JPH04121062A - ３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、３相変圧器を介して交流系統と連系する自励
式インバータの制御装置に係り、特に３相変圧器の直流
偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置に関する。

（従来の技術） 電力系統の無効電力の調整装置として、あるいは、燃料
電池や二次電池などの直流電力を電力系統に供給する目
的で、大容量の自励式インバータが用いられる。

第４図は、３相変圧器を介して交流系統に連系する電圧
型自励式インバータと、その制御装置の従来例を説明す
るための構成図である。

１はインバータ主回路を、２は直流コンデンサを、３は
変圧器を、４は直流電圧源を、５は交流系統を各々示し
ている。また、１０１はインバータ出力電圧基準算呂回
路を、１０２は同期検出回路を、１０３は有効電流設定
器を、１０３は有効電流設定器を、１０４は無効電流設
定器を、１０５はＰＷＭゲート制御回路を各々示してい
る。さらに、１１１及び１１２はホールＣＴを示してい
る。

第４図内で、インバータ主回ｍｌは直流コンデンサ２お
よび変圧器３と共に電圧型自励式インバータを構成して
いる。

インバータ主回路１は可制御整流素子ＧＬＩ、ＧＶ。

（Ｊ、　ＧＸ、　ＧＹ、　ＧＺと整流素子ＤＩＪ、　Ｄ
Ｖ、　ＤＷ、　ＤＸ、　ＤＹ。

ＤＺで構成される。可制御整流素子ＧＯ，ＧＶ、　ＧＷ
、　ＧＸ。

ＧＹ、　ＧＺとしては、ＧＴ○や電力用トランジスタな
どの自己消弧能力のあるパワーエレクトロニクス素子が
用いられる。

インバータ主回路１を構成する可制御整流素子ＧＵ、　
ＧＶ、　ＧＷ、　ＧＸ、　ＧＹ、　ＧＺ（７）通電期間
を変化さセルことにより、インバータ主回路１の３相の
出力電圧を制御することができる。インバータ主回路１
の３相の出力電圧の位相と振幅を、交流系統５の系統電
圧ＶＲ，ＶＳ、　ＶＴの位相と振幅に応して調整するこ
とにより、変圧器３のインピーダンスを介して３相交流
系統５と授受する電流を制御する。これにより、インバ
ータ主回路１直流コンデンサ２と変圧器３で構成される
電圧型自励インバータは、直流電圧源４の直流電力を有
効電力に変換して交流系統５に出力する、あるいは交流
系統５の無効電力を調整する。

インバータ出力電圧基準算出回路１０１と同期検出回路
１０２と有効電流設定器１０３と無効電流設定器１０４
とＰＷＭゲート制御回路１０５とは、上記の電圧型自励
インバータによる有効電力と無効電力を制御する制御装
置を構成している。

同期検出回路１０２は　３相交流系統５の系統電圧ＶＲ
，ＶＳ、　ＶＴの系統電圧位相θを検出する。

インバータ出力電圧基準算出回路１０１は、有効電流設
定器１０３からの有効電流基準値ｉｄｃと無効電流設定
器１０４からの無効電流基準ｉｑｃに応じて、ホールＣ
Ｔ１１１及び１１２で検出されるインバータ出力交流電
流ｉＲおよびｉＴを調整するようインバータ主回路１の
３相の出力電圧を決定するインバータ出力電圧基準ＶＲ
ｃ、　ＶＳｃ、ＶＴｃを算出する。このインバータ出力
電圧基準ＶＲｃ、　ＶＳｃ、ＶＴｃの算出では、３相交
流系統５の系統電圧ＶＲ，ＶＳ、　ＶＴの位相に対して
その位相を決定するため、同期検出回路１０２で検出さ
れる系統電圧位相θを使用する。

ＰＷＭゲート制御回路１０５はインバータ出力電圧基準
ＶＲｃ、　ＶＳｃ、ＶＴｃと三角波搬送信号とを比較し
て、インバータ主回路１を構成する可制御整流素子ＧＵ
、　ＧＶ、　ＧＷ、　ＧＸ、　ＧＹ、　ＧＺ（７）通電
期間を決定するゲート信号を出力する。

