JPH03239911A - 位相変調、強度復調、および回転検知干渉計の制御のための装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 １、発明の分野 この発明は一般的には光学導波路回転センサに関し、か
つ特に回転速度を測定するためのサニヤック干渉計の閉
じられた経路内を逆伝搬する光波の間の回転により誘起
される移相を測定するための装置および方法に関する。

２、関連技術の説明 回転の検知および測定のために使用される光学干渉計は
一般的にはコヒーレントな光源、閉じられた光路、閉じ
られた光路の中へおよびこの外へ光源からの光を結合す
るための手段と、閉じられた経路からくる光学干渉信号
を検知しかつ処理するための手段とを含む。

光路における障害には２つの形式があり、それらは閉じ
られた光路のまわりを逆の方向に移動する光波における
移相を生じさせることが可能で、それらは可逆性のもの
と非可逆性のものである。

可逆性の障害は、２つの波が異なる方向に移動し、かつ
異なる時間に障害を受は得るという事実にもかかわらず
類似した態様でいずれの光波にも影響を与えるものであ
る。非可逆の障害は２つの波に異なって影響し、それは
波が光路のまわりを移動するのにかかる時間に匹敵する
時間間隔にわたって生じるといる理由か、または波に与
えられる影響が閉じられた経路のまわりの波の伝搬の方
向に依存するという理由かのいずれかによるものである
。サニヤック効果は相対論的物理現象であり、非可逆の
影響を及ぼし、閉じられた光路の回転により経路に沿っ
て逆の方向に伝搬する光波が閉じられた経路の通過を完
了するのに異なる量の時間を要する。この通過時間にお
ける差により回転速度に比例する２つの光波の間に位相
差が結果として生じる。光検知器上でビームが再結合さ
れるとき、それらは非可逆移相の関数である干渉パター
ンを生じさせる。移相差の測定は光路の回転速度の測定
値である。

φ、が再結合された逆伝搬する光ビームの間のサニヤッ
ク位相差を示すとすれば、干渉ビームによる光の強度は
ＣＯＳ　　（φ、）として変化する。

位相差が０に近いとき、このコサイン関数は位相差にお
ける変化とともにはほんの僅かにしか変化しない。加え
て、強度の変化から位相差の符号を測定することは不可
能である。検知の感度を向上させるために、φ、に関し
て強度の変化の率がより大きいコサインカーブ上の動作
点へ移行する付加的な固定の移相または「バイアス」を
人為的に導入することが有利である。特に、応答の最大
感度および直線性はπ／２ラジアン等の非可逆位相バイ
アスを導入することにより達成される。この点では、光
の強度はｃｏｓ　（φ、＋π／２）＝ｓｉｎ（φ、）に
比例する。コサイン関数の周期的な性質により（代数的
符号とは関係なく）＋または一π／２のいかなる奇数整
数倍でも応答の等しい最大感度および直線性が結果とし
て得られる。

十分に安定した非可逆位相バイアスを導入するための装
置を組み立てることか困難であることが分かっている。

しかしながら、非可逆の移相は光学回路の一方の端部近
くにおかれた可逆位相変調器により一時的に誘起され得
る。

位相変調器装置は、たとえば干渉計の閉じられた光路の
部分をなす電気光学結晶において電圧を印加された場合
の屈折率における変化に基づき得る。ファイバのコイル
の一方の端部付近に位相変調器か置かれるとき、変調器
への電圧の付与によりループに入る逆伝搬波の１つの位
相の変調かもたらされ、これはコイルのまわりを全部移
動するまで他方によっては経験されないものである。第
２の波は光がコイルのまわりを伝搬するために必要とさ
れる時間の長さだけ遅延され、その時間は以下の式によ
り与えられる。

τｏ＝ｎＬ／ｃ ここではｎはファイバ材料の屈折の比率であり、Ｌはフ
ァイバのコイルの長さであり、かつＣは真空状態での光
の速度である。■（ｔ）は位相変調器に対して付与され
た時変信号であり、逆伝搬する光波の間の位相差はＶ　
（ｔ）　−Ｖ　（ｔ−τｏ）に比例する。この態様で、
干渉計の動作点を設定する位相バイアスか作出され得る
。

