JPH0330531A - Ｆｍ受信装置 - Google Patents
Ｆｍ受信装置Info
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- JPH0330531A JPH0330531A JP16502989A JP16502989A JPH0330531A JP H0330531 A JPH0330531 A JP H0330531A JP 16502989 A JP16502989 A JP 16502989A JP 16502989 A JP16502989 A JP 16502989A JP H0330531 A JPH0330531 A JP H0330531A
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- ratio
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えば衛星放送受信用のＢＳチューナ等に
用いられるＦＭ受信装置に関する。
用いられるＦＭ受信装置に関する。
この発明は、例えば衛星放送受信用のＢＳチューナ等に
用いられるＦＭ受信装置において、受信されたＦＭ信号
の信号強度を検知し、この検知出力により可変帯域制限
フィルタの帯域幅をコントロールし、可変帯域制限フィ
ルタを介された受信号をＦＭ復調器に供給して復調を行
うことにより、受信信号のＣ／Ｎ比に対する復調信号の
Ｓ／Ｎ比の特性を改善するようにしたものである。
用いられるＦＭ受信装置において、受信されたＦＭ信号
の信号強度を検知し、この検知出力により可変帯域制限
フィルタの帯域幅をコントロールし、可変帯域制限フィ
ルタを介された受信号をＦＭ復調器に供給して復調を行
うことにより、受信信号のＣ／Ｎ比に対する復調信号の
Ｓ／Ｎ比の特性を改善するようにしたものである。
衛星放送では、１２ＧＨｚ帯の搬送波を、映像信号と音
声ＰＣＭ信号副搬送波とが周波数分割多重化された信号
でＦＭ変調して送信している。ＦＭ変調は、ＡＭ変調に
比べて電波の占有帯域幅が広（なるが、伝送中のひずみ
の発生が少な（、干渉波の妨害を受けにくい。そして、
ＦＭ変調信号は、受信側で同じＳ／Ｎ比の復調出力を得
るのに少ない送信電力で良いという利点がある。このこ
とから、衛星放送ではＦＭ変調が採用されている。
声ＰＣＭ信号副搬送波とが周波数分割多重化された信号
でＦＭ変調して送信している。ＦＭ変調は、ＡＭ変調に
比べて電波の占有帯域幅が広（なるが、伝送中のひずみ
の発生が少な（、干渉波の妨害を受けにくい。そして、
ＦＭ変調信号は、受信側で同じＳ／Ｎ比の復調出力を得
るのに少ない送信電力で良いという利点がある。このこ
とから、衛星放送ではＦＭ変調が採用されている。
ところで、ＦＭ変調信号は、受信信号のＣ／Ｎ比がある
値より低くなると、復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪くな
るという特徴がある。復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪化
し始めるＣ／Ｎ比のレベルは、スレショルドレベルと呼
ばれている。ＦＭ変調信号を受信する場合、このスレシ
ョルドレベルを下げていくことが望まれる。
値より低くなると、復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪くな
るという特徴がある。復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪化
し始めるＣ／Ｎ比のレベルは、スレショルドレベルと呼
