JPH04207244A

JPH04207244A - 復調方式

Info

Publication number: JPH04207244A
Application number: JP2325255A
Authority: JP
Inventors: Hideo Haruyama; 秀朗春山
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-11-29
Filing date: 1990-11-29
Publication date: 1992-07-29
Also published as: US5291527A; CA2056606C; CA2056606A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的コ（産業上の利用分野）本発明は復調方式に関し、特に、変調伝送路上での高速
バースト通信に利用される準同期検波を用いた復調方式
に関する。

（従来の技術）変調伝送路を用いた時分割多重アクセスＣＴＤＭＡ）は
、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）に比べて、単一
のモデムを用いながら子局の情報伝送速度を柔軟に変更
し得るという特長から、固定、移動を問わず無線通信、
あるいは同軸ケーブルを用いたツリー状網上での通信等
、研究開発ならびに製品化が活発になされている。

ところで、ＴＤＭＡの効率を向上するための、変復調に
関する技術課題の一つとしてとして、キャリア同期引き
込みの除去がある。すなわち、各局から送出されるバー
スト信号毎のキャリア同期フィールドを除去することに
よりフレームの利用効率を向上しようというものである
。

同課題に対する解の一つとして従来から用いられていた
技術は、遅延検波に代表される非同期検波である。しか
しながら、遅延検波はＩＦキャリアの周波数をｒｃとし
た場合に、１／ｒｅ　ｓｅｅに対して十分に高い精度で
遅延量を与える必要がある上、Ｃ／Ｎ対ビット誤り率（
ＢＥＲ）特性に関しても同期検波に比べて特性が劣化す
る。具体的には例えば４相位相変調信号を遅延検波した
場合、同期検波に比べて、同一のＢＥＲを得るためのＣ
／Ｎ比が、理論値で２．３ｄＢ劣化することが知られて
いる。遅延検波によるこのＣ／Ｎ比の劣化量は、変調方
式が多値・多相化するにつれて大きくなる。

これに対して近年、Ｃ／Ｎ対ＢＥＲ特性は同期検波と同
してかつ、遅延検波同様、バースト毎のキャリア同期引
き込みフィールドが不要な検波方式として、準同期検波
信号を多点サンプリングし、メモリに蓄積した後、ディ
ジタル処理することにより、クロック推定、キャリア周
波数推定、キャリア位相回転量推定を行いデータを復調
する方式か注目され、研究されている。

なお準同期検波とは、ＩＦ倍信号ベースバンド信号に変
ｉする際に用いられるローカル発振器の発振信号をコス
タス方式、あるいはＰＬＬ方式のように帰還制御せず、
ＩＦのキャリア周波数の近傍で自走させる方式である。

同方式では当然のことながら、検波器出力である同相成
分（Ｉ　ｓ）及び直交成分（Ｑｓ）とが完全に分離され
る保証がなくなる。一般にベクトル（Ｉｓ、Ｑｓ）は、
同期検波をした場合の同相成分（ｌｃ）、直交成分（Ｑ
ｃ）によるベクトル（Ｉｃ、ＱＣ）に対し、ある角度θ
だけ位相を回転させたものである。ここでθは、バース
ト毎の定数、あるいはたかだか入力ＩＦ倍信号キャリア
周波数ｒＣと準同期検波のだめのローカル発振周波数ｆ
Ｌとの差に比例した、下記のような時刻ｔの１次関数で
表現される。

ｅ　−’２　ｙｒ　Ｘ　ｔ　Ｘ　（ｒＬ−ｆＣ）十〇。

但しθ。はバースト毎の定数。

ところで従来行われていた準同期検波方式では、バース
ト信号の受信に先立ち、そのバースト信号に対するビッ
ト同期が確立していないため、上述したように信号の伝
送速度（ボーレイト）の少なくとも数倍以上のタロツク
で同バースト信号を多点サンプリングする必要があった
。

多点サンプリングにより、データ量が増え、さらにこの
大量のデータからタイミング推定、位相推定、さらに場
合によって周波数推定まで行う必要かあり、演算量が膨
大になるため、演算系の処理能力により信号速度が大き
く制約を受けた。

具体的には、例えば１９８９年３月の電子情報通信学会
春季全国大会で報告された準同期検波方式の復調器は、
ディジタル方式の信号処理専用しＳｌを用いて、高々２
５０にホー程度の４相位相変調信号を復調できる程度の
ものである。

（発明が解決しようとする課題）このように従来にあっては、同期検波方式と同等のビッ
ト誤り率特性を実現しつつ、ギヤ１ノア同期引き込みの
ためのフィールドか不要な準同期検波を行う場合、最適
なサンプリングタイミンクがバースト信号受信前には分
からないため、多点サンプリングするとともに、その結
果得られた膨大なデータに複雑な演算を施す必要かあり
、装置が複雑になるとともに、高速バースト通信か困難
であるという問題があった。