ファイバのコイルに回転かある場合、位相φ３かサニヤ
ック効果の非可逆性の性質により位相バイアスに付加さ
れることになる。光検知器の出力信号を用いて回転を直
接的に測定することか可能であるか、強度干渉機能によ
り生じる線形の誤差を避けるために、「無にするＪまた
は「０にする」方法を使用しかつ回転を測定することか
好ましい。

この考え方は、回転により誘起された移相に対して大き
さにおいては等しいが符号においては逆である光学回路
における非可逆の移相を導入する帰還変調信号を発生さ
せ、強度信号の変化を［無にするＪまたは「０にする」
というものである。位相変調器に対し帰還変調信号を付
与することて、逆伝搬波の間に、閉じられた光路の回転
により誘起された移相に比べて連続的に等しくかつ符号
においては逆である位相差がもたらされる。このような
方法では、閉じられた帰還ループか存在し、しばしば「
閉ループ」法と呼ばれる。

閉ループ帰還の１つの方法で、「セロダイン法」として
一般的に知られる方法は帰還変調信号を使用し、その信
号はφ、／τｏに比例する傾斜を有し、ここではφ３は
一定の回転に誘起された移相であり、かつτｏは光波か
まった（回転が存在しない場合干渉計の閉じられた光路
のまわりを移動するのにかかる時間である。バイアス変
調信号は、÷または−π／２ラジアンおよび１７′２τ
ｏに等しい周波数の移相を誘起する振幅を有する電圧１
／４波からなる。可逆位相ランプ信号は不明確に増大す
ることが可能ではないので、セロダイン法は実際には２
πラジアンのピークピーク振幅を有するのこぎり歯状の
帰還波形を発生し、２πの位相遷移が干渉計の動作点を
、出力信号を入力位相差に関連付ける強度干渉曲線上の
等しい位置へ効果的にリセットする。

グランドージほか（Ｇｒａｉｎｄｏｒｇｅ　　ｅｔ　　
ａｌ）の、「閉ループ干渉計においてもたらされた非可
逆の移相を測定するための装置」と題する、米国特許第
４．７０５，３９９号は、階段波形の電圧帰還信号の形
式でのデジタル位相ランプか上記の形式のバイアス変調
信号と組み合わされるセロダイン位相変調方法を開示す
る。デジタル階段信号は電圧ステップのシーケンスから
なり、位相変調器に対するそれぞれの持続時間はτｏで
ある。一般的には、各ステップの変化の振幅が計算され
本または−π／′２ラジアンーサニヤック位相推定値の
非可逆の移相かもたらされる。干渉計の強度出力はバイ
アス変調周波数で復調され、すなわちそれは１／２τｏ
である。

結果として得られる信号は残留サニヤック移相に比例す
る。閉ループ制御装置が「無にする」または「０にする
」ために働くのがこの信号である。

電圧飽和に関する問題を避けるために、変調ステップは
しばしば上記の位相バイアスリセット動作における「ロ
ールオーバ」を必要とする。位相変調器に対するステッ
プ電圧は、位相変調器に対する電圧を妥当な動作範囲に
保つために＋または−、Ｈｂ。

２πラジアンの負荷的な移相をもたらすべく調節される
。これらロールオーバの間には、推定される移相変調器
の利得における誤差を測定するために付加的な復調論理
が採用されもよい。次のロールオーバの間、推定される
位相変調器の利得誤差がなしにされ得る。位相変調器の
利得は所与の値の入力電圧に応答して位相変調器により
誘起される位相に関連する比例常数である。正式には第
２次ループ制御として知られるこの制御によりセンサに
対する付加的な尺度係数の安定性がもたらされる。閉ル
ープ回転検知干渉計に関する尺度係数はサニヤック尺度
係数と位相変調器の利得の積に比例する。サニヤック尺
度計数は回転速度とサニヤック移相との間の比例の定数
である。

利用され得るもう１つの位相変調の方法としては、直接
デジタル帰還があり、これはまた閉ループ方法である。

このような方法が、１９８７年３月２７日に提出されか
つ本件発明と同一譲受人に譲渡された、ジム・スティー
ル（Ｊｉｍ　　５ｔｅｅｌｅ）の「光フアイバ回転セン
サのための回転速度をなしにするサーボおよび方法」と
題する米国特許出願連続番号第０３１．３２３号に開示
される。スティールの出願がこの出願ｌごおいてここに
引用により援用される。

