JPH0352590B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電子時計における高精度化を目指した
ものであり、その精度を長期に渡つて維持するよ
うな時計の改良に関するものである。

従来、水晶振動子を用いた電子時計は比較的精
度が良く、月差で数秒、又年間誤差としても数10
秒程度のものが提供されている。

しかしながら、年間の誤差を１秒以内に高精度
化することは限られたスペースの電子時計では困
難とされていた。

この理由として、ウオツチ用として普及してい
るXYタイプ水晶振動子を屈曲音叉振動子として
用いた場合と、クロツツク用として普及している
ATカツト水晶振動子の厚み滑り振動を用いた場
合について、次の要因があげられる。

XYタイプの32kHz台の水晶振動子は、非常
にバラツキの少ない２次曲線的な周波数温度特
性を有するため温度補償機能を付加することで
その温度特性を比較的広い温度範囲にわたり良
好なものとすることは可能であるが、振動子の
長期にわたるエージング特性の改良は、その振
動モード、支持などにより超高精度を達成する
という面からは困難であつた。

ATカツトのＭHz帯の水晶振動子は、その振
動モード、及び高い発振周波数などの有利な点
に支えられて、非常に高い安定性を有している
が、ほぼ三次曲線であらわされる周波数温度特
性は、カツト角誤差などにより非常にバラツキ
大となり、使用温度範囲でフラツトとすること
は困難であり、又温度補償も三次曲線のため困
難であつた。

以上に述べたようにAT水晶振動子とXY水晶
振動子は各々長所と短所をもつため上記水晶振動
子のどちらか一個を選択した場合では、時計の到
達可能な精度はAT水晶振動子を選別して特に良
いものを選別した場合でも年間誤差は数秒が限度
であつた。

本発明は上記欠点を無くし、時間基準発振源に
温度補償の容量なXY水晶振動子を用い、エージ
ング誤差の補正基準発振源としてAT水晶振動子
を用いて、高精度を長期に渡つて維持する電子時
計を提供することを目的としている。

具体的には、時計の温度変動に対してはXY水
晶振動子を用いて温度補償を施すことにより温度
の与える時計誤差を吸収し、前記XY水晶振動子
の時間経過にともなつて変動するエージング誤差
に対しては長期安定性にすぐれているAT水晶振
動子の温度特性を示す三次曲線の平坦領域に於け
る特定温度範囲（１例として24〜25℃）のみの値
を基準値として前記XY水晶振動子を校正するこ
とにより、時計に誤差を発生させる要因のほとん
どを取り除くことをめざしている。

次に本発明による電子時計の動作の概要につい
て第１図に示す電子時計のブロツク図により説明
する。

図中１はXY水晶振動子を有し、基準信号を発
生するための低周波発振回路、２は低周波発振回
路１の出力周波数を補正する補正装置、３は分周
回路３１及び表示駆動回路３２等により構成され
る時計回路ブロツク、４は温度センサを含む温度
検出装置、５は時刻表示ブロツク、６はAT水晶
振動子を有し、校正用信号を発生する高周波発振
回路、７は前記高周波発振回路６の発振動作を制
御する発振制御回路、８は低周波発振回路１と高
周波発振回路６の出力周波数を比較する比較回路
である。

上記構成による電子時計の動作を３動作に分け
て説明する。

第１の動作は電子時計の通常動作であり、低周
波発振回路１からの信号が補正装置２を通つて分
周回路３１と表示駆動回路３２を含む時計回路ブ
ロツク３に印加され、時刻表示ブロツク５を駆動
するようになつている。

第２の動作はエージング補正動作であり、温度
検出装置４は特定の温度、例えば24℃〜25℃を検
出したときに発振制御回路７と比較回路８に信号
を送り、発振制御回路７はこれを受けて高周波発
振回路６を作動させ、比較回路８は前記高周波発
振回路６と低周波発振回路１との周波数のズレを
測定してエージング誤差情報を作成し、補正装置
２はこのエージング誤差情報を受け取つて低周波
発振回路１の信号を補正しているのである。

第３の動作は温度補正動作でであり、温度検出
装置４より補正装置２に対して直接温度情報が送
られ、補正装置２はこの温度情報により低周波発
振回路１の温度補正を行なつている。

以上の３動作により補正装置２は２つの機能を
有することになる。すなわち、エージング誤差情
報を受けとつて、全温度領域に渡つて同量の補正
を行う機能と、温度情報を受け取つて低周波発振
回路１のもつ２次曲線的周波数温度特性をフラツ
トにすべく温度毎に異つた補正をする機能であ
る。以下では前者をエージング補正機能、後者を
温度補正機能とする。

第２図は上述した動作による温度特性の様子を
示した特性図である。横軸は温度θ（℃）、縦軸は
周波数偏差ppmをあらわす。

f₁は高周波発振回路６の温度特性を示してお
り、ほぼ三次曲線といえるうねりを有している。
この温度に関するうねりは前述したように容易に
取り除くことはできず、このためAT水晶振動子
といえども絶対基準発振源とすることが困難であ
つた。そこで、本発明は特定の温度、例えば図示
の如く高周波発振回路６の温度特性を示す三次曲
線f₁の平坦領域に予め設定した温度範囲24℃〜25
℃においてのみ参照することでこのうねりを無視
できるようにしたのである。なお、高周波発振回
路６は前記特定温度でのみ動作するので、他の温
度での周波数は参考用として図示してある。

f₄は低周波発振回路１の周波数温度特性を示し
ており、常温付近に頂点を有する二次曲線となつ
ている。

f₂は前記温度補正機能により温度補正され広い
温度範囲にわたつて誤差がわずかなものとなつた
温度特性曲線であり、f₃はエージング誤差が発生
して遅れとなつてしまつたときの周波数温度特性
曲線を示しており、f₂とf₃の差f₂−f₃が、補正す
べきエージング誤差ということになる。したがつ
て、本発明の比較回路８から補正装置２に送られ
るエージング情報はこのf₂−f₃にほかならない。

そのため、比較回路８は２つの機能を有するこ
とになる。すなわち、エージング誤差が零の初期
データとしてのf₁−f₂をあらかじめ記憶しておく
機能と、温度検出装置４の動作指令が来たときに
f₁−f₃を測定して、修正すべきエージング誤差f₂
−f₃を割り出す機能である。以下では前者を初期
データ記憶機能、後者を修正データ割り出し機能
と呼ぶことにする。

こうして、比較回路８が初期データ記憶機能と
修正データ割り出し機能を備えたことにより、低
周波発振回路１のみでは実現できなかつたエージ
ング誤差の補正が高周波発振回路６の特定温度に
おける発振周波数を絶対基準とすることにより可
能となつたのである。

ここで具体例の説明に入る前に第１図に於ける
補正装置２について説明を加えておく。

第１図では、低周波発振回路１の発振信号を分
周回路３１により分周し時計用の時間基準信号f_S
を得て、これにより時刻表示を行なう標準的な電
子時計の発振・分周・表示システムに於いて時間
基準信号f_Sを補正する補正装置２が挿入されてい
る。電子時計としてみるとき、この補正装置２は
結果的に時計用の時間基準信号f_Sを補正するもの
であればよく、実際にはこの観点から補正手段が
選らばれる。この補正手段として主なものに発振
周波数を直接制御するものとして電圧制御発振回
路を用いる手段、発振容量の制御による手段な
ど、又分周比を可変とするものとして分周回路へ
のパルス割込み手段などがある。

