JPH04150790A

JPH04150790A - ブラシレスモータの駆動回路

Info

Publication number: JPH04150790A
Application number: JP2274924A
Authority: JP
Inventors: Hayato Naito; 速人内藤
Original assignee: Sankyo Seiki Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Nidec Instruments Corp
Priority date: 1990-10-12
Filing date: 1990-10-12
Publication date: 1992-05-25
Anticipated expiration: 2012-07-23
Also published as: EP0505577A1; WO1992007420A1; JP2633984B2; US5331259A; EP0505577A4; KR920009052A; KR940001918B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、ソフトスイッチング通電等を行なうブラシレ
スモータの駆動回路に関するもので、特に、その飽和防
止に関する。

（従来の技術）ブラシレスモータにおいて、各相駆動コイルにスイッチ
ング通電する場合、通電切換時に駆動電流の急激な変化
によって発生するノイズを低減するために、各相駆動コ
イルへの通電波形の変曲点をなまらせてソフトスイッチ
ング通電を行なうようにしたものが提案されている。し
かし、モータの起動時や未制御回転時等において通電用
トランジスタの飽和領域に入ると、スイッチング波形が
ソフトでなくなり、ノイズ低減効果が損なわれてしまう
。

そこで、通電用トランジスタが飽和領域に入ろうとする
と、これを検出して制御電流を制限することにより通電
用トランジスタへの通電を制限して飽和を防止する技術
が提案されている。本出願人の出願にかかる特開昭６３
−５６１８８号公報記載のものがそれである。そこで、
第６図を参照しながらその概略について説明する。

第６図において、３相構成の駆動コイルＬ１＋Ｌ２１　
　Ｌ３は、プリドライバ２を介して通電用トランジスタ
Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃ、Ｑｄ、Ｑｅ、Ｑｆによって通電が制
御される。プリドライバ２は、図示されない位置検出素
子からのロータ位置検出信号を１２０６スイツチング信
号に波形合成するとともに、この信号波形を変曲点にお
いてなまらせたソフトスイッチング波形とし、このソフ
トスイッチング波形によって上記各通電用トランジスタ
Ｑａ〜Ｑｆを制御し、各相駆動コイルし、〜Ｌ３を通電
制御する。

各相駆動コイルし１〜Ｌ３に流れる電流は電流検出用抵
抗Ｒｅに流入し、この流入電流に比例した抵抗Ｒｅの電
圧降下分が電流帰還アンプＡｆに加えられる。一方、ト
ランジスタＱｇを通じて抵抗Ｒａに流れる電流Ｉｃｔｌ
に応じた抵抗Ｒａの電圧降下分が上記アンプＡｆに加え
られる。制御アンプＡｃは、抵抗Ｒｃ、Ｒｄの比で決ま
る制御基準電圧Ｖ　ｒ　ｅ　ｆと、制御信号電圧Ｖｃｔ
ｌとの誤差を増幅して制御電流１ｃｔｌを出力する。制
御電流Ｉｃｔｌは抵抗Ｒｈ、トランジスタＱｊを通じて
流れるとともに、トランジスタＱｉのベースに流れてト
ランジスタＱｉ、Ｑｈのコレクタ電流を決定し、このコ
レクタ電流に応じトランジスタＱｇのベース電流を制御
して同トランジスタＱｇのコレクタ電流である前記電流
Ｉｃｔｌを決定する。そこで、制御アンプＡｃの制御電
流Ｉｃｔｌは最終的には抵抗Ｒａに流入する電流Ｉｃｔ
ｌと等しくなるように設定される。

各相駆動コイルＬｌ、Ｌ２．Ｌ３にはそれぞれダイオー
ドＤ、、Ｄ２．Ｄ３のカソードが接続され、各ダイオー
ドのアノードはともに制御アンプＡｃの出力端子に接続
されている。

いま、モータの回転に制御がかかっているものとする。

回転速度が低下すると、速度を上げようとして制御電圧
Ｖｃｔｌが上昇し、制御電流１ｃｔ１が増加して抵抗Ｒ
ａの電圧降下が増加する。

抵抗Ｒａの電圧降下が抵抗Ｒｅの電圧降下よりも高くな
ると電流帰還アンプＡｆがプリドライバ２を介して各ト
ランジスタＱａ〜Ｑｆのベース電流を増やし、各相駆動
コイルＬ１．Ｌｚ、Ｌ３に加える電圧の振幅を広げて駆
動電流を増加させ、モータの速度を上昇させる。モータ
の速度が上昇したときは以上の動作と逆の動作によって
モータの速度を低下させる。このようにして、回転速度
は一定の速度に制御される。

次に、起動時及び未制御回転時の動作について説明する
。起動時及び未制御回転時において制御電圧Ｖｃｔｌが
上昇して制御電流１ｃｔｌが増加すると、駆動コイル電
圧振幅が広がり、駆動コイルの最小電圧が下降してくる
。コイル最小電圧が最低電圧値、即ち、Ｒｂ−Ｉｃｔｌ
まで下降すると、制御電流１ｃｔｌの一部がダイオード
Ｄａ。