スティールの８願は位相変調器上の電圧ドライブを０に
交互に予めセットしかつ付与された位相か可逆的に進む
ための少なくとも１通過時間τｏの間待機し、それから
位相変調器の電圧を基準値（−３π／′２、−π／′２
、↓π／′２、＋３π／２う／アン）とサニヤック位相
推定値との間の差である非可逆の移相に対応するレベル
までスイッチすることにより動作する直接デジタル帰還
回路を開示する。結果として得られる強度信号はゲート
されかつ基準電圧の設定の直後の１つの通過時間τｏの
間観察される。この方法が基準レベルの予め定められた
シーケンスで反復されかつその結果は、それで移相変調
器の電圧の振幅を調節する、サニヤック位相推定値およ
び位相変調器の利得の推定値（第２次制御）を連続的に
発生させるべく処理される。

デジタルセロダイン法の主な不利益は、ハードウェアの
複雑さおよび短い（２００メートル以下）ファイバの長
さのコイルの場合の費用である。デジタルセロダイン法
では帰還期間を発生し、ロールオーバを計算し、かつ位
相変調器を駆動するために高度な効果的処理速度（１／
τｏＨｚ）を必要とする。加えて、より短い長さのファ
イバのコイルを使用することにより変調のために多重の
Ｄ／Ａ変換器を必要とするようになる、というのも当該
技術の典型的な状態でのＤ／Ａ変換器は不十分な整定時
間しか有していないからである。直接デジタル帰還はハ
ードウェアに効率的な態様で短い長さのファイバコイル
で実現され得るか、直接デジタル帰還法は検知回路にお
ける移相および位相変調器における強度変調の影響によ
りバイアスのエラーを受けやすい。

発明の要約 閉ループ位相変調、強度復調、制御および閉じられた光
路の一方の端部近くの可逆位相変調器を有する回転検知
干渉計において誘起された非可逆の移相の算定のための
方法および装置を開示する。

方法は、バイアス変調信号を発生するステップと、帰還
変調信号を発生するステップと、バイアス変調および帰
還変調信号を加算して加算された変調信号を形成するス
テップと、干渉計の閉じられた光路における位相変調手
段に対してその換算された変調信号を付与するステップ
とを含み、かつ強度干渉信号を復調し、サニヤック位相
推定信号を発生するステップと、位相変調手段における
利得の変化を訂正するステップと、サニヤック位相推定
信号を抽出して閉じられた光路の慣性の回転の推定値を
算出するステップとを含む。　この発明に従い、閉ルー
プ位相変調、強度復調、およびサニヤック干渉計の制御
のための装置はバイアス変調信号を作出すための手段、
帰還変調信号を作出すための手段、バイアス変調信号と
帰還変調信号とを加算して加算された変調信号を作出す
ための手段、加算された変調信号を位相変調手段に付与
するための手段、強度干渉信号を復調するための手段、
サニヤック位相推定信号を発生するための第１のサーボ
手段、位相変調手段における利得の変化を訂正するため
の第２のサーボ手段、およびサニヤック位相推定信号を
抽出して閉じられた光路の慣性の回転の推定値を算出す
る手段とを含む。

バイアス変調信号は２または３以上の信号レベルの間の
周期的ステップの遷移シーケンスからなる。各信号レベ
ルに費やされる持続時間は指定されたｔ。である。適正
な動作のために、バイアス変調ステップ遷移周波数はｆ
ｏ”（ｔｏ）−’　として規定され、ｆｐ＝（２τｏ）
−１として規定される適正周波数の偶数の高調波になっ
てはならす、ここではτｏは光が干渉計の閉じられた光
路を１周するために必要な時間である。すなわち、ｆｏ
≠２Ｋｆｐ、　　ここでは　Ｋ＝０．　１．　２゜とな
る。いかなる２つの隣接するレベルの間の電圧差も、約
π／２ラジアンの位相差に対応することになる。１つの
Ｌ／ベベルら他のレベルへの遷移により一３π／′２、
−π／２、＋π／２、または＋３π／２ラジアンの光検
知器での瞬時の非可逆の移相かもたらされる。