次に説明する実施例は補正手段として、このう
ち発振周波数を直接制御する発振容量制御手段の
一つである発振容量を時分割で切換え平均発振周
波数をこの時分割比で制御する手段を採用してい
る。

第３図は第１図における電子時計の具体的な構
成を示す回路図であり、第４図、第８図はこの第
３図の電子時計における要部回路図であり、これ
ら第３図、第４図、第８図により前記第１の動
作、第２の動作、第３の動作をそれぞれ説明す
る。

第３図は第１図における低周波発振回路１と補
正装置２を具体的に示す電子時計の回路図であ
る。図中、低周波発振回路１と補正装置２は一体
となつて基準信号発生装置９を構成する。基準信
号発生装置９において、低周波発振回路１は基本
的なCMOS発振回路であり、帰還抵抗１１、発
振用インバータ１２、水晶振動子１３、入力側容
量１４、出力側容量１５により構成され低周波発
振信号f_Lを出力する。

なお、この基本構成のみによる出力信号を基準
信号f_Bとあらわす。補正装置２は比較回路８より
エージング情報信号S₈が供給されエージング補正
信号S_Aを出力するエージング補正回路２１と、
温度検出装置４より温度情報信号S₄が供給され温
度補正信号S_Tを出力する温度補正回路２２と、前
記エージング補正信号S_A、温度補正信号S_Tを制
御入力信号とする発振周波数制御回路２３，２４
により構成される。

なお、、発振周波数制御回路２３及び２４と補
正回路２１及び２２は第１及び第２の補正手段を
構成している。発振周波数制御回路２３，２４は
前記低周波発振回路１の発振容量であるそれぞれ
入力側容量１４、出力側容量１５と並例にそれぞ
れスイツチング容量２３２，２４２を配置し、そ
れぞれエージング補正信号S_A、温度補正信号S_T
を制御入力信号とし、この信号の論理“０”で前
記発振容量にスイツチング容量をプラスし低周波
発振信号f_Lの周波数を下げるためのそれぞれスイ
ツチ素子２３１，２３２により構成される。

上記構成における前記第１の動作について説明
する。今、エージング補正信号S_A、温度補正信
号S_Tが論理“１”をとる時間割合を、それぞれ
_A，_Tとおき以下エージング補正率、温度補正
率とし、両補正率について＝１と＝０の低
周波発振周波数f_Lの差をそれぞれf_SWA，f_SWTとお
く。本実施例のCMOS水晶発振回路では、f_SWAと
_Aによる周波数シフトとf_SWTと_Tによる周波数シ
フトは独立で働き、又_A，_Tとこの_A，_Tによ
る周波数シフトは線形とみることができることよ
り、低周波発振周波数f_Lは平均周波数で次式であ
らわされる。

f_L＝f_B−f_SWA ×（１−_A）−f_SWT×（１−_T） …(1) すなわち、基準低周波発振周波数f_Bにエージン
グ補正項−f_SWA×（１−_A）と温度補正項−f_SWT×
（１−_T）を加えた低周波発振周波数f_Lが実現さ
れることになる。

第４図は第３図における温度検出装置４、高周
波発振回路６、発振制御回路７、比較回路８、エ
ージング補正回路２１の具体的な構成を示す要部
回路図である。

第５図、第６図、第７図の電圧波形図を参照し
ながら第４図について説明する。

温度検出装置４において、４１は温度情報信号
S₄を出力する温度レジスタ４０を備えた温度検出
回路であり、この温度情報信号S₄はT₀，T₁，…
…T₈の９ビツトよりなり次式で示す温度情報値
Ｔをあらわす。

Ｔ＝T₀×2⁰＋T₁×2¹＋……T₈×2⁸ ……(2) なお温度検出回路４１の内容については後述す
るが、この温度情報値Ｔは温度と比例するもので
ある。

４２は前記温度情報信号S₄のうちT₃，T₄，
T₅，T₆と₇を入力とし全入力信号が同じ論理値
のときのみ論理“１”を出力するExclusive−
NOR（以下EXNORと略す）回路４２１と、この
EXNOR回路４２１の出力信号と前記温度情報信
号S₄のうちT₈をインバータ４２２により反転し
た信号を入力し特定温度条件信号S₄₂を出力する
AND回路４２３よりなる特定温度検出回路であ
る。

４３は２個のNOR回路よりなる公知のセツト
リセツト型フリツプフロツプ（以下RSFFと略
す）であり、セツト入力端子Ｓには同期４時間信
号φ_4hが供給され、リセツト入力端子Ｒには後述
の発振タイミング信号S₄₅が供給され、出力端子
Ｑより比較時間条件信号S₄₃を出力する。

なお本願では低周波発振信号f_Lを分周した信号
を同期信号とするとき、記号φにその周波数又は
周期（秒はｓ、時間はｈをつける）の概略値を添
えてあらわす。

４４はAND回路であり前記特定温度検出回路
４２より特定温度条件信号S₄₂を入力し、前記
RSFF４３より比較時間条件信号S₄₃を入力し、
比較条件信号S₄₄を出力する。

４５はRSFFでありセツト入力端子Ｓには前記
比較条件信号S₄₄が供給され、リセツト入力端子
Ｒには同期64秒信号φ₆₄₅が供給され、出力端子Ｑ
より発振タイミング信号S₄₅を出力する。

４６はAND回路であり、この発振タイミング
信号S₄₅と同期32秒信号φ_32Sを入力し比較タイミ
ング信号S₄₆を出力する。上記構成を有する温度
検出装置４の動作について第５図により説明す
る。第５図において、イは同期64秒信号φ_64S、ロ
は同期32秒信号φ_32S、ハは同期４時間信号φ_4h、
ニは特定温度条件信号S₄₂、ホは比較時間条件信
号S₄₃、ヘは比較条件信号S₄₄、トは発振タイミン
グ信号S₄₅、チは比較タイミング信号S₄₆をあらわ
す。温度検出回路４１の温度レジスタ４０はイに
示す同期64秒信号φ_64Sの立下りのタイミングで温
度情報値Ｔをセツトする。このとき特定温度検出
回路４２はT₃，T₄，T₅，T₆，₇が同値でT₈が
論理“０”のとき、すなわち120≦Ｔ＜136のとき
特定温度条件信号S₄₂を論理“１”とする。今t₁
時点でハに示す如く同期４時間信号φ_4hが立上る
ときRSFF４３はセツトされ比較時間条件信号
S₄₃はホに示す如く論理“１”となる。この比較
条件信号S₄₃が論理“１”の状態に於いてt₂時点
でニに示す如く特定温度条件信号S₄₂が論理“１”
となるときAND回路４４によりヘに示す如く比
較条件信号S₄₄は立上りRSFF４５によりトに示
す如く発振タイミング信号S₄₅が立上る。この発
振タイミング信号S₄₅の論理“１”はホに示す比
較時間条件信号S₄₃をリセツトし、これによりヘ
に示す比較条件信号S₄₄も論理“０”となる。t₄
時点でRSFF４５はイに示す同期64秒信号φ_64Sに
よりリセツトされ、トに示す如く発振タイミング
信号S₄₅が論理“０”となる。このトに示す発振
タイミング信号S₄₅のt₂〜t₄間の論理“１”のうち
AND回路４６によりロに示す同期32秒信号φ_32S
とANDがとられチに示す如く比較タイミング信
号S₄₆は後半t₃〜t₄の時点で論理“１”をとること
になる。ホに示す如くt₂時点で論理“０”となつ
た比較時間条件信号S₄₃はt₁から４時間後のt₃時点
でハに示す同期４時間信号φ_4hが立上るまで論理
“０”を維持することになる。すなわち、温度検
出装置４は温度情報値が120Ｔ＜136となるとき
最小時間間隔４時間毎に32秒間論理“１”となる
発振タイミング信号S₄₅を出力するとともに、こ
の発振タイミング信号S₄₅の後半の16秒間論理
“１”となる比較タイミング信号S₄₆を出力する。