ばれている。ＦＭ変調信号を受信する場合、このスレシ
ョルドレベルを下げていくことが望まれる。
このようなスレショルドレベルの改善には、ＰＬＬ方式
等の追跡フィルタ方式のＦＭ復調器を用いることが有効
であることが知られている。
等の追跡フィルタ方式のＦＭ復調器を用いることが有効
であることが知られている。
つまり、第６図はＦＭ復調信号におけるＣ／Ｎ比とＳ／
Ｎ比との関係を示すものである。第６図において、横軸
が受信信号のＣ／Ｎ比を示し、縦軸が復調信号のＳ／Ｎ
比を示すものである。
Ｎ比との関係を示すものである。第６図において、横軸
が受信信号のＣ／Ｎ比を示し、縦軸が復調信号のＳ／Ｎ
比を示すものである。
第６図において、ＡＩＯが帰還ループのない通常のＦＭ
復調器を用いた場合の特性である。第６図に示すように
、ＦＭ復調器を用いた場合、受信信号のＣ／Ｎ比がスレ
シッルドレベルＴＨＩＯ以上の時には、受信信号のＣ／
Ｎ比と復調信号のＳ／Ｎ比とは略比例する。受信信号の
Ｃ／Ｎ比がスレショルドレベルＴＨＩＯ以下になると、
復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪化する。
復調器を用いた場合の特性である。第６図に示すように
、ＦＭ復調器を用いた場合、受信信号のＣ／Ｎ比がスレ
シッルドレベルＴＨＩＯ以上の時には、受信信号のＣ／
Ｎ比と復調信号のＳ／Ｎ比とは略比例する。受信信号の
Ｃ／Ｎ比がスレショルドレベルＴＨＩＯ以下になると、
復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪化する。
第６図において、ＡｌｌはＰＬＬ方式等の追跡フィルタ
方式のＦＭ復調器を用いた場合の特性である。ＰＬＬ方
式等の追跡フィルタ方式のＦＭ復調器を用いた場合、ス
レショルドレベルがＴＨｌｌに下がり、スレショルドレ
ベルの改善が図れる。
方式のＦＭ復調器を用いた場合の特性である。ＰＬＬ方
式等の追跡フィルタ方式のＦＭ復調器を用いた場合、ス
レショルドレベルがＴＨｌｌに下がり、スレショルドレ
ベルの改善が図れる。
ＰＬＬ方式等の追跡フィルタ方式のＦＭ復調器を用いる
ことで、上述したように、スレショルドレベルが下げら
れる。したがって、Ｃ／Ｎ比がスレショルドレベル以下
の場合の復調信号のＳ／Ｎ比を改善することができる。
ことで、上述したように、スレショルドレベルが下げら
れる。したがって、Ｃ／Ｎ比がスレショルドレベル以下
の場合の復調信号のＳ／Ｎ比を改善することができる。
しかしながら、第６図に示すように、ＰＬＬ方式等の追
跡フィルタ方式のＦＭ復調器を用いても、Ｃ／Ｎ比がス
レショルドレベル以上の場合の復調信号のＳ／Ｎ比は、
帰還ループのない通常のＦＭ復調器を用いた場合の特性
と同じである。このように、ＰＬＬ方式等の追跡フィル
タ方式のＦＭ復調器を用いた場合、スレショルドレベル
の改善は図れるが、Ｃ／Ｎ比がスレショルドレベル以下
の場合には、復調信号のＳ／Ｎ比の改善が行えない。
跡フィルタ方式のＦＭ復調器を用いても、Ｃ／Ｎ比がス
レショルドレベル以上の場合の復調信号のＳ／Ｎ比は、
帰還ループのない通常のＦＭ復調器を用いた場合の特性
と同じである。このように、ＰＬＬ方式等の追跡フィル
タ方式のＦＭ復調器を用いた場合、スレショルドレベル
の改善は図れるが、Ｃ／Ｎ比がスレショルドレベル以下
の場合には、復調信号のＳ／Ｎ比の改善が行えない。
したがって、この発明の目的は、スレショルドレベルの
改善が図れるＦＭ受信装置を提供することにある。
改善が図れるＦＭ受信装置を提供することにある。
この発明の他の目的は、スレショルドレベル以上の場合
でも、復調信号のＳ／Ｎ比の改善が行えるＦＭ受信装置
を提供することにある。