上記で説明した第４図の［３相変圧器を介して交流系統
に連系する電圧型自励式インバータと、その制御装置の
従来例」の動作は、文献５ｈｕｎ−ｊｃｈｉＨｉｒｏｓ
ｅ　ｅｔ　ａｌ”Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａ　
ｄｉｇｉｔａｌ　１ｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ　ｃｕｒ
ｒｅｎｔ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｆｏｒ　５ｔａｔｉｃ　１
ｎｄｕｃｔｉｏｎｔｈｙｒｉｓｔｏｒ　ｃｏｎｖｅｒｔ
ｅｒｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｕｔｉｌｉｔｙ　１ｉｎｅ”。

ＰＣＩＭ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ、　ｐｐ３４３−３４
９．　Ｄｅｃ、　８．１９８８１ｎＪａｐａｎに一例が
開示されている。

（発明が解決しようとする課題） 第４図「３相変圧器を介して交流系統に連系する電圧型
自励式インバータと、その制御装置の従来例」には下記
の不具合があった。

インバータ主回路１の３相の出力交流電圧に僅かな直流
成分が定常的に発生することにより、変圧器３の交番磁
束に直流成分が生じて過大な励磁電流が流れる現象、す
なわち、変圧器の直流偏磁により過電流が起こるという
不具合である。変圧器に直流偏磁が起き、変圧器の巻き
線に定格以上の電流が流れるようになると、変圧器の焼
損のみならず、インバータ主回路１を構成する可制御整
流素子ＧＵ、　ＧＶ、　ＧＷ、　ＧＸ、　ＧＹ、　ＧＺ
も遮断電流以上の電流が流れることにより破損するため
、電圧型自励式インバータとして運転ができなくなる。

インバータ主回路１の３相の出力交流電圧に僅かな直流
成分が発生する理由は、インバータ主回路１を構成する
可制御整流素子ＧＵ、　ＧＶ、　ＧＶ、　ＧＸ。

ＧＹ、　ＧＺの特性に僅かな違いがあることにより正極
側と負極側の素子の通電期間に差異が生じて出力電圧に
直流成分が発生する。正極側と負極側の素子とは、例え
ば、Ｒ相についてみれば、可制御整流素子ＧＯとＧＸの
様に直流電源の正極側と負極側に各々接続され、インバ
ータ出力電圧のＲ相の正極電圧と負極電圧を決定するそ
れぞれ素子である。

また、インバータ出力電圧基準算出回路１０１の回路内
のオフセットなどの誤差により、インバータ出力電圧基
’１７！ＶＲｃ、　ＶＳｃ、ＶＴｃに直流成分が発生す
ることなどでも、インバータ主回路１の３相の出力交流
電圧に直流成分が発生する。

変圧器の直流偏磁により過電流が発生するという不具合
は、変圧器の鉄心に空隙（ギャップ）を設け、変圧器の
鉄心の磁気飽和を起こしにくくすることにより抑制する
ことができるが、変圧器の容積が大きくなったり、価格
が高くなるため好ましくない。

従って、本発明は３相変圧器を介して交流系統に連系す
る自励式インバータに関し、３相変圧器の特徴を活かし
た直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置を提供
することにある。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 上記発明の目的を達成する手段は下記の如くである。

３相変圧器を介して交流系統に連系するインバータの制
御装置において、 インバータの３相出力電流の２相の電流直流成分を検出
する電流直流成分検出手段と、この２相の電流直流成分
からインバータの３相出力電圧の直流成分の不平衡成分
を２相の出方補正信号として算出する直流偏磁抑制信号
算出手段と、 この２相の出力補正信号をインバータの３相の出力基準
の内の２相の出力基準に加算して３相の補正出力基準を
出力する出力基準補正手段と、３相の補正出力基準から
インバータの出方電圧または出力電流を決定するゲート
ＩＩＩ御手段を備えることにより、変圧器の直流偏磁抑
制ができるようにしたインバータ制御装置。