Ｄｂ、Ｄｃを通じてトランジスタＱｄ、Ｑｅ、Ｑｆのい
ずれかに流入するようになり、制御電流Ｉｃｅ＋の増加
が電流帰還アンプＡｆに伝わらなくなり、コイル最小電
圧はそれ以上下降することはない。

第７図に示すように、駆動コイル電圧はＶｃｃ／２を中
心に上下に同じ振幅をもって変化する。

駆動コイル電圧の最高値及び最低値がそれぞれ直流電源
電圧Ｖｃｃと接地レベルＧＮＤに対して余裕があれば、
駆動コイル電圧波形は変曲点がなまった１２０’ソフト
スイツチング波形となる。しかし、駆動コイル電圧の最
高値及び最低値がそれぞれ直流電源電圧ＶＣＣと接地レ
ベルＧＮＤに近くなると、第７ｒ！：Ｊに破線で示すよ
うに、１８０’スイツチング波形となってしまい、振動
の原因となり、モータ効率も低下する。しかるに、第６
図に示す従来例によれば、コイル電圧は電源電圧レベル
Ｖｃｃ及び接地レベルＧＮＤまで達することはなく、通
電用トランジスタＱａ〜Ｑｆは未飽和状態で動作し、飽
和防止という所期の目的を達成することができる。

（発明が解決しようとする課題）一般に、トランジスタの飽和電圧はコレクタ電流や温度
によって変化し、トランジスタの定格によっても左右さ
れるので、あらゆる条件下でもトランジスタの飽和を的
確に検出することは容易ではない。前記従来例によれば
、通電用トランジスタの飽和検出をダイオードの端子電
圧により一律に行なうようにしているため、飽和防止が
不十分であったり、飽和防止が効き過ぎて電源利用効率
が劣化するという不具合がある。また、モータ電流検出
用の抵抗Ｒｅの値によっても飽和防止効果が左右される
ため、抵抗Ｒｅの値は固定する必要があり、設計の自由
度がない。さらに、コイルへの通電切換時に発生するス
パイク状の電圧が飽和防止回路の誤動作を招き、瞬間的
にモータ電流を遮断するため、トルクや回転数が低下し
、騒音が大きくなるというような不具合もある。

本発明は、かかる従来技術の問題点を解消するためにな
されたもので、あらゆる条件下でも通電用トランジスタ
の飽和を精度よく検出することができ、抵抗Ｒｅの値や
スパイク電圧の影響を受けず、的確な飽和防止が可能な
ブラシレスモータの駆動回路を提供することを目的とす
る。

（課題を解決するための手段）本発明は、直流電源側に接続された出力トランジスタを
駆動する第１のトランジスタと、第１のトランジスタと
ともに電流ミラー回路を構成する第２のトランジスタと
、第２のトランジスタに接続され第２のトランジスタに
流れる電流に比例した電圧を発生する基準電圧発生手段
と、第１のトランジスタの出力端子と直流電源との間の
電位差が基準電圧発生手段の発生電圧近傍に達したとき
第２のトランジスタの発生電圧とほぼ等しい電圧降下を
伴って導通し第１のトランジスタの出力電流の一部を第
１のトランジスタの入力電流を減少させるように基準電
圧発生手段より前段に帰還する電流帰還手段とを各相毎
に備えていることを特徴とする。

上記各構成要素に加えて、各相の駆動コイルが接続され
た中点の電圧を検出する中点検出器と、駆動コイルの中
点電圧をコイル中点基準電圧に一致させるように帰還を
かける中点帰還アンプを設けてもよい。

（作　用）基準電圧発生手段には第２のトランジスタに流れる電流
に比例した電圧が発生する。第１のトランジスタが飽和
に近くなって、第１のトランジスタの出力端子と直流電
源との閏の電位差が基準電圧発生手段の発生電圧近傍に
達すると、電流帰還手段が第２のトランジスタの発生電
圧とほぼ等しい電圧降下を伴って導通し、第１のトラン
ジスタの出力電流の一部を、第１のトランジスタの入力
電流を減少させるように基準電圧発生手段より前段に帰
還させ、第１のトランジスタの飽和を防止する。

中点帰還アンプは、中点検出器で検出された駆動コイル
の中点電圧がコイル中点基準電圧に一致するように帰還
をかける。

（実施例）以下、本発明にかかるブラシレスモータの駆動回路の実
施例について説明する。

第１図において、３相分のホール素子Ｈには抵抗Ｒ９を
介して直流電源ＶＣＣが供給されている。

各ホール素子Ｈは、図示されないロータマグネットの磁
界を受けてロータ位置信号を出力する。各ホール素子Ｈ
の出力信号はホールアンプＡｈで波形整形後１２０’　
ソフトスイッチング波形合成器１０によりコイルへの通
電のちととなる１２０”ソフトスイッチング波形が合成
される。

３相構成の駆動コイルＬ、、Ｌ２．Ｌ３には、通電用ト
ランジスタＱ　ｌ−Ｑ　６が上記スイッチング波形に基
づきオン・オフされることにより１２０６ごとに通電が
切り換えられ、図示されないロータが回転駆動される。