本発明はこのような事情を鑑みてなされたもので、その
目的とするところは、準同期検波を用いた復調系におい
て、１シンボルあたりのサンプリングデータ量を必要最
小限にするとともに、推定すべき物理量の種類を削減す
ることにより、受信バースト信号に対する演算量を大幅
に削減し、信号処理速度の大幅な向上、あるいは装置の
簡素化を実現することにある。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）本発明は、複数の局が同一の周波数帯域の変調伝送路を
時系列上で分割して共有する通信システムにて用いられ
る、準同期検波を用いた復調方式において、他の局から
送出されたバースト変調信号を受信する局は、該バース
ト信号を受信するのに先立ち、同バースト信号に対して
ビット同期のとれたサンプリングタイミングを獲得する
手段を有し、該サンプリングタイミングに基づき準同期
検波器の出力である位相平面上のベクトル信号をサンプ
リングしてメモリに蓄え、該メモリに蓄えられた複数の
該ベクトル信号の相関に基づき同ベクトル信号の位相回
転量を推定し、該推定位相回転量に基づき上記ベクトル
信号の位相を補正し、受信信号の判定を行うものである
。

（作用）本発明では、バースト信号を準同期検波する受信局にお
いて予めバースト信号に同期したタロツクをもつ手段を
与えることにより、同バースト信号受信局は、最適なタ
イミングで１シンボルあたり１サンプリングするのみで
よく、１つのノ＜−スト信号に対してサンプリングする
データ量を最少化できる。更に、従来の準同期検波方式
に対して、ビット同期を再生するためのフーリエ変換等
の多量の演算が不要になり、受信データを正しく再生す
るには、簡単な演算で位相の回転量を推定するのみで良
くなる。このサンプリングデータ量の最少化、演算の大
幅な簡素化により、装置の簡素化、あるいは処理できる
信号の速度を飛躍的に高速化できる。

（実施例）以下、図を参照しながら本発明の詳細な説明する。まず
、本発明を適用するシステムの例を述べる。まず全体の
構成は第１図に示すように、センタ局を根元とした同軸
ケーブルによる樹皮状網の末端に、複数の端末装置を接
続してなるものである。より具体的には、双方向ＣＡＴ
Ｖ技術を応用したマルチメディアネットワークである。

同ネットワークでは１本の同軸ケーブルを周波数帯域で
上り下りに帯域分割し、各帯域内で周波数分割多重によ
り音声、データ等の回線交換、ビデオ放送等により各種
情報を統合している。周波数配置の例を第２図に示す。

回線交換系は、割り当てられた特定の周波数チャンネル
の中で、Ｔ　Ｄ　Ｍ　Ａ方式により通信を行う。

ＴＤＭＡ通信を行う場合、各端末装置とセンタとの間の
往復信号伝搬遅延に基づき、遠くの端末装置はど早めに
上り信号を送出する。本システムでは、この端末装置、
センタ間の往復信号伝搬遅延計測は、フレームの中に設
定された遅延制御用ウィンドウを用いて１シンボル時間
に対して十分高い精度（１７１Ｂシンボル時間の精度）
で測定される。

具体的な遅延計測の手順は以下の通り。センタ装置は遅
延計測指示／送出タイミング通知信号（以下ＡＳＧと称
す）を用いて、各端末装置に対してフレーム毎に個別に
、遅延計測用信号（以下応答信号、Ｒ５Ｐと称す）の送
出を指示する。このＡＳＧで指定された端末装置は、次
のフレームてＲ５Ｐをセンタに向けて送出する。センタ
はこのＲ３Ｐを受信して、センタの基準タイミングから
のずれを測定し、同端末装置に対して上り信号送出タイ
ミングを再びＡＳＧに乗せて通知する。

端末はこの遅延計測結果に基ついて、上り信号（バース
ト状のタイムスロット信号）の送出タイミングを制御す
る。すなわち、センタから遠くに接続された端末は早め
に、センタの近くに接続された端末は遅めに上り信号を
送出することにより、各端末からの上り信号をおのおの
衝突することなく、所定のタイミングでセンタに到着さ
せられるようになる。

端末での上り信号送出タイミングの制御を、上述したよ
うに１シンボル時間に対して十分高い精度で制御してい
るので、センタに到着する上り信号をセンタのクロック
に完全に同期させることかできる。