でも、復調信号のＳ／Ｎ比の改善が行えるＦＭ受信装置
を提供することにある。
（課題を解決するための手段〕
この発明は、受信されたＦＭ信号より受信信号の強度を
検知する検知手段７と、 ＦＭ信号を受け、所定の帯域成分を取り出す可変帯域制
服フィルタ６と、 検知手段７の出力により可変帯域制限フィルタ６の帯域
幅をコントロールする制御手段９と、可変帯域制限フィ
ルタ６を通過して信号が入力されるＦＭ復調器ｌＯと、 を備えてなるＦＭ受信装置である。
検知する検知手段７と、 ＦＭ信号を受け、所定の帯域成分を取り出す可変帯域制
服フィルタ６と、 検知手段７の出力により可変帯域制限フィルタ６の帯域
幅をコントロールする制御手段９と、可変帯域制限フィ
ルタ６を通過して信号が入力されるＦＭ復調器ｌＯと、 を備えてなるＦＭ受信装置である。
ＦＭ受信信号の信号帯域幅は、Ｃ／Ｎ比に応じて変化し
てくる。すなわち、Ｃ／Ｎ比が高い場合には信号帯域幅
が広く、Ｃ／Ｎ比が低くなると、これに伴って信号帯域
幅が狭くなる。
てくる。すなわち、Ｃ／Ｎ比が高い場合には信号帯域幅
が広く、Ｃ／Ｎ比が低くなると、これに伴って信号帯域
幅が狭くなる。
一方、受信信号中のノイズスペクトラムは一様に広がっ
ている。そして、ＦＭ復調器１０に入力されるノイズ量
は、可変帯域制限フィルタ６の通過帯域幅に比例する。
ている。そして、ＦＭ復調器１０に入力されるノイズ量
は、可変帯域制限フィルタ６の通過帯域幅に比例する。
このことから、受信信号のＣ／Ｎ比に応じて可変帯域制
限フィルタ６の通過帯域幅を制御し、信号帯域以外の帯
域の信号成分を除去するようにすれば、受信信号のＣ／
Ｎ比に対する復調信号のＳ／Ｎ比の特性を改善できる。
限フィルタ６の通過帯域幅を制御し、信号帯域以外の帯
域の信号成分を除去するようにすれば、受信信号のＣ／
Ｎ比に対する復調信号のＳ／Ｎ比の特性を改善できる。
以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。
する。
第１図において、ＢＳアンテナｌで、衛星から送られて
きた１２Ｇｌ（Ｚ帯の信号が受信される。この受信信号
は、搬送波を映像信号と音声ＰＣＭ信号副搬送波とが周
波数分割多重化された信号でＦＭ変調した信号である。
きた１２Ｇｌ（Ｚ帯の信号が受信される。この受信信号
は、搬送波を映像信号と音声ＰＣＭ信号副搬送波とが周
波数分割多重化された信号でＦＭ変調した信号である。
この受信信号がＢＳコンバータ２に供給される。ＢＳコ
ンバータ２で、受信信号がＩＧＨｚ帯のＢＳ−中間周波
信号に変換される。
ンバータ２で、受信信号がＩＧＨｚ帯のＢＳ−中間周波
信号に変換される。
ＢＳコンバータ２の出力がアンプ３を介して混合回路４
に供給される。混合回路４には局部発振回路５から局部
発振信号が供給される。混合回路４で、１ＧＨｚ帯のＢ
Ｓ−中間周波信号が４００Ｍ七帯の第２中間周波信号に
変換される。
に供給される。混合回路４には局部発振回路５から局部
発振信号が供給される。混合回路４で、１ＧＨｚ帯のＢ
Ｓ−中間周波信号が４００Ｍ七帯の第２中間周波信号に
変換される。
混合回路４の出力が可変帯域制限回路６に供給されると
ともに、Ｃ／Ｎ比検出回路７及び周波数検出回路８に供
給される。
ともに、Ｃ／Ｎ比検出回路７及び周波数検出回路８に供
給される。
Ｃ／Ｎ比検出回路７は、受信信号のＣ／Ｎ比を検出する
ものである。Ｃ／Ｎ比検出回路７としては、受信信号の
搬送波レベルを検出する構成としても、受信信号中のノ
イズレベルを検出する構成としても良い、また、搬送波
レベルとノイズレベルとを検出する構成としても良い。
ものである。Ｃ／Ｎ比検出回路７としては、受信信号の