通電用トランジスタＱ１．（ｈ。

Ｑ３は直流電源Ｖｃｏ側トランジスタであり、通電用ト
ランジスタＱａ、Ｑｓ、Ｑｓは接地ＧＮＤ側トランジス
タである。直流電源Ｖｃｏ側のトランジスタＱ＋、Ｑｚ
、ＱａはそれぞれプリドライバとしてのトランジスタＱ
ｔ、Ｑｓ＋　Ｑｅからのコレクタ電流がベースに流入す
ることによってコイル駆動電流を供給する。

上記各トランジスタＱｙ、Ｑ＠、Ｑ９が飽和状態になる
とソフトスイッチング状態が崩れて騒音の原因になるな
どの不具合があるため、各相銀に飽和検出回路ｄｌ＋　
ｄ２＋　ｄｓを設けて飽和を検出し、上記各トランジス
タＱｙ＋　Ｑｉ＋　Ｑａの出力電流の一部を、これらト
ランジスタの入力電流を減少させるように帰還させて、
各トランジスタＱｙ＋　ＱａｖＱ９の飽和を防止するよ
うになっている。

上記各飽和検出回路ｄｌ＋　ｄ２＋　ｄ３の構成は共通
であるから、ここでは飽和検出回路ｄ、の構成について
説明する。トランジスタＱ７を第１のトランジスタとす
ると、第１のトランジスタＱ７とともに電流ミラー回路
を構成する第２のトランジスタＱ、Ｇが設けられており
、第２のトランジスタＱｌｏにはこの第２のトランジス
タＱ１゜に流れる電流ｉ、に比例した電圧を発生する基
準電圧発生手段としての抵抗Ｒ１が接続されている。第
１のトランジスタＱ７には電流帰還手段としてのトラン
ジスタＱ＋３が直列に接続されている。即ち、トランジ
スタＱ１３のエミッタはトランジスタＱ７のコレクタに
接続されている。さらに、トランジスタＱ１ｓのエミッ
タはトランジスタＱ１のベースに接続されている。トラ
ンジスタＱ１３のベースは抵抗Ｒ１のトランジスタＱｌ
ｏとは反対側の端子に接続されている。従って、第１の
トランジスタＱ１の出力端子と直流電源Ｖｃｏとの間の
電位差即ちトランジスタＱ７のエミッタ・コレクタ間電
圧が抵抗Ｒ０による発生電圧Ｒ１−１１の近傍に達する
と、トランジスタＱ１３は第２のトランジスタＱ１ｏの
発生電圧とほぼ等しい電圧降下を伴って導通することに
なる。

他の二つの相におけるトランジスタＱ　Ｉ　ｔ　＋　Ｑ
　ｓ　ｚはトランジスタＱ＋ｏに対応し、トランジスタ
Ｑ１４゜ＱｌｌｌはトランジスタＱ＋３に対応し、抵抗
Ｒ２，Ｒ３は抵抗Ｒ，に対応する。トランジスタＱＩ３
１　Ｑ１４ＩＱ＋５がオンすることによって流れる飽和
検出電流ＩｓはトランジスタＱ２０１　Ｑ２１で構成さ
れた電流ミラー回路に入力される。この電流ミラー回路
の出力側には制御電圧Ｖｃｔｌが抵抗Ｒ１１を介して加
えられていて、飽和検出電流Ｉｓが流れることにより制
御アンプＡｃのプラス側に加える制御電圧Ｖｃｔｌを抑
制するようになっている。制御アンプＡｃは制御電圧Ｖ
ｃｔｌと基準電圧Ｖｒｅｆを比較し、制御電圧Ｖｃｔｌ
が抑制されるとその分出力電流である制御電流１ｃｔｌ
を抑制するようになっている。制御電流１ｃｔｌは抵抗
Ｒ８に流入し、抵抗Ｒ，は制御電流Ｉｃｔｌに比例した
電圧を発生する。抵抗Ｒ８の電圧は電流帰還アンプＡｆ
において、モータ電流１ｍによって決まる抵抗Ｒｓの電
圧と比較され、抵抗Ｒ３の電圧が抑制されると出力電流
１ｆを抑制するようになっている。出力電流Ｉｆはトラ
ンジスタＱ１・、Ｑ１７でなる電流ミラー回路に流入し
、電流Ｉｆとほぼ同じ電流が中点帰還アンプＡｍに流入
するようになっている。中点！還アンプＡｍは対称形に
接続された二つのトランジスタＱ　１ａ　＋　Ｑ　１　
＊からなる。トランジスタＱ＋ｓのベースにはコイル中
点検出器１１の検出出力が入力される。トランジスタＱ
ｌ１１の電流はプリドライバ及び掛算器１５に流入し、
このプリドライバ及び掛算器１５は上記流入電流と前記
波形合成器１０からの１２０６ソフトスイツチング波形
とを掛算して前記第１のトランジスタＱｙ、Ｑｓ＋　Ｑ
ｓを駆動し、これによって直流電源側通電用トランジス
タＱ１．Ｑ２．Ｑａを駆動するようになっている。一方
、上記トランジスタＱｌｓのベースには、直流電源Ｖｃ
ｏと接地ＧＮＤとの間に直列に接続されたダイオードＤ
１、抵抗Ｒ４１Ｒｉ＋Ｒｓのうち抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の
接続点の電圧がコイル中点基準電圧Ｖｍとして入力され
る。