帰還変調信号はバイアス変調ステップ遷移周波数の高調
波でのスペクトル成分を有するいかなる周期的振幅変調
されたπ／４波からでも構成され得る。帰還変調信号の
スペクトルの出力は適正な周波数ｆｏの偶数の高調波以
外の周波数にわたって分布されなければならない。帰還
周波数は以下の式によって与えられる。

ｆ　ｑ　、”＝　ｎ　ｆ　Ｏ％　ここでは、ｎ＝１．２
．３、。

本件発明の様々な特徴および利点は添付の図面とともに
考慮されるとき以下の詳細な説明に照らして明らかとな
るであろう。

好ましい実施例の説明 第１図は、本件発明に従う、位相変調、強度復調、およ
び制御装置１０の模式的ブロック図である。この発明は
、検知コイルの一方の端部付近の光学回路内におかれた
可逆位相変調器を有する回転する光フアイバコイル内の
サニヤック位相情報を抽出する独自の方法を提供する。

第１図において装置１０かファイバコイル検知配列と関
連して動作するところか示され、この配列はコヒーレン
トな光源１２．３−ｄＢ光ファイバ方向性結合器１４、
多重回転の光フアイバコイル１６、コイル１６の一方の
端部付近の位相変調器、光検知器２０、および前置増幅
器２１を含む。

実際の検知配列においては偏光子または第２の光フアイ
バカプラ等の付加的なコンポーネントか採用されてもよ
いか、第１図の模式図においては、それらは省略されて
いる。

コヒーレントな光源１２から出力された光は光ファイバ
２２の長さに沿って３−ｄＢ方向性結合器１４へ移動す
る。第２の長さのファイバ２４は光検知器２０を有する
方向性結合器１４を接続する。コヒーレントンな光源１
２からファイバ２２の一方の端部内へ光パワーが導き入
れられかつそれは３−ｄＢ結合器１４により分割される
までファイバを通って移動しかつ光フアイバ多重巻回コ
イル１６の閉じられた経路のまわりで逆方向に送られる
。ビームの１つはコイルに進入する際に位相変調器１８
を通りかつ他方のものは出る際にこれを通る。ビームは
結合器１４て再結合しかつ光パワーの半分は光検知器２
０ヘルート決めされ、ここでビーム干渉パターンか電気
的に観察される。

第１図に示された位相変調、強度復調、および制御装置
のより詳細な模式ブロック図である第２図を参照すると
、様々な機能的コンポーネントのブロックかそこに見ら
れる。第１の信号変調手段３０か光検知器電気信号３２
に対して動作し修正された出力信号を作出し、それは第
１の復調手段３８および第２の復調手段４０の第１の入
力３４および３６それぞれへ至る。第１の復調手段３８
はその入力信号から位相サーボ誤差信号を抽出しかつそ
の位相サーボ誤差信号を第１の出力４２を介して第１の
サーボ制御装置手段４４へ送る。第２の復調手段４０は
バイアス変調利得サーボ誤差信号をその入力信号から抽
出しかつその位相変調器利得サーボ誤差信号を第１の出
力４６を介して第２のサーボ制御装置手段４８へ送る。

第１のサーボ制御装置手段４４は位相推定信号を出力５
０て作出す。位相変調利得調節信号が第２のサーボ制御
装置手段４８の出力５２に現れる。

バイアス変調信号を発生するためのバイアス変調手段５
４は第１の入力５６、第２の入力５８および出力６０を
有する。帰還変調信号を発生するための帰還変調手段６
２は第１の入力６４、第２の入力６６、および出力６８
を有する。変調加算接続点手段７０は出力６０上のバイ
アス変調信号と出力６８上の帰還変調信号とを加算する
。デジタル基準信号発生手段７２か帰還信号６４とバイ
アス信号５６とを変調する。第１の復調基準信号は第１
の復調手段３８の第２の入カフ４へ送られかつ第２の復
調基準信号か第２の復調手段４０の第２の入カフ６へ送
られる。第１の変調基準信号はバイアス変調手段５４の
第２の入力５８へ送られかつ第２の変調基準信号は帰還
変調手段６２の第２の入力６６へ送られる。