（作用） 第５図はインバータ運転時の変圧器の直流偏磁現象を説
明する図を示し、第６図は３相変圧器の直流偏磁の抑制
原理を説明する図を示す。

直流偏磁について簡単に説明するために、第５図を用い
て説明する６単相変圧器の等価回路は第５図の変圧器の
部分で表されることが知られている。第５図中、Ｚｌは
変圧器のインバータ主回路側の漏れインピーダンス（巻
線抵抗と漏れインダクタンス）を示し、ｚ２は変圧器の
交流系統側の漏れインピーダンスを示し、Ｚｍは変圧器
の励磁インピーダンス（鉄損と励磁インダクタンス）を
各々示している。

インバータ主回路の出力電圧の直流電圧成分をＥとし、
交流系統はこの直流電圧成分に対してインピーダンスを
もたないと仮定すると、直流電圧成分Ｅに対してインバ
ータ主回路と変圧器と交流系統は第５図の回路を形成す
る。これにより、直流電圧成分Ｅに応じて直流電流１１
と１２が流れる。

直流偏磁は変圧器の励磁インダクタンスに直流電流が流
れることにより発生する。すなわち、直流電流１１によ
り直流偏磁が起こる。励磁インダクタンスは漏れインピ
ーダンスに比べて相当大きいので、直流電流１１が変圧
器の磁束が飽和して交流過電流を発生させるほど大きく
なるには長時間を要することになる。

第６図は本願で対象にしている３相変圧器の直流偏磁の
抑制原理を説明する図である。

第６図では、第５図の変圧器と交流系統のインダクタン
スに相当するインピーダンスを３相変圧器の各相毎にま
とめて、インピーダンスＺｍＲ，Ｚ＋＋＋Ｓ。

Ｚ＋＋＋Ｔとしている。

また、インバータ主回路の各相の直流電圧成分を各々Ｅ
Ｒ，ＥＳ、　ＥＴとする。説明を簡単にするため。

各相のインピーダンスＺｍＲ，ＺｍＳ、　Ｚ＋ｏ丁がす
ヘテ等しくｚであるとする。第６図の３相回路構成は、
ＥＲ＝　ＥＳ　＝　ＥＴ　　　　　・・・・・・・・・
・・・　　■ならば、３相の各相に流れる直流電流成分
ｉ１Ｒ。

ｉｌｓ、　ｉｌＴは ｉｌＲ＝　ｉｌｓ　＝　ｉｌＴ　＝　Ｏ・・・・・・・
・　　■となる。すなわち、各相の直流電圧成分ＥＲ，
ＥＳ。

ＥＴに差異があることにより、直流電流成分ｉ１Ｒ。

１１Ｓｖ　ｉＩＴが流れる。３相の回路条件から、ｉ１
Ｒ＋ｉｌｓ＋ｉｌＴ　＝　Ｏ・・・・旧・・　　■であ
るので、３相のうち２相の直流電流成分を検出すれば、
残り１相の直流電流成分は求められることになる。また
、 ＥＲ−ＦＳ＝　Ｚ　傘（２串ｉ１Ｒ−１１Ｔ）　＝（２
＊　Ｚ）　申（ｉｌＲ−（１／２）　傘１１Ｔ）−ｍＥ
ｌｏ−ＥＳ＝Ｚ　＊　（２嘲１１Ｔ−ｉ１Ｒ）＝（２傘
Ｚ）　”　（ｉｌＴ−（１／２）　串１１Ｒ）・−■よ
り、 Ｚ（２ｉ１Ｒ−ｉｌＴ）＝０　　−−　　　　Ｃ（Ｅ）
となるよう直流電圧成分ＥＲを制御すると共に、Ｚ　（
２ｉｌＴ　−１１Ｒ）　＝　０　−　・−−■となるよ
う直流電圧成分ＥＴを制御すれば、■式の条件が成立す
る。これにより、■式が成立し、各相に直流電圧成分が
あっても、３相の各相に流れる直流電流成分が零となり
、直流偏磁が抑制されることになる。この方式によれば
、直流偏磁抑制の為、インバータ主回路の３相の直流電
圧成分を各々零にすることなくその不平衡分のみ調整す
るため、直流偏磁抑制の為の制御応答を速めることがで
きる。