トランジスタＱ１１１の電流はプリドライバ及び掛算器
１４に流入し、このプリドライバ及び掛算器１４は上記
流入電流と波形合成器１０からの１２００ソフトスイツ
チング波形とを掛算して接地側通電用トランジスタＱａ
、Ｑｓ、Ｑａを駆動するようになっている。

次に、上記実施例の動作を説明する。

制御電圧Ｖｃ　ｔ　ｌは制御アンプＡｃにより制御基準
電圧Ｖｒｅｆと比較され、その差電圧に比例した制御電
流１ｃｔｌが制御アンプＡｃから出力される。制御電流
１ｃｔｌは抵抗Ｒ８に流入し、この流入電流に比例した
抵抗Ｒ，の電圧が電流帰還アンプＡｆにより抵抗Ｒｓに
発生する電圧と比較される。このとき、抵抗Ｒ８の電圧
が抵抗Ｒｓの電圧よりもわずかでも高いと、アンプＡｆ
はその出力側の電流Ｉｆを吸収する。この電流Ｉｆはト
ランジスタＱ１ｓ＋　Ｑｌｒでなる電流ミラー回路を介
して中点帰還アンプＡｍのバイアス電流となる。

このアンプＡｍの出力は二つのプリドライバ及び掛算器
１４．１５に入力される。

前記波形合成器１０で合成された１２０６ソフトスイツ
チング波形信号は上記二つのプリドライバ及び掛算器１
４．１５の双方に入力される。プリドライバ及び掛算器
１５では直流電源ＶＣＯ側の通電用トランジスタの駆動
信号が選択されてアンプＡｍのトランジスタＱｌｌｌの
コレクタ側出力と掛算される。また、プリドライバ及び
掛算器１４では接地ＧＮＤ側の通電用トランジスタの駆
動信号が選択されてアンプＡｍのトランジスタＱ１９の
コレクタ側出力と掛算される。これらの掛算結果はプリ
ドライバ及び掛算器１４．１５のプリドライバによりそ
れぞれ増幅されて最終段の通電用トランジスタＱ１．Ｑ
２．Ｑ３．Ｑ４．Ｑ６．Ｑｓに伝達され、３相構成の駆
動コイルＬｌ、Ｌｍ、Ｌ３に駆動電流が供給されてモー
タが回転駆動される。

モータ駆動時のモータ電流１ｍは抵抗Ｒｓに流入し、抵
抗Ｒｓでモータ電流１ｍに比例した電圧に変換される。

この抵抗Ｒｓの電圧が抵抗Ｒ６の電圧と常にほぼ等しく
なるように前記アンプＡｆが電流Ｉｆを制御することに
より電流帰還ループが形成される。前記トランジスタＱ
１７と並列に接続されたコンデンサＣ１は上記電流帰還
ループの位相補償用である。

上記中点帰還アンプＡｍの入力端子の一方であるトラン
ジスタＱＣｓのベースには、前述のようにコイル中点基
準電圧Ｖｍが入力される。また、中点帰還アンプＡｍの
入力端子の他方であるトランジスタＱ、８のベースには
コイル中点検出器１１の検出出力が入力される。中点帰
還アンプＡｍは、中点検出器１１で検出されるコイル中
点電位が上記基準電圧Ｖｍと常にほぼ等しくなるように
トランジスタＱ　１１０　ｔｓのコレクタ電流比を制御
し、これによりコイル中点帰還ループが形成される。

ここで、ダイオードＤ１の順方向電圧降下をＶｆとする
と、コイル中点基準電圧Ｖｍは、Ｖｍ＝（Ｖ　ｃ　ｏ−
Ｖ　ｆ　＋　Ｉ　ｍ−Ｒｓ）／　２　・＝（４−１）と
なる。

第１図において、トランジスタＱｙ、　Ｑｓ、　Ｑｓは
各相駆動コイルへの直流電源側通電用トランジスタＱ１
．Ｑ２．Ｑｓのプリドライバを構成している。起動時や
未制御時に上記トランジスタＱ　ｙ　＋Ｑｓ、Ｑｓが飽
和すると、１２０６ソフトスイツチング波形が崩れて騒
音の原因となるというような不具合を生じる。そこで、
図示の実施例では、トランジスタＱｒ、　Ｑｔｒ、Ｑｅ
の飽和を防止するために、トランジスタＱｙ、Ｑ＠＋　
Ｑｓの飽和検出回路ｄｉｎ　　ｄ２＋　ｃｔ３が設けら
れている。各相飽和検出回路ｄｌｒ　ｄ２＋　　ｄ３の
動作原理は同じであるから、ここでは飽和検出回路ｄ１
について説明する。