搬送波レベルを検出する構成としても、受信信号中のノ
イズレベルを検出する構成としても良い、また、搬送波
レベルとノイズレベルとを検出する構成としても良い。
搬送波レベルは、信号帯域内の信号レベルを検波すれば
検出できる。ノイズレベルは、信号帯域外の信号レベル
を検波すれば検出できる。Ｃ／Ｎ比検出回路７の出力が
コントローラ９に供給される。
検出できる。ノイズレベルは、信号帯域外の信号レベル
を検波すれば検出できる。Ｃ／Ｎ比検出回路７の出力が
コントローラ９に供給される。
周波数検出回路８は、中間周波数からのズレを検出する
ものである。この周波数検出回路８は、例えばＦＭ検波
器で構成できる。周波数検出回路日の出力が局部発振回
路５に供給されるとともに、コントローラ９に供給され
る。局部発振回路５の発振周波数は、周波数検出回路８
の出力により制御される。これにより、ＡＦＣ制御がな
される。
ものである。この周波数検出回路８は、例えばＦＭ検波
器で構成できる。周波数検出回路日の出力が局部発振回
路５に供給されるとともに、コントローラ９に供給され
る。局部発振回路５の発振周波数は、周波数検出回路８
の出力により制御される。これにより、ＡＦＣ制御がな
される。
コントローラ９から、受信信号のＣ／Ｎ比及び中間周波
数からのズレに応じた制御信号が出力される。コントロ
ーラ９の出力が可変帯域制限フィルタ６に供給される。
数からのズレに応じた制御信号が出力される。コントロ
ーラ９の出力が可変帯域制限フィルタ６に供給される。
可変帯域制限フィルタ６は、受信信号のＣ／Ｎ比に応じ
てその通過帯域幅が制御される。また、可変帯域制限フ
ィルタ６の通過帯域の中心周波数は、周波数検出回路８
で検出された中間周波数からのズレに応じて制御される
。
てその通過帯域幅が制御される。また、可変帯域制限フ
ィルタ６の通過帯域の中心周波数は、周波数検出回路８
で検出された中間周波数からのズレに応じて制御される
。
すなわち、可変帯域制限フィルタ６の通過帯域幅は、Ｃ
／Ｎ比が高い時には広くされ、Ｃ／Ｎ比が低い時には狭
くされる。例えばＣ／Ｎ比が３０ｄＢなら可変帯域制限
フィルタ６の通過帯域幅は３３Ｍ七程度、Ｃ／Ｎ比が２
０ｄＢなら可変帯域制限フィルタ６の通過帯域幅は３０
ＭＨｚ程度、Ｃ／Ｎ比が１０ｄＢなら可変帯域制限フィ
ルタ６の通過帯域幅は２７ＭＨｚ程度に設定される。そ
して、その通過帯域の中心周波数が混合回路４の出力信
号の中心周波数と一致するように制御される。
／Ｎ比が高い時には広くされ、Ｃ／Ｎ比が低い時には狭
くされる。例えばＣ／Ｎ比が３０ｄＢなら可変帯域制限
フィルタ６の通過帯域幅は３３Ｍ七程度、Ｃ／Ｎ比が２
０ｄＢなら可変帯域制限フィルタ６の通過帯域幅は３０
ＭＨｚ程度、Ｃ／Ｎ比が１０ｄＢなら可変帯域制限フィ
ルタ６の通過帯域幅は２７ＭＨｚ程度に設定される。そ
して、その通過帯域の中心周波数が混合回路４の出力信
号の中心周波数と一致するように制御される。
可変帯域制限フィルタ６の出力がＦＭ復調器ｌＯに供給
される。ＦＭ復調器１０で、映像信号及び音声ＰＣＭ信
号副搬送波が復調される。ＦＭ復調器１０としては、帰
還ループの無い構成のものを用いても良いし、ＰＬＬ方
式のような追跡フィルタ方式のものを用いても良い。こ
の復調信号が出力端子１１から出力される。
される。ＦＭ復調器１０で、映像信号及び音声ＰＣＭ信
号副搬送波が復調される。ＦＭ復調器１０としては、帰
還ループの無い構成のものを用いても良いし、ＰＬＬ方
式のような追跡フィルタ方式のものを用いても良い。こ
の復調信号が出力端子１１から出力される。
ところで、ＦＭ信号では、受信信号のＣ／Ｎ比に対して
復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪化するレベルがある。こ