このような高精度な遅延計測／上り信号送出タイミング
制御を行うと、センタでは各バーストに対してタロツク
の同期引込みが不要とり、各バースト信号は基準位相を
与える１シンボルを除くと、すべて情報シンボルとする
ことができ、理論上も最高の効率か得られることになる
。フレーム構成ならびにタイムスロット構成を第３図、
第４図に、また、センタ装置ならびに端末装置の構成を
第５図に示す。

フレーム長は遅延による通話品質の劣化を抑える目的か
ら１ｍ５ｅｃとする。信号速度は４　、０９８Ｍｂａｕ
ｄて、この信号を差動符号化した上で、４５％以下のロ
ールオフフィルタを用いてＱＰＳＫ変調し、占有帯域幅
は６　Ｍ　Ｈｚ、上りのＩＦ中心周波数は７０ＭＨｚ、
ＲＦ中心周波数は３３　Ｍ　Ｈｚである。

各上りタイムスロットは、キャリアオン（１シンボル）
に引続き基準位相１シンボル、Ｂｃｈデータ（６４ｋｂ
ｐｓ）３２シンボル、Ｄｃｈデータ（８ｋｂｐｓ）　４
シンボルの後キャリアオフ（１シンボル）する、計３９
シンボルから成る。ただし、隣接するタイムスロット間
のキャリアオン、オフは重ねることにより、実質のタイ
ムスロット長は３８シンボルとなる。

以上述べた高精度なタイミング制御に基づく高効率のＴ
ＤＭＡ方式は、電子情報通信学会論文誌（Ｖｏｌ、Ｊ６
９−Ｂ、　Ｎｏ、ＩＯ，ｐｐ、１０８３−１０９１）　
ｒ制御ウィンドウ付きタイムスロッテドバス方式」等の
名称で開示されている。同方式を用いることにより、セ
ンタの復調器にはセンタが既にもっているクロックか最
適なサンプリングタイミングとなるよう、上りバースト
信号のセンタでの受信タイミングを制御できる。

以下に同システムで用いられるセンタ復調器の具体的構
成を述べる。なお具体的な説明のため本実施例では、変
調方式は４相位相変調とする。

第６図は本発明に基づくセンタ受信機の基本構成を示す
。

樹皮状の双方向伝送路の上り帯域を介して送られてきた
信号は、まず受信フィルタ６０１により大まかなチャン
ネル選択を行い、ＲＦアンプ６０２で増幅した後、周波
数変換器６０３で中間周波数に変換する。中間周波数に
変換された信号から、ＳＡＷフィルタの様なチャンネル
選択フィルタ６０４を用いて目的とするチャンネルのみ
を切り出す。チヤンネル選択フィルタの出力は、ＩＦア
ンプ６０５て増幅され、２分配器を介して２つの乗算器
６０７゜６０８に伝達される。乗算器６０７，６０８に
はそれぞれ上記中間周波数信号が等しく入力される他、
発振器６２１から出力される、９０°の位相差を持った
信号（非同期キャリア）か入力される。ここでは、乗算
器６０８に入力される非同期キャリアの位相か乗算器６
０７に入力される非同期キャリアの位相よりもよりも９
０°進んでいるものとする。また発振器６２１の出力す
る非同期キャリアの周波数は受信している信号のキャリ
ア周波数と概略一致するものである。乗算器６０７，６
０８の出力には、復調されたヘースバンド信号の他に、
キャリア周波数の約２倍の周波数成分が含まれる。この
高調波をローパスフィルタ６０９，６１０で除去するこ
とにより、へ−スパント信号か得られる。

センタフレーム変換回路からところで、上述した通り上記発振器の出力信号は、受信
信号のキャリアとは非同期であるため、例えばＬ　Ｐ　
Ｆ　６０９の出力をｘ、ＬＰＦ６１０の出力をｙ・とす
ると、復調信号であるベクトル（ｘ、　　〜）は、同期
検波で期待される位置関係、すなわち最適サンブリンク
タイミンクにおいてｘ−ｙ平面上の原点を通る傾き±４
５°の直線上に乗ることを満足している保証はない。一
般には、ｘ−ｙ平面上の原点を通る傾き±４５°の直線
に対しであるオフセット値θかある。その結果、正しい
復調信号をＩ、Ｑとすると、ｘ　−１ｃｏｓ　θ−Ｑ　ｓｉｎ　θ ｙ　＝　Ｉ　ｓｉｎ　θ＋Ｑ　ｃｏｓ　θというように
、ｘ、ｙはそれぞれＩ、Ｑか干渉しあった信号となって
いる。

本発明では、上述したように高精度なタイミング制御を
しているため、Ｌ　Ｐ　Ｆ　８０９．６１０の出力Ｘ。

ｙは各シンボル各シンボルにつき最適タイミングで１回
ずつサンプリングされる。このサンプリングはＡ　、／
　Ｄコンバータ［１ｉｌｌ、６１２により行われ、アナ
ログデータはディジタルの値ｘｄ、ｙｄ（それぞれ複数
ビットで表現）になる。

