。
3. （３）前記補正手段は、前記差分演算手段で得られた前
   後の差分値の平均値を出力することを特徴とする請求項
   １記載のデジタル型ＦＭ信号復調装置。