（実施例） 第１図は本発明の１実施例を説明する図である。第１図
では第４図と同じ機能を遂行する回路には同じ符号を付
している。第１図中、１０６は電流直流成分検出回路を
示し、１０７は直流偏磁抑制信号算出回路を示し、１０
８は出力基準補正回路を示している。

第２図は、第１図の電流直流成分検出回路１０６の具体
的回路例を説明する図を示している。第２図中、Ａは演
算増幅器を示し、Ｒ１及びＲ２は抵抗を示し、Ｃはコン
デンサを示している。第２図では、２組の演算増幅器Ａ
と抵抗Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣで、２回路の１次遅れ
回路を構成している。

第３図は、第１図の直流偏磁抑制信号算出回路１０７を
説明する図を示している。第３図中、１０７１はに）式
および０式の（１／２）定数の乗算を実現する増幅器を
示し、１０７２は（イ）式および０式の中括弧（）内の
加算演算を行う加算器を示し、１０７３はに）式および
０式の（２傘Ｚ）　　を実現する増幅器を示している。

出力基準補正回路１０８は、第１図に構成を示しており
、１０８１は加算器である。

電流直流成分検出回路１０６は、第１図に示すように、
ホールＣＴＩＩＩおよび１１２で検出されるインバータ
出力交流電流ｉＲおよびｉＴを入力し、インバータ出力
交流電流ｉＲおよびｉＴの直流成分ｉＲｄおよびｉＴｄ
を各々検出する。変圧器と同じ原理の変流器は直流成分
を含む信号を検出できないが、ホールＣＴは、いわゆる
交流器と異なり交流成分と共に直流成分を含む信号を検
出できる。第２図はホールＣＴ　１１１および１１２で
検出されるインバータ出力交流電流ｉＲおよびｉＴの直
流成分を検出する演算増幅器を用いた回路例を示してお
り、インバータ出力交流電流ｉＲおよびｉＴに各々１次
遅れ演算を施し、直流成分ｉＲｄおよびｉＴｄを各々検
出する。

直流偏磁抑制信号算出回路１０７は、電流直流成分検出
回路１０６からインバータ出力交流電流ｉＲおよびｉＴ
の直流成分ｉＲｄおよびｉＴｄを得て、（イ）式および
（ハ）式の右辺の各値をインバータ出力電圧補正信号ｖ
ＲｄおよびｖＴｄとして出力する。

出力基準補正回路１０８は、インバータ出力電圧基準算
出回路１０１から、有効電流設定器１０３からの有効電
流基準値ｉｄｃと無効電流設定器１０４からの無効電流
基準ｃｑｃに応じて、ホールＣＴＩＩＩ及び１１２で検
出されるインバータ出力交流電流ｉＲおよびｉＴを調整
するようインバータ主回路１の３相の出力電圧を決定す
るインバータ出力電圧基準ＶＲｃ、　ＶＳｃ。

ＶＴｃを入力するとともに、直流偏磁抑制信号算出回路
１０７から、直流成分νＲｄおよびｖＴｄとして入力す
る。そして、出力基準補正回路１０８は、（イ）式右辺
のインバータ出力電圧のＲ相の直流成分電圧ＥＲを補正
するため、インバータ出力電圧基準ＶＲｃから直流成分
ｖＲｄを減算し、インバータ出力電圧補正信号ｖＲｃｃ
として出力する。また、出力基準補正回路１０８は、（
ハ）式右辺のインバータ出力電圧のＴ相の直流成分電圧
ＥＴを補正するため、インバータ出力電圧基準ＶＴｃか
ら直流成分ＶＲｄを減算し、インバータ出力電圧補正信
号ｖＴｃｃとして出力する。

この従来例の場合、出力基準補正回路１０８は、インバ
ータ出力電圧のＳ相の直流成分電圧ＥＳを補正するため
、インバータ出力電圧基準ＶＳｅには補正演算を行わず
に、インバータ出力電圧補正信号ＶＳｃｃとして出力す
る。