高周波発振回路６は発振用インバータ６１、帰
還抵抗６２、水晶振動子６３、入力側容量６４、
出力側容量６５と波形整形用インバータ６６から
なり、高周波発振信号f_Hを出力する基本的な
CMOS水晶発振回路よりなる。

発振制御回路７はプラス電源７１を前記高周波
発振回路６の発振用インバータ６１のプラス電源
端子に供給し、インバータ７２により前記温度検
出装置４からの発振タイミング信号S₄₅を反転し
発振インバータ６１のマイナス電源端子に供給す
る。

上記構成となる発振制御回路７と、高周波発振
回路６において、今、温度検出回路４から論理
“０”の発振タイミング信号S₄₅が供給されると
き、この信号はインバータ７２により反転され発
振用インバータ６１のマイナス電源端子に供給さ
れる。これにより発振用インバータ６１のプラス
電源端子とマイナス電源端子はともに論理“１”
となるため電力が供給されず、高周波発振回路６
の発振動作は止まる。逆に、論理“１”の発振タ
イミング信号S₄₅が供給されるときインバータ７
２により論理“０”が発振用インバータ６１のマ
イナス電源端子に供給されるため、これにより発
振用インバータ６１に電力が供給され、高周波発
振回路６は発振し高周波発振信号f_Hを出力する。
すなわち、高周波発振回路６は発振タイミング信
号S₄₅の論理“１”で発振する間欠発振動作を行
う発振回路である。

比較回路８について説明する。

８１はＤタイプFFよりなり、位相検出手段を
構成する位相比較回路であり、クロツク入力端子
C_Lには基準信号発生装置９より低周波発振信号
F_Lが供給され、データ入力端子Ｄには高周波発
振回路６より高周波発振信号f_Hが供給され、出力
端子Ｑより位相信号f_Pを出力する。８２はAND
回路であり、この位相信号f_Pと前記温度検出装置
４からの比較タイミング信号S₄₆とを入力し位相
差パルス列信号S₈₂を出力する。８３はNOR回路
であり同期64秒信号φ_64Sと同期32秒信号φ_32Sを入
力し位相差クリア信号S₈₃を出力する。８４は10
桁のカウンタにより構成される位相差カウンタで
あり、クロツク入力端子φには前記位相差パルス
列信号S₈₂が供給され、リセツト入力端子Ｒには
前記位相差クリア信号S₈₃が供給され、10桁目の
出力端子Q₉より補正符号信号S₈₄を出力する。８
５は補正信号作成回路であり、前記比較タイミン
グ信号S₄₆をインバータ８５０により反転した信
号を入力端子L₁より入力し同期２秒信号φ₂₃の反
転信号₂₃を入力端子L₂より入力し出力端子Ｑよ
り１パルス補正信号S₈₅₁を出力するラツチ回路８
５１と、この１パルス補正信号S₈₅₁と同期８Hz信
号φ8を入力とし８パルス補正信号S₈₅₂を出力する
AND回路８５２と、前記位相差カウンタ８３の
出力端子Q₃，Q₄，……Q₇，₈の信号を入力し特
定位相差信号S₈₅₃を出力するEXNOR回路８５３
と、この特定位相差信号S₈₅₃を入力端子Ｃより入
力し、入力端子Ａより前記１パルス補正信号S₈₅₁
を入力し、入力端子Ｂより前記８パルス補正信号
S₈₅₂を入力し、出力端子Ｑよりパルス補正信号
S₈₅を出力するABセレクタ８５４とにより構成さ
れる。なおラツチ回路８５１とABセレクタ８５
４は周知の回路であり、ラツチ回路８５１は図示
の如くAND回路１個とNAND回路２個より構成
され、入力端子L₁からの入力信号の立上りから、
入力端子L₂の入力信号の立下り時点まで論理
“１”となるパルス信号を出力端子Ｑより出力す
るものであり、ABセレクタ８５４は制御入力端
子Ｃの入力信号が論理“１”のとき入力端子Ａか
らの入力信号を出力端子Ｑに通し、論理“０”の
とき入力端子Ｂからの入力信号を出力端子Ｑに通
すものである。上記構成を有する比較回路８の動
作について第６図により説明する。第６図におい
て、イは同期64秒信号φ_64S、ロは同期32秒信号
φ_32S、ハは位相差クリア信号S₈₃、ニは比較タイ
ミング信号S₄₆、ホは補正符号信号S₈₄、ヘは１パ
ルス補正信号S₈₅₁、トは８パルス補正信号S₈₅₂、
チは特定位相差信号S₈₅₃、リはパルス補正信号
S₈₅をあらわす。なおt₁〜t₃間は32秒、t₃〜t₄間は
１秒である。

イ、ロに示す同期信号に対しNOR回路８３に
より位相差クリア信号S₈₃はハに示す如くt₁〜t₂で
論理“１”となり位相差カウンタ８４はリセツト
されるためホに示す如く補正符号信号S₈₄は論理
“０”となる。次にt₂からt₃時点でニに示す如く
温度検出装置４から供給される比較タイミング信
号S₄₆が論理“１”となるとき、すでに説明の如
く温度検出装置４はt₁からt₃時点で発振タイミン
グ信号S₄₅を論理“１”とし、これにより高周波
発振回路６は発振動作中であるため位相比較回路
８１は低低周波発振信号f_Lをサンプリング信号と
して高周波発振信号f_Hの位相検出を行ない位相信
号f_Pを出力しており、AND回路８２はこの位相
信号f_Pを通して位相差パルス列信号S₈₂とし、位
相カウンタ８４は、このt₂からt₃時点の16秒間こ
の位相差パルス列信号S₈₂すなわち位相信号f_Pを
カウントする。ホに示す位相符号信号S₈₄は、位
相差カウンタ８４の最上位桁の出力信号であるこ
とから、t₂時点で位相差カウンタ８４のカウント
数ゼロのとき論理“０”でスタートし、t₂₀時点
でカウント数512となるとき論理“１”に反転し、
t₂₁時点でオーバーフローが起りカウント数が
1023からゼロとなるとき論理“０”となる。t₂か
らt₃時点で補正符号信号S₈₄は、このt₂からt₂₁ま
での動作を繰返すことになる。このときEXNOR
回路８５３の出力信号である特定位相差信号S₈₅₃
は位相差カウンタ８４のカウント数が504以上520
未満のとき論理“１”となるためチに示す如くな
る。t₃時点の位相差カウンタ８４の内容を位相差
カウント数C_Pとおくとき、次式であらわされる。