利得基準信号を作出すための基準信号源手段７８は出力
か基準加算接続点手段８０の一方の入力に接続される。

第２のサーボ制御装置手段４８の出力５２は基準加算接
続点手段８０の第２の入力に接続される。基準加算接続
点手段８０の出力８２で加算された信号はバイアス変調
手段５４の入力５６内へ与えられかつ第２の信号修正手
段８４へ与えられる。

帰還変調手段６２への入力のための第１のサーボ制御装
置手段４４は、入力が第１の復調器手段３８の出力４２
に接続され、かつ８力５０か第３の信号修正手段８６の
入力に接続される。バイアス変調手段５４への入力のた
めの第２のサーボ制御装置手段４８は、入力か第２の復
調器手段４０の出力４６に接続され、かつ出力５２が基
準加算接続点手段８０に接続される。反転手段８７は第
２の信号修正手段８４からの出力信号を反転する。

多重化のための位相変調器利得補償手段８８は第１およ
び第２の入力９０および９２が反転手段８７および第３
の信号修正手段８６の出力それぞれと出力９４とに接続
される。９４での出力信号は位相変調装置１０が接続さ
れているサニヤック干渉計のファイバコイル１６の回転
速度の測定値である。

第１および第２の入力信号を加算するための変調加算接
続点手段７０はバイアス変調手段５４の出力６０と帰還
変調手段６２の出力６８とを加算して出力９８で加算さ
れた変調信号を発生する。

変調加算接続点手段７０からの加算された変調信号は、
出力９８で位相変調手段１８の入力に接続された出力１
０２て修正され加算された変調信号を作出すための第４
の信号修正手段１００へ与えられる。

第１の信号修正手段３０は、強度干渉電気信号３２を増
幅し、バッファしまたはアナログ・デジタル変換するた
めの手段を含んでもよい。第４の信号修正手段１００は
出力１０２からの加算された変調信号を増幅し、バッフ
ァし、またはデジタル・アナログ変換するための手段を
含んでよい。

第２の信号修正手段８４は増幅、フィルタ処理、および
／′または信号補償手段を含んでよい。第３の信号修正
手段８６もまた増幅、フィルタ処理、および／または信
号補償手段を含んでよい。信号補償手段は温度、振動、
および／′または他の環境条件に関して信号の補償を行
ない得る。

基準加算接続点手段８０および変調加算接続点手段７０
は加算増幅器、加算増幅器のアナログの等価な装置をそ
れぞれ含んでよく、またはデンタル電子回路を含んでも
よい。第１および第２のサーボ制御装置手段４４および
４８はアナログまたはデジタルの電子光学装置を含んで
よい。

デンタル基準信号発生器手段７２はカウンタかシーケン
ス決めされたメモリを含んでよい。第１の復調手段３８
および第２の復調手段４０は、搬送波信号からの位相サ
ーボ誤差およびバイアス変調利得サーボ誤差をそれぞれ
取り除くが、スイッチされたＲＣ記憶ネットワークまた
はそのデジタルの電子光学装置の等価な装置等のアナロ
グスイッチ復調電子工学装置を含んでよい。

バイアス変調手段５４はチョッパ回路または多重状態の
電圧遷移を提供するいかなるアナログの等価な装置をも
含んでよく、またはデジタル的に実現されてもよい。帰
還変調手段６８はチョッパ回路または振幅変調された電
圧１７′４波を提供するいかなるアナログの等価な装置
をも含んでよく、またはデジタル回路で実現されてもよ
い。

第３図、第４図および第５図は、第２図に図示されたデ
ジタル基準信号発生器７２の１つの可能な実施例を示す
電気回路の第１、第２、および第３の部分を模式的に図
示する。デジタル基準信号発生器７２の機能は、バイア
スおよび帰還変調に関するタイミング決めおよびテスト
パターンを提供することてありかつ第１次および第２次
のループスイッチコマンドを提供することである。

実現例および動作 この発明の変調方法から得られる実際的な利点の１つは
、バイアス変調波形、１／４波帰還波形、および復調の
スイッチングを含む４つの信号レベルかいくつかのアナ
ログスイッチおよびデジタル基準信号発生器７２を使用
して容易に実現され得ることである。バイアス変調波形
はたとえば同じ電圧レベルを基準とする３つのスイッチ
の出力から容易に構成されることが可能で、帰還変調は
ＤＣ帰還期間をチョップするスイッチを使用することに
より容易に組立てられる。制御ループはアナログまたは
デジタルいずれかの態様で閉じられ得る。