さきに示したタイムスロット構成を前提として、各タイ
ムスロットでサンプリングされるｘｄ、ｙｄに以下の通
りに番号を付ける。

基準位相シンボル・・・ｘ　ｄＯ，ｙ　ｄＯ情報シンボ
ル（Ｂ、　Ｄ　ｃ　ｈ）・・ｘ　ｄｉ、　　ｙ　ｄｉ〜
ｘ　ｄ３［ｉ　、　　Ｙ　ｄ３にのベクトル（ｘ　ｄＯ，ｙ　ｄＯ）から（ｘｄ３Ｂ、ｙ
ｄ３６）はＦＩＦＯバッファメモリ６１３と相関計算回
路６１４とに入力される。相関計算回路６１４では上記
３７個のベクトル、（ｘ　ｄＯ，ｙ　ｄＯ）　〜（ｘ　
ｄ３６、ｙｄ３６）に基づき角度のオフセットθの情報
を担ったベクトル（Ｘ、Ｙ）を出力する。（ｘ　ｄＯ。

ｙｄＯ）　、　　−、（ｘｄ３Ｂ　、　　ｙｄ３Ｂ　）
からベクトル（Ｘ、Ｙ）を算出する手順の例を第７図の
相関計算回路の構成図に基づき説明する。

角度変換回路７０１は入力されたデータｘｄｋ、ｙｄｋ
　（ｋ　＝　０．１．、、、．３Ｂ）から、偏角を４倍
にしたＸｋ、Ｙｋをつくる。具体的には、ｉを虚数単位
としてＸｋ　十ｉ　Ｙｋ　＝　（ｘｄｋ＋　ｉ　ｙｄｋ）　４
　／ｆ　　（ｘ　ｄｋ、　　ｙ　ｄｋ）である。ここで関数ｆ　（ｘ　ｄｋ、　　ｙ　ｄｋ）は
ベクトル（Ｘｋ、Ｙｋ）の大きさを調整するもので、ｆ
　　（ｘｄｋ、　　ｙｄｋ）　＝　ｌ　ｘｄｋ＋　ｉ　
ｙｄｋｌで、ｍ＝３〜４程度に設定する。ｍ＝４ならば
ベクトル（Ｘｋ、Ｙｋ）はすべて単位ベクトル化され、
その偏角が入力ベクトル（ｘ　ｃｌｋ、　　ｙ　ｄｋ）
の偏角の４倍のベクトルとなる。また、ｍ＝３ならばベ
クトル（Ｘｋ、Ｙｋ）の偏角は入力ベクトル（ｘ　ｃｊ
ｋ、　　ｙ　ｄｋ）の偏角の４倍で、大きさは変わらな
いベクトルとなる。ところで、偏角が４５°　×ｎ　（
ｎ−１，３，５，７）のベクトル（Ｉｋ、Ｑｋ）に対し
てベクトル（ｘ　ｔ３に、　　ｙ　ｄｋ）の偏角はθた
けすれた場合、このすれにともないベクトル（Ｘｋ、Ｙ
ｋ）は１８０°＋４θ（ｎに依存しない）偏角を持つこ
とになる。（実際には伝送路ノイズ等によりこの偏角は
１８０°＋４θを中心にある分布を持つことになる。）以上は角度変換回路７０１の機能的説明であるが、現実
的な構成としては、例えばｘ　ｄｋ、　　ｙ　ｄｋがそ
れそれ８ピツトのデータであるとすれば、１６ビツトの
入力（アドレスライン）を持つ１６ビツト出力のＲＯＭ
（読みたし専用メモリ）等のテーブルで同回路を構成す
る二とにより回路の小形化、高速化が実現されるばかり
でなく、関数ｆ（ｘｄｋ。

ｙ　ｄｋ）の内容、さらには。ｘ　ｄｋ、　　ｙ　ｄｋ
からＸｋ。

Ｙｋへの変換関数を自由に設定できる。

次にフリップフロップ回路７０４，７０５及び加算器７
ｏ２．７ｏ３に関して説明する。最初のベクトル（Ｘｄ
ｏ、　　ｙ　ｄｏ）か入力されるときにフリップフロッ
プ回路７０４，７０５をリセットする。加算器７０２，
７０３にはベクトルＣＸＯ，ＹＯ）とベクトル（０，０
）が入力され、その加算結果（ＸＯ，ＹＯ）が出力され
る。その値はフリップフロップ回路７０４．７０５に伝
達され、保持される。次のステップでは、ベクトル（ｘ
　ｄｉ、　　ｙ　ｄｉ）から変換された（Ｘｉ、Ｙｌ）
と、フリップフロップ回路７０４，７０５の出力ベクト
ル（ＸＯ，ＹＯ）とが入力され、その和である（ＸＯ＋
Ｘｌ　、　ＹＯ＋Ｙ１　）か出力され、この値は再びフ
リップフロップ回路７０４，７０５にて保持される。こ
のサイクルを繰り返して、加算器７０２゜７０３か（Ｘ
Ｏ＋Ｘ１＋・・・十Ｘ３６．ＹＯ＋Ｙ１＋・１Ｙ３６）
を出力した時点てホールド回路７０６かその値を保持し
、除算器７０７，７０８に出力する。