のレベルは、スレショルドレベルと呼ばれる。
復調信号のＳ／Ｎ比が急激に悪化するレベルがある。こ
のレベルは、スレショルドレベルと呼ばれる。
この発明の一実施例では、Ｃ／Ｎ比に応じてその通過帯
域幅が制御される可変帯域制限フィルタ６が設けられて
いる。このため、スレショルドレベルの改善がはかれる
。また、この発明の一実施例では、Ｃ／Ｎ比がスレショ
ルドレベル以上の場合の復調信号のＳ／Ｎ比についても
、改善をすることが可能である。
域幅が制御される可変帯域制限フィルタ６が設けられて
いる。このため、スレショルドレベルの改善がはかれる
。また、この発明の一実施例では、Ｃ／Ｎ比がスレショ
ルドレベル以上の場合の復調信号のＳ／Ｎ比についても
、改善をすることが可能である。
つまり、第２図Ａ〜第２図Ｃは、それぞれ、ＣＺＮ比３
０ｄＢ、Ｃ／Ｎ比２０ｄＢ、Ｃ／Ｎ比１０ｄＢの場合の
ＦＭ変調受信信号のスペクトラムを示すものである。
０ｄＢ、Ｃ／Ｎ比２０ｄＢ、Ｃ／Ｎ比１０ｄＢの場合の
ＦＭ変調受信信号のスペクトラムを示すものである。
第２図Ａ〜第２図Ｃに示すように、ＦＭ変調受信信号の
信号帯域幅は、Ｃ／Ｎ比に応じて変化してくる。例えば
Ｃ／Ｎ比３０ｄＢでは信号帯域幅ｆ、が３３ＭＨｚであ
り、Ｃ／Ｎ比２ｏｄＢでは信号帯域幅ｆ、が３０ＭＨｚ
であり、Ｃ／Ｎ比１０ｄＢでは信号帯域幅ｒ、が２７Ｍ
Ｈｚである。
信号帯域幅は、Ｃ／Ｎ比に応じて変化してくる。例えば
Ｃ／Ｎ比３０ｄＢでは信号帯域幅ｆ、が３３ＭＨｚであ
り、Ｃ／Ｎ比２ｏｄＢでは信号帯域幅ｆ、が３０ＭＨｚ
であり、Ｃ／Ｎ比１０ｄＢでは信号帯域幅ｒ、が２７Ｍ
Ｈｚである。
一方、受信信号中のノイズスペクトラムは一様に広がっ
ている。そして、ＦＭ復調器１０に入力されるノイズ量
は、可変帯域制限フィルタ６の通通帯域幅に比例する。
ている。そして、ＦＭ復調器１０に入力されるノイズ量
は、可変帯域制限フィルタ６の通通帯域幅に比例する。
このことから、受信信号のＣ／Ｎ比に応じて可変帯域制
服フィルタ６の通過帯域幅を制御し、信号帯域以外の帯
域の信号成分を除去するようにすれば、受信信号のＣ／
Ｎ比に対する復調信号のＳ／Ｎ比の特性を改善できる。
服フィルタ６の通過帯域幅を制御し、信号帯域以外の帯
域の信号成分を除去するようにすれば、受信信号のＣ／
Ｎ比に対する復調信号のＳ／Ｎ比の特性を改善できる。
この発明の一実施例では、Ｃ／Ｎ比検出回路７で受信信
号中のＣ／Ｎ比が検出され、このＣ／Ｎ比に応じて可変
帯域制限フィルタ６の帯域が制御される。
号中のＣ／Ｎ比が検出され、このＣ／Ｎ比に応じて可変
帯域制限フィルタ６の帯域が制御される。
すなわち、Ｃ／Ｎ比３０ｄＢの場合には、可変帯域制限
フィルタ６が第３図Ａに示すような特性とされる。これ
により、第４図Ａに示すように、ＦＭ復調器１０には、
Ｃ／Ｎ比３０ｄＢの場合の受信信号の信号帯域ｆ１以外
の信号成分が除去された信号が入力される。
フィルタ６が第３図Ａに示すような特性とされる。これ
により、第４図Ａに示すように、ＦＭ復調器１０には、
Ｃ／Ｎ比３０ｄＢの場合の受信信号の信号帯域ｆ１以外
の信号成分が除去された信号が入力される。
Ｃ／Ｎ比２０ｄＢの場合には、可変帯域制限フィルタ６
が第３図已に示すような特性とされる。
が第３図已に示すような特性とされる。
これにより、第４図Ｂに示すように、ＦＭ復調器１０に
は、Ｃ／Ｎ比２０ｄＢの場合の受信信号の信号帯域ｆ２
以外の信号成分が除去された信号が人力される。
は、Ｃ／Ｎ比２０ｄＢの場合の受信信号の信号帯域ｆ２
以外の信号成分が除去された信号が人力される。
Ｃ／Ｎ比１０ｄＢの場合には、可変帯域制服フィルタ６