C_P＝〔f_P×16〕−2¹⁰×n_P ……(3) ここでn_Pはt₂からt₃間での位相差カウンタ８４
のオーバーフローの回数であり、“〔 〕”はデジ
タル値化をあらわす。t₃時点のホに示す補正符号
信号S₈₄とチに示す特定位相差信号S₈₅₃はこの位
相差カウント数C_Pにより一義に決まり、t₅時点ハ
に示す位相差クリア信号S₈₃の論理“１”で位相
差カウンタ８４がリセツトされるまで維持され
る。ホ、チはC_P＝515、n_P＝１の例でありt₃時点
で補正符号信号S₈₄は512C_Pにより論理“１”、
特定位相差信号S₈₅₃は504C_P＜520により論理
“１”となつている。次のt₃からt₄時点ではラツ
チ回路８５１によりヘに示す１パルス補正信号
S₈₅₁に１パルスが出力され、又AND回路８５２
によりトに示す８パルス補正信号S₈₅₂に８パルス
が出力される。ABセレクタ８５４はチに示す如
く特定位相差信号S₈₅₃が論理“１”のときはヘに
示す１パルス補正信号S₈₅₁をリに示す如くパルス
補正信号S₈₅とする。なお逆に特定位相差信号
S₈₅₃が論理“０”のときはトに示す８パルス補正
信号S₈₅₁をパルス補正信号S₈₅とする。

すなわち、比較回路８は比較タイミング信号
S₄₆の論理“１”で高周波発振信号f_Hと低周波発
振信号f_Lとの位相比較を行ない、これをカウント
した値である位相差カウント数C_Pに応じてエー
ジング情報信号S₈としての補正方向に対応した信
号である補正符号信号S₈₄を定めるとともに、同
じくエージング情報信号S₈としての補正量に対応
した信号であるパルス補正信号S₈₅を出力する。
具体的には補正符号信号S₈₄は512C_Pで論理
“１”、C_P＜512で論理“０”となり、又パルス補
正信号S₈₅は504C_P＜520のとき１パルス、その
他のときは８パルスよりなるパルス信号となる。

エージング補正回路２１について説明する。

２１１は前記比較回路８で説明したラツチ回路
であり、入力端子L₁には同期２秒信号の反転信
号₂₃が供給され、入力端子L₂には同期512Hz信号
の反転信号₅₁₂が供給され、出力端子Ｑよりエー
ジング補正同期信号φ_Aを出力する。

２１２は10桁のアツプダンカウンタより成る切
替比記憶回路であり、クロツク入力端子φには前
記比較回路８よりパルス補正信号S₈₅が供給され、
アツプダウンモード入力端子UDには前記比較回
路８より補正符号信号S₈₄が供給される。

このアツプダウンカウンタ２１２はアツプダウ
ンモード入力端子UDからの入力信号が論理
“１”のときはアツプカウンタ、論理“０”のと
きはダウンカウンタとして働く公知のカウンタで
ある。２１３はAND回路であり後述する切替回
路２１５の出力端子の出力信号と同期512Hz信
号φ₅₁₂を入力しカウントアツプ信号S₂₁₃を出力す
る。

２１４は10桁のプリセツタブルカウンタであ
り、データ入力端子D₀，D₁，……D₉には前記切
替比記憶回路２１２の出力端子Q₀，Q₁，……Q₉
の出力信号が供給され、プリセツトイネーブル端
子PEには前記エージング補正同期信号φ_Aが供給
され、クロツク入力端子φには前記カウントアツ
プ信号S₂₁₃が供給され出力端子Q₉よりオーバーフ
ロー信号S₂₁₄を出力する。このプリセツタブルカ
ウンタ２１４はプリセツトイネーブル端子PEの
入力信号の論理“１”でデータ入力端子D₀，D¹，
……D₉の入力信号にプリセツトされる公知のカ
ウンタである。２１５はトリガータイプFFより
成る切替回路であり、クロツク入力端子φには前
記オーバーフロー信号S₂₁₄が供給され、リセツト
入力端子Ｒには前記エージング補正同期信号φ_A
が供給され、出力端子Ｑよりエージング補正信号
S_Aを出力する。このトリガータイプFFはクロツ
ク入力端子φからの入力信号の立下りで出力信号
を反転するカウンタで用いられる公知のFFであ
る。上記構成を有するエージング補正回路２１の
動作について第７図を用い説明する。

第７図において、イは同期５１２Hz信号φ₅₁₂、
ロはエージング補正同期信号φ_A、ハはカウント
アツプ信号S₂₁₃、ニはオーバーフロー信号S₂₁₄、
ホはエージング補正信号S_Aをあらわす。t₁からt₃
間は２秒となつている。

イに示す同期５１２Hz信号φ₅₁₂に対し、ラツチ
回路２１１はロに示す如く２秒周期のパルス信号
であるエージング補正同期信号φ_Aを出力する。t₁
時点でロに示す如くエージング補正信号φ_Aが論
理“１”となるときプリセツタブルカウンタ２１
４には切替比記憶回路２１２の値がプリセツトさ
れる。又、切替FF２１５はリセツトされ、ホに
示す如くエージング補正信号S_Aが論理“０”と
なり、AND回路２１３は以後イに示す同期５１
２Hz信号をハに示す如くカウントアツプ信号S₂₁₃
とする。次にt₂時点でプリセツタブルカウンタ２
１４がオーバーフローしニに示す如くオーバーフ
ロー信号S₂₁₄が立下るとき切替FF２１５はホに
示す如くエージング補正信号S_Aを論理“１”に
反転させる。これにより以後AND回路２１３は
同期５１２Hz信号を通さずハに示す如くカウント
アツプ信号S₂₁₃は論理“０”となる。t₁からt₃の
２秒間の動作はt₃以後も繰返し行なわれる。ここ
でアツプダウンカウンタのカウント数すなわち切
替比記憶回路２１２の記憶内容をC_Cとおく。こ
のときt₁からt₂の時間は（1024−C_C）／512とな
る。前に定義した如くエージング補正率_Aはエ
ージング補正信号S_Aの論理“１”をとる時間割
合であること、t₁からt₃が２秒間であること、t₂
からt₃でホに示す如くエージング補正信号S_Aが論
理“１”となることから結局次式が成立する。

_A＝C_C／1024 ……(4) エージング補正率_Aにより低周波発振信号f_Lの
周波数が補正されることは、すでに前記(1)式で示
したが、(4)式により切替比記憶回路２１２の記憶
内容C_Cの変更によりエージング補正率_Aが変更
され、結果として低周波発振周波数F_Lを補正で
きることが示される。この切替比記憶回路２１２
の記憶内容C_Cの変更は、パルス補正信号S₈₅のパ
ルス数だけ補正符号信号S₈₄の論理“１”、論理
“０”に対してプラス、マイナスされることによ
り行なわれる。

すなわち、エージング補正回路２１は比較回路
８より出力されるエージング情報信号S₈である補
正符号信号S₈₄とパルス補正信号S₈₅により切替比
記憶回路２１２の記憶内容C_Cを補正するととも
に、(4)式によるエージング補正率_Aにより低周
波発振信号f_Lを(1)式により補正するものである。