いま、モータ電流１ｍがＶ　ｃ　ｏ−ＣＬ−Ｌ＋−Ｌ　
２　　Ｑ　ｓ　−ＲＳ　−Ｇ　Ｎ　Ｄの経路で流れてい
るタイミングに着目する。制御電圧Ｖｃｔｌが基準電圧
Ｖｒｅｆを越えて上昇すると、制御電流Ｉｃｔｌが増加
し、抵抗Ｒ８の電圧が上昇するので、上記電流帰還ルー
プの作用により電流Ｉｆが増加し、モータ電流Ｉｍを増
大させ、抵抗Ｒｓの電圧も同様に上昇する。しかし、電
圧Ｖｃｏを固定電圧と考えると、駆動コイルに発生する
逆起電圧や直流抵抗分などの影響でモータ電流１ｍの増
大には限界があり、この時点で抵抗Ｒｓの電圧の上昇は
止まる。一般的には、電流Ｉｍが制御電流Ｉｃｔｌより
も早く限界に到達する。ここで、飽和検出回路ｄｉのト
ランジスタＱ１３が存在しないと仮定すると、制御電圧
Ｖｃｔｌの上昇に伴う抵抗Ｒ＠の電圧の上昇に抵抗Ｒｓ
の電圧が追随しないので、アンプＡｆは電流１ｆを急増
させ、トランジスタＱｙ、Ｑｓに過剰なベース電流を供
給し、両トランジスタを過飽和状態にしてしまう。即ち
、モータ電流Ｉｍが頭打ちとなって抵抗Ｒｓの電圧が抵
抗Ｒ＠の電圧に追随しなくなるポイントがトランジスタ
Ｑｔ　（Ｑｓ）の飽和開始点である。そこで、飽和開始
点付近で飽和検出回路ｄ０のトランジスタＱ１３を導通
させ、飽和検出電流ＩｓをトランジスタＱ２゜、Ｑ２１
よりなる電流ミラー回路を介して制御アンプＡｃのプラ
ス側に入力することにより。

トランジスタＱｔ　（Ｑｓ）の飽和を防止している。

トランジスタＱ１３が動作するのは、主としてモータ起
動時や速度制御をかけないフリー回転時である。以下、
この動作をさらに詳細に説明する。

飽和検出回路ｄｌの入力電流をｉｌ、トランジスタＱ＋
ｏのベース・エミッタ電圧をＶ　ｂ　ｅ　Ｈｏとすると
、トランジスタＱＩ３のベース電位Ｖｂ、３は、Ｖｂ＋
３＝Ｖｃｏ　　Ｖｂｅ＋ｏ　　１ｌＲ１−（４−２）と
なり、また、トランジスタＱ１３のエミッタ電位Ｖｅ１
Ｂは、トランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ電圧をＶ
　ｃ　ｅ　？とすると、Ｖ　ｅ　１３＝Ｖ　ｃ　ｏ　−Ｖ　ｃ　ｅ　７　　　　
　　−（４−３）となる。式（４−２）　、　（４−３
）より、トランジスタＱ＋３のベース・エミッタ電圧Ｖ
ｂｅ＋３を求めると、Ｖｂｅ４３＝Ｖｅ１３−Ｖｂ＋３＝（Ｖｃｏ−Ｖｃｅ７）−（Ｖｃｏ−Ｖｂｅ１（、−ｉ
、Ｊ）＝Ｖｂｅ１ｏ＋ｉ＋Ｒ＋　Ｖｃｅ７−・・−・（
４−４）となる。ここで、１１が増大すると、式（４−
４）のｖｂｅｉｏ”１ｌｉｌは増加し、モータ電流１ｍ
を増やすため、Ｖｃｅ７は逆に減少する。このためＶｂ
ｅ＋３はやがてトランジスタのオン電位に達してトラン
ジスタＱ１３を導通させ、トランジスタＱ７のコレクタ
電流の一部がトランジスタＱ１３を通り、飽和検出電流
ＩｓとしてトランジスタＱ２０１　Ｑ２１からなる電流
ミラー回路に伝達される。この電流ミラー回路の出力電
流は抵抗Ｒ１１に流れ、抵抗Ｒ１＋の電圧降下により制
御アンプＡｃのプラス入力は制御電圧Ｖｃｔｌよりも引
き下げられる。以上の動作により、制御電圧Ｖｃｔｌが
さらに上昇したとしても、Ｉｃｔｌ、Ｉｆ、ｉｌ、Ｉｍ
の各電流値は増加せず、Ｖｃｅｒはそれ以上減少しなく
なり、トランジスタＱ７の飽和が防止される。この時の
ＶＣｅ７は、（４−４）式より、Ｖｃｅ７＝ＶｂｅｌＯ”ｉｔＲ＋−Ｖｌｌｅ＋３”’　
”’　（４−５）となる。ここで、トランジスタＱ１３
が導通しているので、Ｖｂｅ１゜斡Ｖ　ｂ　ｅ　ｓ　３
としてキャンセルすると、Ｙｃｅｙ＝ｉｌＲ＋　　　　
　　　　　　　　−・−・−・（４−６）となる。