基準信号発生器 カウンタかシーケンス決めされたメモリか、バイアス変
調、帰還変調、強度ゲート動作、および復調信号の発生
のためにすべてのスイッチング信号を発生するべく使用
され得る。バイアス変調は２：ｏの間隔て３つの等価な
精密電流の組合せをインおよびアウトに同時にスイッチ
することにより発生され得る。電流は必ずしも同じもの
ではないので、カウンタがシーケンス決めされたメモリ
はバイアス変調波形に関するそれらすべての順列を介し
て電流を整流すべくプログラムされ得る。

帰還変調はτｏの間隔で帰還電圧をインおよびアウトに
スイッチすることにより発生されると考えられる。

変調 この発明の位相変調方法は、予め定められた形の周期的
バイアス変調信号と、１７′４波帰還変調信号とを採用
する閉ループ法であり、それら信号は位相変調器に与え
られる前に加算される。第８ａ図は典型的なバイアス変
調信号の波形を示す。

第８ａ図のバイアス変調により誘起された非可逆の移相
か第８ｂ図に示される。第８Ｃ図は帰還変調信号の波形
を示す。第８ａ図および第８Ｃ図それぞれに示されたバ
イアスおよび変調帰還信号の加算されたものにより誘起
された非可逆の移相か第８ｄ図に示される。

バイアス変調信号は一連のステップ電圧レベルからなり
、各々が好ましくは２τｏの持続時間を有スる。この一
連のステップレベルは、たとえば４つの電圧値のうちの
いずれのものをも想定し得る。いかなる２つの隣接する
レベルの間の電圧差も約π／２ラジアンの位相差に対応
することになる。レベルからレベルへの遷移により一３
π／２、−π／２、＋π／２、または＋３π／２ラジア
ンの光検知器での瞬時の非可逆の移相がもたらされる。

変調シーケンスに対する付加的な抑制が実行され得る。

レベル間の遷移は＋または一πラジアンの移相を導入す
るがこれは検知回路における移相への復調処理の感度を
抑圧（ｄｅ５６ｎｓ　ｉ　ｔ　１ｚｅ）するために避け
られ得る。

第９図は２つの信号レベルの間の遷移を有するバイアス
変調波形の実例の図である。バイアス変調波形の多くの
変化は、いくつかのレベルか存在するときに達成され得
る。たとえば、３つの異なる４・レベルバイアス変調波
形が第１０図に示される。所与のバイアス変調波形は許
容可能な変化を作出すために反転され得る。また、他の
変化も、第１０図に示されるように、レベルからレベル
への在る周期の遷移を繰返すことによって発生され得る
。

帰還変調はサニヤック位相推定値に比例する振幅を有す
る振幅変調された１／４波である。この帰還変調１／４
波の周期はバイアス変調ステップの持続時間に等しく、
帰還１／４波の前縁は常にバイアス変調レベルの遷移に
対応することになる。

ゲート動作および復調 復調は、バイアス変調信号レベルの遷移の直後の各通過
時間τｏの間の強度信号の検知および処理により実現さ
れ得る。通過時間τｏが過ぎた後、光検知器の位相は可
逆性のものになる。強度信号はこの時間内にゲートアウ
トされるはずである。

一般的には、第１次のループ復調か以下の強度の組合せ
により与えられる。

φ、０１：［（１２＋ｌ４）−（Ｉ、＋Ｉ３）］ここで
は ■−〜に比例する、 φ、−サニヤック位相推定誤差、 ■、−動作点＃１での強度測定値 （位相バイアス−−３π／２ラジアン）、１、＝動作点
＃２ての強度測定値 （位相バイアスニーπ／２ラジアン）、■３＝動作点＃
３での強度測定値 （位相バイアス＝π／′２ラジアン）、および■４＝動
作点＃４での強度測定値 （位相バイアス−３π／２ラジアン）をそれぞれ意味す
る。