が第３図Ｃに示すような特性とされる。
が第３図Ｃに示すような特性とされる。
これにより、第４図Ｃに示すように、ＦＭ復調器ＩＯに
は、Ｃ／Ｎ比１０ｄＢの場合の受信信号の信号帯域ｆ３
以外の信号成分が除去された信号が入力される。
は、Ｃ／Ｎ比１０ｄＢの場合の受信信号の信号帯域ｆ３
以外の信号成分が除去された信号が入力される。
これにより、受信信号のＣ／Ｎ比に対する復調信号のＳ
／Ｎ比の特性を改善できる。
／Ｎ比の特性を改善できる。
第５図は、この発明の一実施例におけるＣ／Ｎ比とＳ／
Ｎ比との関係を、従来のＦＭ復調器におけるＣ／Ｎ比と
Ｓ／Ｎ比との関係と比較して示したものである。第５図
において、横軸が受信信号のＣ／Ｎ比を示し、縦軸が復
調信号のＳ／Ｎ比を示すものである。第５図において、
Ａ１が従来のＦＭ復調器におけるＣ／Ｎ比とＳ／Ｎ比と
の関係を示し、Ａ２がこの発明の一実施例におけるＣ／
Ｎ比とＳ／Ｎ比との関係を示している。
Ｎ比との関係を、従来のＦＭ復調器におけるＣ／Ｎ比と
Ｓ／Ｎ比との関係と比較して示したものである。第５図
において、横軸が受信信号のＣ／Ｎ比を示し、縦軸が復
調信号のＳ／Ｎ比を示すものである。第５図において、
Ａ１が従来のＦＭ復調器におけるＣ／Ｎ比とＳ／Ｎ比と
の関係を示し、Ａ２がこの発明の一実施例におけるＣ／
Ｎ比とＳ／Ｎ比との関係を示している。
第５図に示すように、この発明の一実施例のスレショル
ドレベルＴＨ２は、従来のＦＭＩ調器のスレショルドレ
ベルＴ）Ｉｆに比べて低くなり、スレショルドレベルの
改善がはかれる。また、従来のＦＭ復調器のスレショル
ドレベル７８１以上のＣ／Ｎ比でも、Ｃ／Ｎ比とＳ／Ｎ
比との関係を改善できる。このように、この発明の一実
施例では、スレショルドレベルの改善ばかりでなく、ス
レショルドレベル７８１以上のＣ／Ｎ比でも、Ｃ／Ｎ比
とＳ／Ｎ比との改善がはかれる。
ドレベルＴＨ２は、従来のＦＭＩ調器のスレショルドレ
ベルＴ）Ｉｆに比べて低くなり、スレショルドレベルの
改善がはかれる。また、従来のＦＭ復調器のスレショル
ドレベル７８１以上のＣ／Ｎ比でも、Ｃ／Ｎ比とＳ／Ｎ
比との関係を改善できる。このように、この発明の一実
施例では、スレショルドレベルの改善ばかりでなく、ス
レショルドレベル７８１以上のＣ／Ｎ比でも、Ｃ／Ｎ比
とＳ／Ｎ比との改善がはかれる。
なお、ＦＭ復調器１０としてＰＬＬ方式のような追跡フ
ィルタ方式を用いれば、更にスレショルドレベルの改善
がはかれる。
ィルタ方式を用いれば、更にスレショルドレベルの改善
がはかれる。
この発明によれば、受信信号のＣ／Ｎ比に応じて可変帯
域制限フィルタ６の通過帯域幅を制御して信号帯域以外
の帯域の信号成分を除去することで、受信信号のＣ／Ｎ
比に対する復調信号のＳ／Ｎ比の特性が改善される。こ
れにより、スレショルドレベルの改善がはかれるととも
に、スレショルドレベル以上のＣ／Ｎ比でも、受信信号
のＣ／Ｎ比に対すると復調信号のＳ／Ｎ比の特性の改善
がはかれる。
域制限フィルタ６の通過帯域幅を制御して信号帯域以外
の帯域の信号成分を除去することで、受信信号のＣ／Ｎ
比に対する復調信号のＳ／Ｎ比の特性が改善される。こ
れにより、スレショルドレベルの改善がはかれるととも
に、スレショルドレベル以上のＣ／Ｎ比でも、受信信号
のＣ／Ｎ比に対すると復調信号のＳ／Ｎ比の特性の改善
がはかれる。
第１図はこの発明の一実施例のブロック図、第２図はこ
の発明の一実施例の説明に用いるスペクトラム図、第３
図はこの発明の一実施例における可変帯域制限フィルタ
の説明に用いる周波数特性図２第４図はこの発明の一実
施例の説明に用いるスペクトラム図、第５図はこの発明
の一実施例の説明に用いるグラフ、第６図は従来のＦＭ