除算器７０７．７０８は、二のベクトルに対して入力デ
ータ数の３７で除算を行い、ベクトル（ＸＯｌＹＯ）か
ら（Ｘ３６．　　Ｙ３８）までの平均ベクトルＣＸ、Ｙ
）を出力する。なお、平均ベクトル（Ｘ。

Ｙ）に関しては、後に説明するようにその偏角か利用す
べき量であり、偏角計算回路６１６のダイナミックレン
ジを超えない範囲であれば必すしも人力データの総数３
７で除算する必要はない。概略単位ベクトル程度の大き
さでよい場合には、除算器７０７．７０８を用いないで
も、符号ビット以外を５ビツトシフトダウンするたけで
３２（−２５）で割った事に等しくなる。この５ビツト
シフトダウンは、単に配線上の処理たけて済むため、特
別な回路は不要となる。

以上述べた方法により、３７個のベクトル（Ｘｄｋ、　
　ｙ　ｄｋ）　　（ｋ　−０，１，、、、，３６）が入
力された後、相関計算回路からは偏角１８０°＋４０の
ベクトル（Ｘ、Ｙ）か出力される。

再び第６図の説明に戻る。

相関計算回路６１４に３７個のベクトル（ｘ　ｄｋ。

ｙ　ｄｋ）　　（ｋ　＝　０．１．、、、．３６）か入
力され、偏角１８０°＋４θのベクトル（Ｘ、Ｙ）か出
力された時点て、セレクタ６１５は相関計算回路からの
入力信号を選択し、偏角計算回路６１Ｂに出力する。偏
角計算回路６１６は、入力されたベクトル（Ｘ、Ｙ）の
偏角を出力する。この偏角（０°以上３６０゜未満）の
計算は、ａｒｃｔａｎ　（Ｙ　／　Ｘ　）（Ｘ＞０．Ｙ≧０の場合）（Ｘ＝０．Ｙ＞Ｑの場合）ａｒｃｔａｎ　（Ｙ　／　Ｘ　）　＋　１８０゜（Ｘく
０の場合）２７０゜（Ｘ＝０．Ｙ＜０の場合）ａｒｃｔａｎ　（Ｙ／　Ｘ）　＋　２７６゜（Ｘ＞０．
Ｙ＜０の場合）で与えられるか、上記角度変換回路７０１と同様、ＲＯ
Ｍで実現するのか小形化、低廉化、高速化の面から望ま
しいであろう。

この時点で、偏角計算回路６１６からは、１８０°＋４
θを表現する符号が出力されている。ここで偏角αは以
下の式を満足する２進行号Ｌ　（Ｌｍ−］、　Ｌｍ−２
、・・・、Ｌｌ、ＬＯ）　　（Ｌｉ−０または１）に符
号化するものとする。

ＶＬ−（Σ　２ｉＬｉ）／２ｍとして、ＶＬ　　≦　　　ａ’／３６０　　°　　＜　　　　Ｖ
ｌ＋すなわち、Ｌ　−（０，０，・・・、０）のとき、
α−０°に相当し、Ｌ　−（１，１，・・・、１）のと
き、α−（１−１７２ｍ）Ｘ３６０”　に相当する。

ラッチ６１７はこの偏角１８０°＋４θに相当する符号
Ｌ（θ）を保持し、θ補正６１８に出力する。

θ補正６１８は、まず符号Ｌ（θ）の最上位ビットＬｍ
−１（θ）を反転する。これにより上記偏角］８０°＋
４０の、オフセットである１８０°の項か補正（除去）
できる。次にθ補正６１８は、この値を２ビツトシフト
ダウンする。これにより角度が１／４になり、準同期検
波による受信キャリアと発振器６２１との位相のすれθ
が求まる。このθ補正６１８は例えば第８図に示す回路
で実現できる。