上記構成になる電子時計の第２の動作であるエ
ージング補正動作について説明する。

今、温度検出装置４が温度情報値Ｔが120Ｔ
＜136となる特定温度を検出するとき、最低４時
間の間隔で発振タイミング信号S₄₅を32秒間論理
“１”とする。これにより発振制御回路７は高周
波発振回路６を発振動作状態とする。又温度検出
装置４はこの32秒間の後半の16秒間比較タイミン
グ信号S₄₆を論理“１”とする。これにより比較
回路８は低周波発振信号f_Lとすでに発振している
高周波発振回路６の高周波発振信号f_Hとの比較を
行なう。

ここで、高周波発振周波数f_Hと低周波発振周波
数f_Lについて説明する。

高周波発振周波数f_Hの標準値をf_HS＝4194304
（Hz）、低周波発振周波数f_Lの標準値をf_LS＝32768
（Hz）と設定するとき、このf_HSとf_LSには次の関係
が成立する。

f_HS＝f_LS×ｍ ……(5) ｍは正の整数、本実施例では128である。この
f_HSがf_LSの整数倍であることにより低周波発振周
波数f_Lと高周波発振周波数f_Hとの比較は位相比較
により行なわれることになる。

比較回路８の位相比較回路８１はこの位相比較
を行なう回路であり、その出力信号である位相信
号f_Pの周波数は次式となる。

f_P＝｜f_H−f_L×ｍ｜ ……(6) ここで“｜ ｜”は絶対値記号である。

高周波発振回路６の発振周波数f_Hの前記標準高
周波発振周波数f_HS対する周波数偏差d_Hを次式に
より設定する。

d_H＝f_H−f_HS／f_HS＝32／f_HS＋64／f_HS×n_P …(7) n_Pは前記比較回路８で説明した位相差カウンタ
８４のオーバーフローの回数であり、本実施例で
は高周波発振周波数f_Hがその標準値f_HSから大きく
ズレない範囲で適当な正の整数値をとる。このと
きf_L≒f_LSの条件で(6)式の絶対値記号が不要となる
ことと、(6)式、(7)式と前記(3)式を用いるとき位相
差カウント数C_Pは次式であらわされる。

C_P＝〔（f_HS−f_L×ｍ）×16〕＋512 ……(8) f_L＞f_LSとなつた場合について説明する。このと
き(8)式よりC_P＜512となり比較回路８は補正符号
信号S₈₄を論理“０”とし、C_P≧504なら１パルス
信号が、C_P＜504なら８パルス信号がパルス補正
信号S₈₅に出力され、このパルスだけエージング
補正回路２１は切替比記憶内容C_Cをマイナスす
る。これにより前記(4)式によりエージング補正率
_Aが減少し、前記(1)式により低周波発振周波数f_L
は結局減少する様に補正される。すなわち低周波
発振周波数f_Lの標準周波数f_LSに対するプラスのズ
レはエージング補正動作によりマイナス方向に補
正されることになる。

逆に、f_L＜f_LSとなる場合はC_P≧512となり補正
符号信号S₈₄は論理“１”となり切替比記憶内容
C_CはC_P＜520ならプラス１、C_P≧520ならプラス
８され、(4)式により_Aが増加し、(1)式によりf_Lが
増加する様に補正される。すなわち低周波発振周
波数f_Lの標準周波数f_LSに対するマイナスのズレは
エージング補正動作によりプラス方向に補正され
ることになる。

よつて低周波発振周波数f_Lはエージング補正動
作により標準低周波発振周波数f_LSに補正される。
すなわち(5)式より低周波発振周波数f_Lは標準高周
波発振周波数f_HSに補正されるので、結局(7)式か
ら高周波発振周波数f_Hの精度となる。

なお、１回のエージング補正動作においては位
相差カウント数C_Pがf_L＝f_LSの時の標準値５１２に
対して±８の範囲に入るときと入らないときでパ
ルス補正信号のパルス数は１と８に限定されてい
る。このパルス数により切替比記憶内容C_Cの変
更量が決まり(4)式(1)式により低周波発振周波数f_L
の補正量が決まる。よつてエージング補正動作は
１回の補正動作の補正量を制限かつ限定すること
になる。

この補正量の制限は、エージング補正誤動作、
例えば外部温度の急激な温度変化による温度検出
装置４の検出温度と外部温度のズレによる誤動作
などに対し１回の誤動作による補正量が制限され
るので、その影響を最小限に押える効果をもつ。
又、補正量の限定は低周波発振回路１の通常のエ
ージングに対しては最小補正量で対応し、衝撃な
どによるある程度大きな周波数シフトに対しては
数回の大きな補正量の補正動作で速やかに対応す
るエージング補正動作を演算回路などを用いない
簡単な回路で実現できる効果をもつ。

次に、エージング補正動作の分解能と補正幅に
ついて説明する。

温度検出装置４における比較タイミング信号
S₄₆の論理“１”をとる時間を位相比較時間T_P
（本実施例では16秒）とし、比較回路８における
位相差カウンタ８４の桁数を位相差カウンタ桁数
K_P（本実施例では10）とする。これを用い高周波
発振信号f_Hのf_HSに対する周波数偏差d_Hを次式によ
り設定する。

d_H＝2^Kp-1／t_P×f_HS＋2^Kp／t_P×f_HS×n_P …(9) このとき位相差カウント数C_Pは次式となる。

C_P＝〔（f_HS−f_L×ｍ）×t_P〕＋2^Kp-1……(10) この(9)式、(10)式は本実施例では(7)式、(8)式とな
る。これにより比較回路８による分解能をd_P、補
正幅をh_Pとすると d_P＝１／t_P×f_HS・h_P＝2^Kp／t_P×f_HS ……(11) となる。本実施例では、おおよそ d_P＝0.0149（ppm）、h_P＝15.26（ppm）である。
次にエージング補正回路２１の切替比記憶回路２
１２の桁数をW_A（本実施例では10）とし、エージ
ング補正同期信号φ_Aの周期をエージング補正周
期t_A（本実施例では２秒）とおく、このとき当然
プリセツタブルカウンタ２１４のクロツク入力と
ラツチ回路２１１の入力端子L₂の入力の周波数
はK_A／t_Aとなる。この時エージング補正回路２
１による理論上の分解能をd_A、補正幅をh_Aとする
と、前記(1)式を用い、 D_A＝f_SWA／f_LS×１／2^KA、h_A＝f_SWA／f_LS …(12) となる。このうち低周波発振周波数f_Lで実現され
る分解能はd_P，d_Aのうち大きい方をとり、補正幅
ははh_P，h_Aのうち狭い方をとる。よつてd_Pとd_A、
h_Pとh_Aは一致するように設定するのが望ましく、
この条件は(11)、(12)式と(5)式を用いて K_A＝K_P、f_SWA＝2^KA／（t_p×ｍ） ……（13） となる。本実施例ではK_A＝K_P＝10であり、t_P＝
16、ｍ＝128よりf_SWA＝0.5（Hz）と設定する。但し
このf_SWAは少々バラツキがあつても前記エージン
グ補正の分解能と補正幅に影響を与えるがエージ
ング補正動作自体には問題とならない。

第８図は第３図における温度検出装置４と温度
補正回路２２の具体的な構成を示す要部回路図で
ある。

従来より電子時計等の小型電子装置に温度セン
サを搭載し携帯中の温度を感知して時間基準信号
f_Sの温度補償を行なう方法は数多く提案されてい
る。本願における温度補正は、これらのどれを採
用しても良いことは言うまでもない。本実施例
は、これらのうち温度情報をデジタル値としてと
らえるものであり、さらにはこのデジタル温度情
報を感温素子例えばサーミスタ、又は別の水晶振
動子などの外付け部品を用いずモノシリツクIC
化された温度検出回路により得るものである。