一方、トランジスタの飽和電圧Ｖｃｅ５は一般に第２図
に示すような特性をもつ。即ち、飽和電圧Ｖｃｅ５はコ
レクタ電流１ｃに比例し、その比例定数は正の温度特性
をもっている。この比例定数をＫとすると、Ｖｃｅ５は
、Ｖ　ｃ　ｅ　ｓ　＝Ｋ　１　ｃ　　　　　　　　　−（
４−７）となる。（４−７）式をトランジスタＱ７に適
用して書き改めて、Ｖ　ｃ　ｅ　ｓ　ｙ＝Ｋｙ　Ｉ　ｃ　ｙ　　　　　　　
・・・・・（４−８）とする。

Ｖｃｅ７の最低値を飽和電圧ぎりぎりに設定しようとす
るときは、（４−６）　、　（４−８）式においてｖＣ
ｅ７＝Ｖｃｅｓｙとすればよく、両式よりに７１　Ｃ？＝　１１ＲｘＲ１＝に７　（Ｉ　ｃ　ｙ／　ｉ　＋）　　　　　　　
・・・・（４−９）を得ることができる。（４−９）式
のＩｃ７／ｉ１は、トランジスタＱＩＯＩ　Ｑ？よりな
る電流ミラー回路の入出力電流比であって固定定数とみ
なすことができる。従って、Ｋ７の絶対値と温度係数が
わかれば、抵抗Ｒ１の設定値が決まり、トランジスタＱ
７の高精度な飽和防止回路が完成する。

次に、接地側の通電用トランジスタＱ５の飽和防止につ
いて説明する。

トランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ電圧が飽和電圧
Ｖｃｅ５ｙとなるように飽和検出回路ｄ１の抵抗Ｒ１を
設定した場合、トランジスタＱ６のコレクタ・エミッタ
電圧Ｖｃｅ５は次のようにして求められる。第３図に示
すように、トランジスタＱ１のベース・エミッタ電圧を
Ｖｂｅ１、駆動コイルＬ＋、Ｌ２の電圧をそれぞれＶｌ
ｌ、Ｖ１２とすると、Ｖ１１＝Ｖｃｏ−Ｖｍ−Ｖｃｅｓ７−Ｖｂｅｌ−−（４
−１０）Ｙ１２＝Ｖａ−Ｖｃｅ５−１ｍ−Ｒｓ　　　　
　　　　−−（４−１１）が得られる。前記中点帰還ア
ンプＡｍによりコイル中点電圧は常にＶｍに固定され、
各相コイル電圧は、Ｖｍを中心に直流電源Ｖｃｏ側と接
地ＧＮＤ側の両方向に対称に発生するので、第３図に示
すＶｌｌ、Ｖｌ２は等しくなり、（４−１０）、　（４
−１１）式％式％が得られる。（４−１２）式に（４−１）を代入すると
５Ｖｃｓ５＝Ｖｃｏ−Ｖｆ＋Ｉｍ＋Ｒｓ＋Ｖｃｅ５７＋
Ｖｂｅｌ−１ｍ４ｓ−Ｖｃ。

＝Ｖｃｅｓ７＋Ｖｂｅ１−Ｖｆ　　　　　　　　　　　
　　　＋＋＋　・＋＋　（４−１３）となる。ここで、
Ｖｌはダイオードの順方向電圧降下であり、Ｖｂｅ１．
Ｖ（としてキャンセルすると、Ｖｃｅ５＝Ｖｃｅｓ７　
　　　　　　　　　　＋＋　＋＋　（４−１４）となる
。つまり、コイル中点帰還ループの作用により、トラン
ジスタＱ５についても、そのコレクタ・エミッタ電圧が
ほぼＶｃ　ｅ　Ｓｙとなるように保持されるため、トラ
ンジスタＱ７の場合のように高精度ではないが、飽和が
防止される。

以上、一つの相に対応する飽和検出回路ｄ１につき、ま
た、限られたタイミングのみについて説明したが、他の
相の飽和検出回路ｄ２．ｄ３も全く同様に動作するし、
モータが回転するすべてのタイミングについても有効で
ある。

このように、第１図に示す実施例によれば、基準電圧発
生手段としての抵抗Ｒ１の値と温度係数を所定値に設定
すれば、第１のトランジスタＱ１や接地側通電用トラン
ジスタロ６等のコレクタ電流や周囲温度に関係な（、こ
れらトランジスタの飽和を過不足なく防止することがで
きる。

また、半導体で形成される抵抗は、通常トランジスタの
飽和電圧に近いプラスの温度係数をもつので、上記実施
例にかかる回路をＩＣ化しようとする場合は、温度補償
の必要がなくなるという利点がある。さらに、抵抗Ｒ１
の値を調整すれば、飽和度のレベルを非飽和状態も含め
て任意に選択することができるし、抵抗Ｒ１の値に対す
る飽和度の変化はあまり敏感ではないので、抵抗Ｒ１の
設定はある程度ラフでも差し支えないという利点もある
。

そのほか、飽和検出の基準電圧（ｉｌ・Ｒ，）を各相ご
とに単独に設定しているため、飽和防止効果の相間格差
が少ないとか、飽和防止対象が駆動コイルへの通電用ト
ランジスタではないので、単独発熱せず、温度補償が容
易であるというような利点がある。