復調器の説明に用いるグラフである。 図面における主要な符号の説明 ６；可変帯域制限フィルタ、’７：Ｃ／Ｎ比検出回路、
９：コントローラ、１０：ＦＭ復調器。
の発明の一実施例の説明に用いるスペクトラム図、第３
図はこの発明の一実施例における可変帯域制限フィルタ
の説明に用いる周波数特性図２第４図はこの発明の一実
施例の説明に用いるスペクトラム図、第５図はこの発明
の一実施例の説明に用いるグラフ、第６図は従来のＦＭ
復調器の説明に用いるグラフである。 図面における主要な符号の説明 ６；可変帯域制限フィルタ、’７：Ｃ／Ｎ比検出回路、
９：コントローラ、１０：ＦＭ復調器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 受信されたＦＭ信号より受信信号の強度を検知する検知
手段と、 上記ＦＭ信号を受け、所定の帯域成分を取り出す可変帯
域制限フィルタと、 上記検知手段の出力により上記可変帯域制限フィルタの
帯域幅をコントロールする制御手段と、上記可変帯域制
限フィルタを通過して信号が入力されるＦＭ復調器と を備えてなるＦＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16502989A JPH0330531A (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | Ｆｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16502989A JPH0330531A (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | Ｆｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0330531A true JPH0330531A (ja) | 1991-02-08 |
Family
ID=15804491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16502989A Pending JPH0330531A (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | Ｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0330531A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5586148A (en) * | 1994-07-27 | 1996-12-17 | Fujitsu Limited | Coherent detection system |
| JP2005538617A (ja) * | 2002-09-05 | 2005-12-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 移動ユニット速度に基づいた通信フィルタの適応動作 |
| US7583756B2 (en) | 2001-08-07 | 2009-09-01 | Qualcomm Incorporated | Adaptive pilot filter for a wireless communication system |
-
1989
- 1989-06-27 JP JP16502989A patent/JPH0330531A/ja active Pending
Cited By (4)
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