さて、このように準同期検波器の位相ずれ量θが求まる
と、セレクタ６１５はＦＩＦＯバッファメモリ６１３の
出力を選択し、偏角計算回路ＢＩＢにはベクトル（ｘ　
ｄＯ，ｙ　ｄｏ）から（ｘｄ３Ｂ　、　　ｙｄ３６　）
が順次入力され、その偏角φ０からφ３６が減算器６】
９に出力される。減算器６１９は偏角φｊから、先に求
めたθを減じて差分演算回路６２０に出力する。この減
算の結果、入力されたベクトル（ｘ　ｄｉ。

ｙ　ｄｉ）の偏角が、±４５°、±１３５°に補正され
る。これにより補正された偏角は、第９図の第１象限か
ら第４象限までの各象限の中央に位置するため、変調信
号の位相を判定するには、θて補正された符号りの最上
位２ビツトをみることか必要かつ十分てあ！り、減算器
６］９はこの２ビツトを出力する。変調信号は差動符号
化されているので、差分演算回路６２０は減算器６１９
の出力に対して差分演算を施し、元のデータを得る。

以上述べた方式では、従来の準同期検波式受化機で必要
とされたマルチサンプリングや複雑な数値演算が不要な
ため、小さな回路規模で、はるかに高速なデータの処理
か可能となる。今日のＣ′Ｆ、１０ＳあるいはＴＴＬの
ランダムロジックを用いて上記受信機を構成した場合、
２０　Ｍ　ｂ　ｐ　ｓ程度の信号速度でも受信可能とな
り、従来に比べて約１００倍の高速データを扱えること
になる。

こ二で、ノイズの影響と周波数のすれに関して考察して
おく。

上でも述べた通り、伝送路ノイズ等によりＡ／Ｄコンバ
ータ６１１，６１２の出力ベクトル（ｘｄ、Ｙｄ）は、
振幅、偏角ともランダムに変位をもち、相関計算回路６
】４の出力ベクトル（Ｘ、Ｙ）　、さらには同ベクトル
から求めたθにもその影響は残留する。しかし、ベクト
ル（Ｘ、Ｙ）は、３７個のデータを平均しているため、
θに含まれるノイズエネルギーは１／３７になる。従っ
て実質的なＣＮＲは実際のＣＮＲよりも約０．１ｄＢ　
　（ＩＯｌｏｇ（１＋１／３７））劣化するが、従来の
「制御ウィンドウ付きタイムスロッテドバス方式」で採
用されていた遅延検波器に比べると２．３ｄＢ改善され
た上での０．１ｄＢの劣化であるため、差引きＣＮＲ対
ＢＥＲ特性は２．２ｄＢ改善されたことになる。なお、
復調アイバタンはｘ−ｙ平面上で位相が回転してはいる
か、同期検波のアイバタンと同等であるため、遅延検波
に比べてアイバタンの横の開きが大きく、サンプリング
タイミングのずれに強くなる。その観点からも、総合伝
送特性としては、上記２．２ｄＢよりもさらに改善され
る。

次に、受信信号のキャリア周波数と、発振器６２１の周
波数は一般には一致せず、両キャリアの位相差θも一定
の値ではなく、時間とともに変動するものと考えられる
。ここで上述した実施例における１タイムスロツト内で
のθの変動を求めると以下の通りとなる。

変調器、復調器のＩＦ中心周波数＝　７０　Ｍ　Ｈｚ変調器、復調器のローカル周波数＝１０３　Ｍ　ＨｚＲＦ周波数　　　　　　　　　　＝　３３　Ｍ　Ｈｚ各信号源の周波数確度が±１０ｐｐｍとすると、復調器
の中間周波数に変換された受信信号キャリアと、発振器
６２１との周波数偏差は最大で、３４６０Ｈｚとなる。

一方、１タイムスロツトの基準位相から最終の情報ビッ
トまでの時間は、３６／４．０９６ＭＨｚ−８，７９μ
ｓｅｃであり、この間のθの変化は、　　１０．９°と
なる。

これにより上で求めたθに対して、タイムスロットの前
後で最大生５．５°の位相ずれが生し、その分、実質的
なアイバタンか狭くなる。しかしそれてもアイバタンの
開きは９０％（５ｉｎ（４５’　−５，５”　）　／５
ｉｎ４５°）で、ＣＮＲに換算すると０．４６ｄＢの劣
化となる。従って上記準同期検波にしたＣＮＲの改善量
からすると、周波数のずれまで補正しなくても、やはり
総合特性で１．７ｄＢ以上の改善かできることになる。

もちろん、周波数のずれを考慮して、θを時刻ｔあるい
はタイムスロ・ノドの先頭からのシンボル数ｎの１次関
数で表現することにより上記０．４６ｄＢの劣化は除去
できる。