すなわち、第９図の温度特性図を参照に第８図
について説明する。

温度検出装置４において温度検出回路４１は温
度レジスタ４０よりT₀，T₁，……T₈よりなる温
度情報信号S₄を温度補正回路２２に供給する。温
度補正回路２２はこの温度情報信号S₄より温度補
正信号S_Tを作成し周波数制御回路２４に供給す
る。

温度検出回路４１において４７は感温発振回
路、４８１はこの感温発振回路４７の出力信号を
所定個数だけ数えるゲート信号カウンタ、４８２
はあらかじめ所定の値にセツトされたのち前記ゲ
ート信号カウンタ４８１と同じ期間だけ計数動作
して基準信号発生装置９の出力信号f_L又はその分
周信号を計数する比較カウンタ、４０はこの比較
カウンタ４８２の最終値を記憶する温度レジス
タ、４８３は前記構成部分を時系列制御する制御
回路、４９１はゲート信号カウンタ４８１に対し
て計数すべき数値Ａを与える数値Ａ記憶回路、４
９２は比較カウンタ４８２に対してあらかじめセ
ツトしておくべき数値Ｂを与える数値Ｂ記憶回路
である。なお、本実施例において数値記憶回路４
９１，４９２は同一IC内の記憶回路にて構成さ
れるが、ICチツプ外に設けられた選択接続パタ
ーンを用いることもできる。上記構成を有する温
度検出回路４１の動作を説明する。

前述の如く温度検出回路４１は同期64秒信号の
立下りで温度情報値Ｔを温度レジスタ４０にセツ
トする回路であり、制御回路４８３はこれと同期
して一定の時間間隔すなわち64秒毎に温度検出動
作を制御するものである。

この温度検出すべき時間がくると、まずゲート
信号カウンタ４８１及び比較カウンタ４８２にそ
れぞれ数値Ａ、数値Ｂがセツトされ、次にゲート
信号カウンタ４８１には感温発振回路４７を信号
源とする周期τの信号P〓が入力され、比較カウン
タ４８２には基準信号発生装置９を信号源とする
周波数f_Cの同期Ｃ信号φ_Cが入力される。

さらに比較カウンタ４８２はカウント内容が数
値Ｂの状態から計数動作を開始し、ゲート信号カ
ウンタ４８１と丁度同じ期間だけ動作するように
制御回路４８３により制御され、ゲート信号カウ
ンタ４８１が周期τの信号P〓をＡ個計数し終えた
時、すなわちＡ×τ秒後に停止する。この間比較
カウンタ４８２は何回かオーバーフローするが、
最後に残つた値が温度情報値Ｔとなり、制御回路
４８３によつて同期64秒信号φ_64Sの立下りのタイ
ミングで温度レジスタ４０に転送され記憶され
る。この結果得られる温度情報値Ｔは次の式であ
らわすことができる。

Ｔ＝〔Ａ×τ×f_C〕＋Ｂ−2^Kt×n_t …（14） ここでK_tは温度レジスタ４０のビツト数、n_tは
オーバーフローの回数をあらわす。

次に温度検出回路４１の温度センサである感温
発振回路４７について説明する。

４７１は周囲温度に従つてその出力電圧V_Rが
直線的に変化する感温型定電圧回路、４７２は前
記出力電圧を電流に変換する電圧電流変換回路、
４７３は前記電圧電流変換回路４７２に直列に接
続されたリング発振回路、４７４は発振信号の波
形整形回路、４７５は発振周期を適当な長さにす
る分周回路、４７６は前記各回路の電源を入れる
ためのスイツチング用インバータである。上記構
成を有する感温発振回路４７の動作について説明
する。

今、スイツチ用インバータ４７６は論理“１”
が入力されるとき、感温型定電圧回路４７１、電
圧電流変換回路４７２、波形整形回路４７４の動
作電流が通るように働く。リング発振回路４７３
の発振周期は電流に依存し、電流は電圧電流変換
回路４７２に用いられるｎチヤンネルFETのし
きい値電圧V_THと前記感温型定電圧回路４７１の
出力電圧V_Rの関係に依存する。すなわち、温度
が高くなる程、前記V_THとV_Rとの差が小さくなる
ため電流も小さくなり、発振周期τが長くなる。
この発振周期τの温度特性はほぼ一定の傾斜をも
つた直線であり、次の式で表わすことができる。

τ＝α×θ＋τ₀ …（15） 但し、θは温度、τ₀は０℃での周期τを表わ
し、αは温度係数を表らわしている。

したがつて、（14）式（15）式より温度情報値
Ｔは次式であらわされる。

Ｔ＝〔Ａ×f_C×(α×θ+τ₀)〕＋Ｂ−2^Kt×n_t
……（16） （16）式はオーバーフロー項2^Kt×n_tを除くと
温度情報値Ｔは温度θの一次関数となつており、
かつこの一次関数は数値Ａと数値Ｂにより自由に
調整できることを示している。

次に温度補正回路２２について説明する。

図に示す如く温度補正回路２２は同期信号とし
て分周回路３１の出力信号を用いている。分周回
路３１を連続した分周回路３１１，３１２，３１
３，３１４に分け、このうち３１２を第１分周回
路、３１３を第２分周回路とし、各７ビツト構成
の分周回路とする。この分周回路３１２の７ビツ
トの出力信号を第１同期信号φ_1st、分周回路３１
３の７ビツトの出力信号を第２同期信号φ_2odとす
る。

温度補正回路２２において、２２１は温度レジ
スタ４０からの温度情報信号S₄のうち下位７ビツ
トであるT₀からT₆と、前記第１同期信号φ_1stと
を比較して、この第１同期信号φ_1stの７ビツトが
全ビツトゼロからT₀からT₆の７ビツトと一致す
るまで論理“１”となるパルス信号P₁を出力す
る第１比較回路、２２２はやはり温度レジスタ４
０からのT₀からT₆の７ビツトと、前記第２同期
信号φ_2odとを比較し、この第２同期信号φ_2odがゼ
ロからT₀からT₆の７ビツトと一致するまで論理
“１”となるパルス信号P₂を出力する第２比較回
路、２２３は両比較回路２２１，２２２からの信
号と前記温度レジスタ４０からの温度情報信号S₄
の上位２ビツトであるT₇，T₈より温度補正信号
S_Tを合成するパルス合成回路である。上記構成を
有する温度補正回路２２の動作を説明する。

温度レジスタ４０の下位７ビツトT₀からT₆が
示す値をｎとし、前記第１分周回路３１２の入力
信号の周期を１とするとき、両比較回路２２１，
２２２の出力パルスP₁，P₂の周期はそれぞれ
128、16384であり、信号波形のデユーテイ、すな
わち周期に対する論理“１”の時間割合は共に
ｎ／128となる。パルス合成回路２２３は温度情
報信号S₄の最上位ビツトT₈が論理“１”のとき、
温度補正信号S_Tを論理“１”とする。すなわち温
度補正率_Tは次式となる。