ＰＷＭゲート制御回路１０５はインバータ８力電圧補正
信号ＶＲｃｃ、　ＶＳｃｃ、　ＶＴｃｃと三角波搬送信
号とを比較して、インバータ主回路１を構成する可制御
整流素子ＧＩＪ、　ＧＶ、　ＧＷ、　ＧＸ、　ＧＹ、　
ＧＺ（７）通電期間を決定するゲート信号を出力する。

以上説明した電流直流成分検出回路１０６と直流偏磁抑
制信号算出回路１０７と出力基準補正回路１０８とＰＷ
Ｍゲート制御回路１０５とにより、インバータ出力電圧
の直流成分に対して（０式と０式が成立するよう制御で
き、これにより０式が成立するよう制御が行われる。す
なわち、３相の各相に流れる直流電流成分が零となり、
直流偏磁が抑制されることになる。

本実施例では、インバータの３相呂力電流の２相の電流
直流成分のみ検出するために、第４図の従来例に新たに
ホールＣＴを追加する必要なく、本発明による３相変圧
器の直流偏磁抑制制御を含むインバータ制御回路を構成
できる効果がある。

第１図では、直流偏磁抑制信号算出回路１０７と出力基
準補正回路１０８とを電子回路で実現する構成としたが
、マイクロコンピュータ等を用いて、ソフトウェアにて
実現することもある。この場合。

第４図の従来例で、インバータ出力電圧基準算出回路１
０１がマイクロコンピュータのソフトウェアにて実現さ
れていれば、直流偏磁抑制信号算出回路１０７と出力基
準補正回路１０８の機能をソフトウェアとして追加する
ことにより、本発明を従来の制御装置に容易に組み込む
ことができる利点がある。

〔発明の効果〕

本発明には下記の効果がある。

■　３相変圧器の特性を活かしインバータの３相出力電
圧の直流成分を平衡させる制御を行うことにより３相変
圧器の直流偏磁抑制を行うため、３相変圧器の直流偏磁
抑制応答を速めることにより、３相変圧器の鉄心の磁束
を飽和させる励磁電流の値を小さくでき、鉄心に空隙を
入れた容積の大きな３相変圧器を使用しなくても直流偏
磁による過電流を抑制できるため、インバータの容積を
小さくし価格を安くできる。

■　インバータの３相出力電圧の直流成分を平衡させる
ためにインバータの３相出力電流の２相の電流直流成分
のみ検出するので、直流偏磁抑制制御を実現するインバ
ータ制御装置の構成が簡単になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の電流直流成分検出回路の具体的−例の回路図、第３
図は第１図の直流偏磁抑制信号算出回路の具体的−例を
示す回路図、第４図は従来装置の構成図、第５図はイン
バータ運転時の変圧器の直流偏磁現象を説明するための
等価回路、第６図は３相変圧器の直流偏磁の抑制原理を
説明するための等価回路図である。 １１１．インバータ、　　　　２・・・直流コンデンサ
、３・・・変圧器、　４・・・直流電源、　５・・・交
流系統、１０１・・・インバータ出力電圧基準算出回路
、１０２・・・同期検出回路、　１０３・・・有効電流
設定器、１０４・・・無効電流設定器。 １０５・・・ＰＷＭゲート制御回路、 １０６・・・電流直流成分検出回路。 １０７・直流偏磁抑制信号算出回路、 １０８・・電圧基準補正回路、 １１１．１１２・・・ホールＣＴ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ３相変圧器を介して交流系統に連系するインバータの制
   御装置において、 インバータの３相出力電流の２相の電流直流成分を検出
   する電流直流成分検出手段と、 この２相の電流直流成分からインバータの３相出力電圧
   の直流成分の不平衡成分を２相の出力補正信号として算
   出する直流偏磁抑制信号算出手段と、 この２相の出力補正信号をインバータの３相の出力基準
   の内の２相の出力基準に加算して３相の補正出力基準を
   出力する出力基準補正手段と、３相の補正出力基準から
   インバータの出力電圧または出力電流を決定するゲート
   制御手段を具備したことを特徴とする３相変圧器の直流
   偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置。