す°れ位相θをタイムスロットの先頭からのシンボル数
ｎの１次関数で表現し、上記劣化を除去するためのブロ
ック構成を第１０図に示す。

相関計算回路は、入力されたθＯ〜θＩＩｌ（ｍはこの
例では３６）から直線回帰によりｅｎ−〇〇＋ｎ・Δｅとして、 θ０−（Σｎ２Σ４θｎ＋ΣｎΣｎ４ θｎ　）　／　ｄ Δθ＝（ΣｎΣ４θｎ＋Σ１Σｎ４θ ｎ　）　／ｄ但し、ｄ　　−Σ　ｎ　２　Σ　１−　（Σ　ｎ）２各Σにお
けるｎの範囲は、０〜ｍ　である。

すなわち、相関計算回路は入力された００〜θｍに対し
て、Σ４θｎならびにΣｎ４θｎを求める回路と、それ
らから、上式に基づきｅＯとΔθを計算する回路とを有
する。

Ｏｎ計算回路は、相関計算回路から出力されたｅＯとΔ
ｅから、順次ｅｎ　＝ｅＯ＋ｎ・Δｅを出力する。

θ補正回路は、第６図のθ補正回路と同様に、ｅｎから
ｅｎを補正すべき値　　θｃｎを以下の式により求める
ものである。

θｃｎ　−ｅｎ　／４　−４５゜減算回路は、ＦＩＦＯバッファメモリから順次出力され
るｅｎからθｃｎを減算するものであり、その出力は第
１〜４象限の中央に位置することになる。この後の処理
は、第６図で説明した実施例と同様である。

なお、二の実施例ではΣ４θｎならびにΣｎ４θｎから
ｅＯとΔｅを求める際に乗算が必要となる（ｍが決まれ
ば、ｄならびにΣ４θｎ、Σｎ４θｎの係数は定数とな
るため、予め計算しておける）。この乗算に時間がかか
るか、この演算はｍンンホルに１回の割で行えばよく、
システムの動作速度を制限することはない。上述したＲ
　ＯＭのテーブルを活用しつつ、現在−船釣に入手でき
るＣＭＯ５あるいはＴＴＬのランダムロジックで回路を
組んた場合、処理可能なデータ速度は２０〜３０Ｍｂａ
ｕｄ以上か可能であり、従来の装置に比べて１００倍以
上の高速処理が可能となる。

次ぎに、高精度な遅延計測の実現法について付言してお
く。　　　　′ 以下では、上記準同期検波器を前提とした遅延制御の具
体例を示す。

遅延制御のポイントは、既に述べたように、センタ局と
各端末装置との間の往復信号伝播遅延時間を１ビット時
間よりも十分高い精度で計測し、遠くの端末装置はど早
めに上り信号を送出する二とである。遅延検波を前提と
した従来の遅延制御方式では、ＱＰＳＫ変調により伝送
されてくる遅延計測用信号（Ｒ５Ｐ）の基準点（Ｒ５Ｐ
の前部にある位相反転ビットのエツジ）を１チヤネルま
たはＱチャネルの内、任意の一方にて位相反転ビットの
エツジを検出すれば良かった。しかし、本発明のごとき
準同期検波では、発振器６２１と受信Ｒ３Ｐのキャリア
の位相は互いに相関がないため、理想状態に比べて発振
器ｅ２１と受信ＲＳＰのキャリアが４５°ずれた場合に
はｌチャネルあるいはＱチャネルの一方の出力にて信号
の変化かなく、従ってエツジが検出できなくなることが
ある。

ここでは、このような特徴をもつ準同期検波に適したＲ
５Ｐのタイミング検出方式は、第１１図に示される構成
となる。又、同図中の信号波形は第１２図に示されるよ
うになる。第１１図の回路で、遅延計測のウィンドウ内
のキャリアのみが検出される。期間Ｔ２は、ＬＰＦ出力
が安定し、かつ後端のエツジは、位相反転部よりも前に
くるよう設定する。アナログセレクタ出力は、前の状態
からの履歴で、ＬＰＦ出力１〃選択していたものとする
。すると、アナログセレクタによりディジタルデータの
絶対値の大小比較の結果、ＬＰＦ出力０を選択したもの
とすると、第１２図のような波形となる。又、アナログ
セレクタのセロクロス検出に基つき、Ａ／Ｄ変換器は、
後に続くデータサンプル用パルスを生成する。