_T＝１（256≦Ｔ＜512） ……（17） 又T₈が論理“０”で、T₇が論理“１”のとき
は、前記P₁とP₂の論理積信号P₁・P₂を温度補正
信号S_Tとして出力する。このとき温度補正信号S_T
の16384の期間中に論理“１”をとる時間は、n²
であり温度補正率_Tは次のようになる。

_T＝n²／16384 一方、同じくT₈が論理“０”で、T₇も論理
“０”のときはP₁の反転信号₁とP₂の反転信号₂
との論理積信号₁・₂を温度補正信号S_Tとして
出力する。この温度補正信号S_Tの16384の期間中
の論理“１”をとる時間は（128−ｎ）²となる。
ただし前記ｎは温度レジスタ１０の温度情報値Ｔ
と次の関係になる。

ｎ＝Ｔ （０≦Ｔ＜128） ｎ＝Ｔ−128 （128≦Ｔ＜256） 従つて温度補正率_Tは次式となる。

_T＝（Ｔ−128）²／16384（０≦Ｔ＜256）……（18
） すなわち、温度補正回路２２は温度レジスタ４
０からの温度情報値Ｔに対して、（17）式（18）
式で示される温度補正率_Tを有する温度補正信
号S_Tを出力する回路である。

上記構成になる電子時計の第３の動作である温
度補正動作について第９図を用いて説明する。

第９図は横軸に温度θ（℃）をとる各温度特性
図でありａは基準信号発生装置９の温度特性図、
ｂは温度補正率_Tの温度特性図、ｃは温度情報
値Ｔの温度特性図である。基準信号発生装置９の
出力周波数f_Lは前記(1)式であらわされるが、この
(1)式において温度補正率_Tが０のときと１のと
きの周波数をそれぞれf_L0，f_L1とおくとき、 f_L0＝f_B−f_SWA×（１−_A）−f_SWT……（19） f_L1＝f_L0＋f_SWT ……（20） とあらわされる。前記(1)式で温度補正率_Tとエ
ージング補正率_Aが独立に低周波発振周波数f_Lに
働くことが示されている。ここではさらに温度補
正を論じるためエージング補正率_Aを一定とす
る。

又基準低周波発振周波数f_Bは温度に対し上に凸
の２次特性を示し、f_SWAとf_SWTは温度に対して一
定とみなすことができる。これより、f_Bの２次曲
線の頂点温度をθ_ZTとし、２次温度係数をａとし、
θ_ZTにおけるf_L0を標準低周波発振周波数f_LSすなわ
ち32768Hzに設定するときf_L0，f_L1のこのf_LSに対す
る周波数偏差をd₀，d₁とすると、次式であらわさ
れる。

d₀＝f_L0−f_LS／f_LS＝ａ（θ−θ_ZT）² ……（21） d₁＝f_L1−f_LS／f_LS＝ａ（θ−θ_ZT）²＋d_SWT……（22
） ここでａは２次温度係数、d_SWTはf_SWT／f_LSの一定値 となる。図に示した具体例は、θ_ZT＝25℃、ａ＝
−0.033ppm／℃²、d_SWT＝30ppmである。

第９図ａは縦軸にこのf_LSに対する周波数偏差
ppmをとつたものである。曲線d₀、曲線d₁は前記
（21）式（22）式に対応する。ここでd₁が零とな
る温度をθ₁，θ₂とし（22）式でd₁＝０とおき求め
ると次式となる。

具体例では、θ₁＝−5.15゜、θ₂＝55.15゜である。

第９図ｃに示す如く温度情報値Ｔはこのθ₁，θ₂
でそれぞれ０、256となる様に調整される。すな
わち温度情報値Ｔは次式に調整される。

具体例では、Ｔ＝4.2453×θ＋21.87である。

温度情報値Ｔを（24）式のθの一次関数に調整
するのは前述の（16）式における数値Ａ、数値Ｂ
により行なわれる。この時、温度情報値Ｔは９ビ
ツトなのでデジタル誤差を無視すると第９図ｃに
示す如くなる。このとき前記（17）式、（18）式
より温度補正率_Tは第９図ｂに示す如くなる。
一方、低周波発振周波数f_Lは前記(1)式に（19）式
を代入して次式となる。

f_L＝f_L0＋f_SWT×_T 上式に（21）式、（22）式を適用するとき低周
波発振信号f_Lの周波数偏差d_Lは次式となる。

d_L＝d₀＋d_SWT×_T ……（25） この式に（17）式を代入し次式が求まる。

d_L＝d₀＋d_SWT（256≦Ｔ＜512） 結局、次式が成立する。

d_L＝d₁ （256≦Ｔ＜512） ……（26） 又、（25）式に（18）式を代入し次式が求まる。

d_L＝d₀＋d_SWT×（Ｔ−128）²／16384(0≦T<256) この式に（24）式の温度情報値Ｔを代入し次式
が求まる。

d_L＝d₀−ａ（θ−θ_Z）²（０≦Ｔ＜256） 結局（21）式より次式が成立する。

d_L＝０ （０≦Ｔ＜256） ……（27） よつてこの（26）式、（27）式より低周波発振
周波数偏差d_Lは第９図ａに示す如くなる。よつて
０≦Ｔ＜256すなわち（23）式によるθ₁とθ₂間の
温度で温度補正が達成されることになる。

以上で説明した３動作により本実施例による電
子時計の動作を第１０図により説明する。

第１０図は横軸に温度θ（℃）をとるもので、
ａは両発振回路１，６の周波数偏差の温度特性、
ｂは温度情報値Ｔの温度特性を示す。

第１０図ａにおいて曲線d₀，d₁，d_Lは前記
（21）式、（22）式それと（26）式（27）式に対応
する。曲線d_Hは特定温度範囲θ₃からθ₄で前記(7)式
でn_P＝４としたときの周波数偏差となるように設
定された高周波発振周波数偏差をあらわす。この
曲線d_Hは図に示す如く３次曲線となり、このため
θ₃へからθ₄が狭いときd_Hのズレは非常に小さく無
視できることになる。ここで、このn_P＝４と、特
定温度範囲θ₃からθ₄について説明する。

n_P＝４は前記(7)式で説明した条件の他に比較回
路８におけるf_Hとf_Lすなわちd_Hとd_Lの位相比較動
作の安定化のためd_Hとd_Lをある程度離す必要があ
り、又d_Lがd₀とd₁との時分割によることから具体
例ではn_P≧２が絶対条件で、これよりさらに安全
をみて選らばれた値である。特定温度範囲は第１
０図ｂにより説明する。

前述の如く120≦Ｔ＜136が特定温度範囲であり
前記（24）式より逆算しておおよそθ₃＝23.1、θ₄
＝26.9となり、約25゜±2゜の狭い温度範囲となる。

以上に説明の如く、高周波発振周波数偏差d_Hが
設定され、かつ第１０図ａに示す如く低周波発振
周波数偏差d_Lがゼロ、すなわち低周波発振周波数
f_Lを標準低周波発振周波数f_LSに設定するとき、前
述したエージング補正動作により、例えば低周波
発振周波数偏差が図に示す曲線d_L′の如くズレる
とき、速やかにd_Lに補正されることになる。