次に、各種変形実施例について説明する。

第４図に示す実施例は、第１図の実施例における電流帰
還手段としてのトランジスタＱ１ａの代わりにダイオー
ドＩ）ｔｓを用いて飽和検出回路ｄｌｌを構成した例で
ある。もちろん、他の相の飽和検出回路も同様に変更す
る。この実施例では、第１のトランジスタＱ７の飽和点
近くでダイオードＤＩ３を導通させ、上記トランジスタ
Ｑ７の＝レクタ電流１ｃ７の一部を飽和検出電流Ｉｓと
してダイオードＤＩｉ１に流し、これを全て飽和検出回
路ｄ１の流入電流１１に戻すことによってトランジスタ
Ｑ７の飽和を防止するものである。つまり、制御電圧Ｖ
ｃｔｌが上昇して電流１１が増大しても、飽和検出電流
Ｉｓの流入により、基準電圧発生手段としての抵抗Ｒ１
の電流１ｒｌはあまり増加せず、また、モータ電流１ｍ
の増加も停止するので、トランジスタＱ７のコレクタ・
エミッタ電圧Ｖｃ　ｅ７はそれ以上減少しなくなる。こ
のときのＶＣｅ７は、Ｖ　ｃ　ｅ　７＝　Ｉ　ｒ　、　
・Ｒ１−（５−１）となる。第１図の実施例と同様にＶ
ｃｅ１の最低値を飽和電圧ぎりぎりに設定するときは、
（４−８）式を用いて、Ｋｔ・Ｉｃｒ＝１　ｒＩ−ＲＩＲ１＝に７（Ｉ　ｃ　ｔ／　Ｉ　ｒ　ｌ＞　　　　−−
（５−２）を得る。（５−２）式のＩｃｙ／Ｉｒ、もト
ランジスタＱ＋ｏ＋　Ｑｖよりなる電流ミラー回路の入
出力電流比であり、第１図の実施例と同様に、抵抗Ｒ】
を所定値に設定すれば、トランジスタＱ７の飽和を防止
することができる。

第５図に示す実施例は、第１図に示す実施例における基
準電圧発生手段としての抵抗Ｒ１の代わりにトランジス
タＱ２６を用いて飽和検出回路ａＺｔを構成した例であ
る。もちろん、他の相の飽和検出回路も同様に構成され
るとともに同様に動作するものである。この実施例では
、三つのトランジスタＱ　２６１　Ｑ　２７１　Ｑ　２
１１よりなる電流ミラー回路の第１出力であるトランジ
スタＱ２６のコレクタが上記トランジスタＱ２６のコレ
クタに、第２出力であるトランジスタＱ２７のコレクタ
が上記トランジスタＱ２Ｓのベースにそれぞれ接続され
ており、第１及び第２の出力電流比はトランジスタ０２
６が完全に飽和するような比率に設定されている。つま
り、第１図に実施例における抵抗Ｒ１の電圧降下の代わ
りにトランジスタＱ２５の電圧降下を用いた点が第１図
の実施例と異なるのみであり、その他の動作は全く同様
である。

ここで、トランジスタＱ２１１の飽和電圧をＶｃｅ５ｚ
ｓとすると、トランジスタＱ１３が導通したときのトラ
ンジスタＱ７のコレクタ・エミッタ電圧Ｖｅｅ７は、Ｖ
ｃ　ｅｙ＝Ｖｃ　ｅ　８２１１　　　　　　　・・・・
・（５−３）となる。第１図の実施例と同様に、Ｖｃｅ
７の最低値を飽和電圧ぎりぎりに設定するときは、（４
−８）式を用いて、Ｋｙ　・Ｉ　Ｃ？＝Ｖ　Ｃｅ　Ｓ　２５　　　　　　・
＝・＝（５−４）を得る。トランジスタＱ２５のコレク
タ電流（１ｃ２□＝ｉ１）に対する飽和電圧の比例定数
をに２５とすると、Ｖ　ｃ　ｅ　Ｓ　２６＝に２５　・
ｉ　ｒ　　　　　　　　　−−（５−５）となり、（５
−５）式を（５−４）式に代入してＫｒ・　Ｉ　Ｃ７＝
に２Ｓ”　　ＩｔＫ２５＝　Ｋｙ　（Ｉ　ｃ　ｙ／　ｉ　＋）　　　　　
　　−−（５−６）を得る。（５−６）式のＩｃｙ／ｉ
ｉもｆ＠５図のトランジスタＱ１゜、Ｑ７よりなる電流
ミラー回路の入出力電流比であり、Ｋ２Ｓとに７の比率
を所定値に設定すれば、第１図の実施例と同様にトラン
ジスタＱ７の飽和を防止することができる。Ｋ２Ｓとに
７の比率はトランジスタＱ２５とトランジスタＱ７の面
積比により自由に設定することができ、さらに。