［発明の効果］以上説明したように本発明によれば、変調伝送路上での
プリアンプルを除去した高能率のバースト通信において
、ビット誤り率特性上優れた準同期検波を行うにあたり
、各シンボル毎に最適なタイミングで１回だけサンプリ
ングすれば良いので、サンプリング回路の簡略化が可能
となる。また、サンプリングしたデータは符号判定に関
して必要かつ十分な最小限の量である上、推定すべき物
理量をサンプリングされたベクトルの位相のみ、あるい
は高々加えるに中心周波数に限定できるため、推定のた
めの演算は位相に関する平均値、あるいは高々直線回帰
の計算のみでよくなり、推定に要する演算量を劇的にに
減少する事ができる。その結果、上記サンブリンク回路
の簡略化と併せて復調器の小形化か可能となる、あるい
は従来方式と同程度のハードウェア規模で従来の１００
倍以上の速度のバースト信号か復調可能となる等、実用
上絶大なる効果か奏せられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のシステム全体図、第２図は
第１図中の伝送路上のデータフォーマットを示す図、第
３図はフレーム構成を示す図、第４図はタイムスロット
を示す図、第５図はセンタ及び端末の概略構成を示す図
、第６図はセンタ受信機の詳細を示す図、第７図は第６
図中の相関計算回路の詳細を示す図、第８図はｅ補正を
説明するための図、第９図は変調を説明するだめの補助
図、第１０図は劣化除去のための回路のブロック構成を
示す図、第１１図はＲ３Ｐの検圧のだめの回路構成を示
す図、第１２図は第１１図に示す回路での信号波形図で
ある。６１３・・・ＦＩＦＯハソファメモリ６１４・・・相関計算回路６１６・・・偏角計算回路

Claims

【特許請求の範囲】

（１）複数の局が同一の周波数帯域の変調伝送路を時系
列上で分割して共有する通信システムにて用いられる、
準同期検波を用いた復調方式であり、他の局から送出さ
れたバースト変調信号を受信する局は、前記バースト信
号を受信するのに先立ち、同バースト信号に対してビッ
ト同期のとれたサンプリングタイミングを獲得する手段
を有し、前記サンプリングタイミングに基づき準同期検
波器の出力である位相平面上のベクトル信号をサンプリ
ングしメモリに蓄え、前記メモリに蓄えられた前記ベク
トル信号の相関に基づき同ベクトル信号の位相回転量を
推定し、前記推定位相回転量に基づき上記ベクトル信号
の位相を補正し、受信信号の判定を行うことを特徴とす
る復調方式。
（２）請求項１において、上記複数の局の少なくとも一
つは基準のタイミングを有する特定の局であり、他の局
は、前記特定局に到着するバースト信号が各々所定のタ
イミングで到着すべくバースト信号送出タイミングを制
御するものであり、上記サンプリングタイミングの獲得
手段は、この各局からのバースト信号送出タイミングの
制御をデータクロックの１周期よりも高い精度で制御す
ることによりなされることを特徴とする復調方式。
（３）請求項１において、上記サンプリングはＡ／Ｄ変
換を行うことであり、上記メモリはディジタルメモリで
あることを特徴とする復調方式。
（４）請求項１において、上記サンプリングされたベク
トル信号の位相回転量の推定は、前記サンプリングされ
たベクトル信号をベクトル変換器により第２のベクトル
に変換し、前記サンプリングされたベクトル信号の列か
ら生成された前記第２のベクトル列を統計処理すること
を特徴とする復調方式。
（５）請求項１において、上記変調伝送路で用いられる
変調方式は４相位相変調方式であり、上記サンプリング
されたベクトル信号から上記第２のベクトルへの変換は
、ベクトルの位相を４倍にする変換であり、上記第２の
ベクトル列に施す上記統計処理は、ベクトルの平均値を
求め、前記平均ベクトルの位相を１／４にすることであ
ることを特徴とする復調方式。
（６）請求項４において、上記サンプリングされたベク
トル信号から上記第２のベクトルへの変換、推定された
位相回転量に基づく前記第２のベクトルの位相補正なら
びに前記補正結果に基づく受信信号の符号判定は、メモ
リ上のテーブルを用いることを特徴とする復調方式。
（７）請求項２において、上記高精度遅延計測制御にお
ける遅延時間計測用バースト信号は、前記バースト信号
のキャリアオン後第１の時間Ｔ１後にキャリア反転を含
むものであり、遅延時間計測における同バースト信号の
基準点検出は、同バースト信号受信によるキャリア検出
後、上記第１の時間Ｔ１よりも短い第２の時間Ｔ２後の
、あるいはキャリアオン後Ｔ２までの間の、上記準同期
検波器出力ベクトルの成分のうち絶対値の小さくない方
を判定し、前記判定で選択した成分のゼロクロス点の検
出をもってなす事を特徴とする復調方式。
（８）請求項１において、上記サンプリングされたベク
トル信号の位相回転量の推定は、前記サンプリングされ
たベクトル信号にコスタスの演算を施し、この結果を統
計処理することである特許請求の範囲第１項ならびに第
３項記載の復調方式。