なお、本実施例では高周波発振周波数f_Hと低周
波発振周波数f_Lの設定に関しては、高周波発振回
路６の発振容量、すなわち入力側容量６４又は出
力側容量６５、にトリマーコンデンサーを採用
し、両発振回路の両水晶振動子とこのトリマーコ
ンデンサーのみ集積回路の外付け部品としてい
る。このため低周波発振回路１にガラス封止され
た水晶振動子を取り付けた後、レーザーによりこ
の水晶振動子の周波数調整を行なつている。この
とき一般に低周波発振回路１のエージングが若干
悪くなるとされるが、本願ではエージングは高周
波発振回路６によるので問題とならない。又高周
波発振回路６はトリマーコンデンサにより周波数
調整するが、この調整量は理論的にはエージング
補正幅h_Pの1/2（具体例では7.63ppm）でよく、
これに余裕分をみわもかなり小さな量でよい。

この調整幅が小さくてすむことは高安定高周波発
振回路の実現のために良い条件となる。

ここで低周波発振回路１にトリマーコンデンサ
を省略する別法について述べる。周波数選別した
水晶振動子を用いること、又はこれと併用として
前記切替比記憶回路２１２の桁数k_Aを増しエー
ジング補正幅h_Aを増すことにより、エージング補
正幅内にエージング分の余裕をもつて、低周波発
振周波数f_Lを入れこむことにより可能である。

第１１図は第４図に示す比較回路８の別の具体
例を示す要部回路図である。

第１１図において比較回路８８は第４図におけ
る比較回路８に初期位相差記憶回路８６が追加さ
れこれに付随して若干の変更がある他は全く同じ
であるので、この変更による違いのみ説明する。

図中、比較回路８において、５６は10ビツトの
初期位相差記憶回路であり、出力端子Q₀，Q₁，
……Q₉より初期位相差信号S₈₆を出力する。この
初期位相差記憶回路８６も前記数値記憶回路４９
１，４９２と同じくICチツプ外に設けた選択接
続パターンにより設定されても良い。８７は10ビ
ツトのプリセツタブルカウンタよりなる位相差カ
ウンタであり前記初期位相差信号S₈₆の10ビツト
をデータ入力端子D₀，D₁，……D₉より供給する。
なお、この位相差カウンタ８７は前具体例での位
相差クリア信号S₈₃を位相差プリセツト信号とし
てプリセツトイネーブル入力端子PEより供給す
る。

以上の点を除いて比較回路８８は前具体例と同
じ構成となる。

上記構成において前記初期位相差記憶回路８６
の記憶内容をC_Sとおくとき、前記(3)式における位
相差カウント数C_Pはここでは次式であらわされ
る。

C_P＝〔f_P×16＋C_S〕−2¹⁰×n_P ……（28） 前記(7)式にあらわされる高周波発振周波数f_Hを
ここでは次式で設定する。

f_H＝f_HS＋32×512−C_S／512＋64×n_P ……（29） ここでC_SをＯC_S＜1024の実数とすると、位相
差カウント数C_Pは(8)式と同じとなる。実際はこ
のC_Sはデジタル値なので、これによるデジタル誤
差を無視するとき、本実施例においても前記実施
例と全く同じエージング補正動作が実現されるこ
とになる。

これを見方を変えて述べると、高周波発振信号
f_Hは、前記初期位相差記憶回路８６に適当な初期
位相差C_Sを記憶させておくとき、エージング補正
用信号としてそのまま用いることができる。この
ことは、高周波発振回路６を高安定発振のための
最適条件で設計することを可能とする。

又、この具体例においては集積回路の外付け部
品としては両水晶振動子のみとすることが可能と
なる。

以上の両具体例は次に示す有効な特徴をもつ。

： エージング補正率_Aによりエージング補
正された低周波発振信号f_Lを高周波発振信号f_H
と比較し、この比較結果によりエージング補正
率_Aを増減することによりエージング補正を
行なうことから前述の如く演算回路を用いずに
エージング補正が実現される。

： 温度補正された低周波発振信号f_Lと高周波
発振信号f_Hを比較するので、広い温度範囲でほ
ぼ一定の周波数となる高周波振動子を選別など
により得るとき、f_Lとf_Hの差は広い温度範囲で
一定となるので、エージング補正における特定
温度の温度範囲をより広く設計することができ
エージング補正動作の信頼性を向上させること
ができる。

： 両発振信号f_Hとf_Lの比較は、両信号の位相
差を計数するカウンタにより行なわれる。この
カウンタは必要なエージング補正幅以上はオー
バーフローを繰返す。これにより高周波発振周
波数f_Hは位相比較動作に悪影響を与えない範囲
で適当な値であれば良く、よつて高周波振動子
の共振周波数の調整工程を減少することにな
り、このことは高安定振動子の製造上の大きな
利点となる。

： 温度補正、エージング補正とも低周波発振
回路の発振周波数を直接制御する容量切換え手
段により、両補正動作とも２秒で完結する。よ
つて、一般に普及している電子時計用歩度測定
器によつて短時間で平均歩度が測れるという長
所をもつ。とくに、エージング補正は前記
（11）式の位相比較における高分解能d_Pが前記
（12）式で示される容量切換えにおける補正分
解能d_Aにより簡単に実現できるという特徴を有
する。

本発明による電子時計のもたらす波及効果は大
きく次に述べるようなメリツトを有する。

： 年間の誤差を１秒以内として時計を提供で
きる。

： 基準AT振動子は限定された温度範囲外で
の特性は要求されないため、精度の高い振動子
を低いコストで作製することができる。

： 前記AT振動子は限定された温度範囲での
み動作させれば良く、又その動作頻度はあまり
多くする必要がないので、総合の消費電力は非
常に小さく、従来の低周波発振回路のみの電子
時計の消費電力とほとんど同等である。

かくして、本発明による電子時計によれば、従
来の時計に対し、わずかな消費電力の増加で年間
の誤差を１秒以内に高精度化することが可能とな
り電子時計の商品力向上に大なる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電子時計のブロツク図。第２
図は第１図の周波数温度特性図、第３図は本発明
の具体例を示す電子時計の回路図。第４図、第８
図は第３図おける要部回路図。第５図、第６図、
第７図は第４図における電圧波形図。第９図は第
８図の温度特性図。第１０図は第３図、第４図、
第８図の温度特性図。第１１図は第４図の比較回
路の別の具体例を示す要部回路図である。 １……低周波発振回路、２……補正装置、４…
…温度検出装置、６……高周波発振回路、７……
発振制御回路、８，８８……比較回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 基準信号を発生する低周波発振回路、前記基
   準信号を分周して時間基準信号を作成する分周回
   路、前記時間基準信号により時刻表示を行う時刻
   表示手段を備えた電子時計に於いて、前記時間基
   準信号を制御することにより温度特性を補正する
   ための第１補正手段及びエージング特性を補正す
   るための第２補正手段、校正用信号を発生する高
   周波発振回路、前記低周波発振回路と高周波発振
   回路との出力信号を比較する比較回路、周囲温度
   を検出する温度検出手段、該温度検出手段の出力
   信号を入力し、予め定められた前記高周波発振回
   路の温度特性を示す三次曲線の平坦部に対応する
   特定の温度を検出することにより特定温度条件信
   号を出力する特定温度検出手段を設け、前記特定
   温度条件信号によつて前記比較回路の動作を制御
   するごとく構成することにより、前記温度検出手
   段の出力信号によつて前記第１補正手段を制御
   し、前記比較回路の出力信号によつて前記第２補
   正手段を制御するごとく構成したことを特徴とす
   る電子時計。