Ｋ２Ｓとに７の温度係数は同じであるから、この実施例
によれば温度補償の必要がないという利点がある。

なお、第１図の実施例において、トランジスタＱ２０を
省略して飽和検出電流ＩｓをトランジスタＱ　２１のベ
ースに直接流すようにしてもよく、また、トランジスタ
Ｑ２１のコレクタを制御アンプＡｃのプラス入力から電
流帰還アンプＡｆのプラス入力に接続変更してもよい。

図示の各実施例はそれぞれ組み合わせて使用してもよく
、また、３相往復通電に限らず、片方向通電や、あらゆ
る相数のブラシレスモータの駆動回路に応用することが
できる。

図示の実施例ではトランジスタがバイポーラトランジス
タになっていたが、ＦＥＴ　（電解効果トランジスタ）
を用いてもよい。

また、本発明は、センサ付きのブラシレスモータはもち
ろん、センサレスブラシレスモータにも適用可能である
。

（発明の効果）本発明によれば、直流電源側の出力トランジスタを駆動
する第１のトランジスタと、第１のトランジスタととも
に電流ミラー回路を構成する第２のトランジスタと、第
２のトランジスタに流れる電流に比例した電圧を発生す
る基準電圧発生手段と、第１のトランジスタの出力端子
と直流電源との閏の電位差が基準電圧発生手段の発生電
圧近傍に達したとき導通し第１のトランジスタの出力電
流の一部を第１のトランジスタの入力電流を減少させる
ように帰還させる帰還手段とを設けたため、電流や温度
などあらゆる条件が変化しても、常に高精度なトランジ
スタの飽和検出が可能であり、これによりブラシレスモ
ータ駆動回路のトランジスタの飽和防止を過不足なく行
うことができ、安定で効率のよいモータ性能を得ること
ができる。

また、飽和検出回路は、モータ電流検出抵抗の値の影響
を一切受けず、これに加えてコイル中点基準電圧の接地
を、接地側通電用トランジスタのエミッタと共通にして
コイル中点帰還ループを形成すれば、モータ電流検出抵
抗の値によって飽和防止効果が左右されず、モータ電流
検出抵抗を固定する必要がないため、設計の自由度が広
がるという利点がある。

飽和検出点は駆動コイルの出力端子ではないので、コイ
ルへの通電切換時に発生するスパイク状電圧によって飽
和検出回路が誤動作するようなことはなく、モータ性能
を損なうことはない。

本発明を適用するために必要な追加回路は極めて単純な
構成であるから、経済的であるとともに、ＩＣ化すれば
コストアップはほとんどない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかるブラシレスモータの駆動回路の
一実施例を示す回路図、第２図はトランジスタの飽和特
性の温度依存性を示す線図、第３図は上記実施例中の接
地側通電用トランジスタの飽和防止動作を説明するため
に一部を抜き出して示す回路図、第４図は本発明に適用
可能な飽和検出回路の変形例を示す回路図、第５図は本
発明に適用可能な飽和検出回路の別の変形例を示す回路
図、第６図は従来のブラシレスモータの駆動回路の例を
示す回路図、第７図は１２０°ソフトスイツチング波形
の例を示す波形図である。Ｌ１＋　Ｌ２１　Ｌ３・・・駆動コイル、Ｑｙ、　Ｑｓ
、　Ｑｓ・・・第１のトランジスタ、Ｑｔｏ＋　Ｑ＋ｔ
＋　ｑ１２”’第２のトランジスタ、Ｒ１＋　Ｒ２，Ｒ
３，Ｑ２６・・・基準電圧発生手段、Ｑ　１３＋　Ｑ　
１１　Ｑ　１６＋　Ｄ　ｒｓ・・・電流帰還手段、Ｖ　
ｃ　ｏ・・・直流電源、Ｉｃ７・・・出力電流、１１・・・中点検出器、Ａｍ・・・中点帰還アンプ。第図第図第図ｄ。第図第ア図（ｊＮＬ＋

Claims

【特許請求の範囲】

　１．ｍ相の駆動コイルを有する固定子と、上記駆動コ
イルへの通電を切り換える複数の出力トランジスタとを
備えたブラシレスモータの駆動回路において、直流電源
側に接続された出力トランジスタを駆動する第１のトラ
ンジスタと、第１のトランジスタとともに電流ミラー回
路を構成する第２のトランジスタと、第２のトランジス
タに接続され第２のトランジスタに流れる電流に比例し
た電圧を発生する基準電圧発生手段と、第１のトランジ
スタの出力端子と直流電源との間の電位差が上記基準電
圧発生手段の発生電圧近傍に達したとき第２のトランジ
スタの発生電圧とほぼ等しい電圧降下を伴って導通し上
記第１のトランジスタの出力電流の一部を第１のトラン
ジスタの入力電流を減少させるように基準電圧発生手段
より前段に帰還する電流帰還手段とを各相毎に備えたこ
とを特徴とするブラシレスモータの駆動回路。
　２．各相の駆動コイルが接続された中点の電圧を検出
する中点検出器と、駆動コイルの中点電圧をコイル中点
基準電圧に一致させるように帰還をかける中点帰還アン
プを備えた請求項１記載のブラシレスモータの駆動回路
。