第１３ａ図は小さい正の一定のサニヤック位相と変調を
伴わない開ループの動作のための干渉伝達関数を示す。

第１３ｂ図は同じ干渉伝達関数を示すか、この場合はバ
イアス変調のみを有する。

強度動作点は小さい開サークルにより指定される。

第１３ｃ図では、開ループ強度動作点がバイアスおよび
帰還変調の結果として移行するところが見られる。

一定のサニヤック位相に関する第８図のバイアスおよび
帰還変調波形の詳細な時間法めの局面が第１４ａ図ない
し第１４ｄ図に示される。第１４ａ図は時間に対する、
サニヤック位相およびパイ、アス変調のみにより誘起さ
れた非可逆の移相を示す。第１４ｂ図は第１４ａ図の移
相から結果として生じた強度出力を示す。第１４ｃ図は
サニヤック移相情報を抽出するために使用されるサニヤ
ック移相復調信号を示す。第１４ｄ図はバイアスおよび
帰還変調を有する非可逆の移相の図である。

一般的には、第２次のループ復調は以下の強度の組合せ
により与えられる。

δ”１ｃｘ−［（Ｉ＋　＋ｌ４）−（Ｉ２　＋Ｉ３）］
ここでは、εｇ＝バイアス変調利得誤差である。

第１５ａ図は、なしにされたサニヤック位相および正の
バイアス変調利得誤差に関して、小さい開サークルによ
り指定された強度動作点の干渉伝達関数を示す。バイア
ス変調誤差の訂正により第１５ｂ図に示されるように、
強度動作点が移行されることになる。

正のバイアス変調利得誤差に関する第８図のバイアス変
調波形の詳細な時間法めの局面が第１６８図ないし第１
６ｅ図により示される。第１６ａ図はバイアス変調利得
誤差を伴うバイアス変調のシーケンスを示す。第１６ｂ
図は利得誤差を有する第１６ａ図のバイアス変調ンーケ
ンスにより誘起された非可逆の移相を示す。第１６ｃ図
は、第１６ｂ図の移相から結果として得られる強度出力
を示す。第１６ｄ図は、バイアス変調利得誤差を抽出す
るべく使用され得る復調信号を示す。第１６ｅ図は第１
６ｄ図の復調信号から抽出された利得誤差を使用して、
バイアス変調信号のレベル間の差を調節する口上により
位相変調器利得誤差に関する訂正されたバイアス変調を
示す。

アナログの実施例においては、シーケンサか４つのＲＣ
ネントワークのうちの１つへ強度信号を与える復調スイ
ッチのセットを駆動すると考えられる。ＲＣネットワー
クの第１の対が、その出力か残留サニャ：ｌり位相誤差
に比例する演算増幅器を差動的に駆動するべく使用され
ると考えられる。

ＲＣネットワークの他の対は、その出力か残留バイアス
変Ａ利得誤差に比例する増幅器を差動的に駆動するべく
使用されると考えられる。

帰還 サーボ制御装置の機能は、サーボ制御装置に対する入力
を０まで駆動する帰還信号を発生することにある。実際
には、サーボ制御装置は比例および積分利得の様々な組
合せから構成されてよい。

アナログの実施例では、第１次および第２次の制御ルー
プサーボ制御装置かそれぞれ単一の積分器で実現され、
それにより「タイプ１」サーボを形成する。残留サニヤ
ック位相誤差により積分器か駆動されかつ出力が変調回
路へ帰還される。（実際には、差動増幅器および積分器
は単一の装置内で組み合わされ得る）。通常の動作のも
とては、閉ループか積分器（第１次ループ制御）への入
力をなしにするために作動することになりかつ積分器の
出力かサニヤック位相推定値に比例する。残留バイアス
変調利得誤差は積分器により同様に積分されかつバイア
ス変調（第２次のループ制御）のための基準信号を調節
するために変調回路へ帰還される。アナログの実施例に
おいて実現されるようなバイアス変調のための基準信号
はπ／″２の非可逆移相を作出すために必要な電圧ステ
ップを示す。帰還信号（電圧）を帰還移相に関連させる
ために、バイアス変調のための基準信号がステップ電圧
変化（位相変調利得）により作出される非可逆の移相の
測定値を与えるへく反転されかつそれから帰還移相の推
定値を算出するために帰還信号（電圧）により乗算され
なければならない。

理想的には、π７・２の非可逆の移相を作出すために必
要な電圧（ステップ）は一定である。この信号の逆のも
のもまた一定であると考えられるので、帰還移相は帰還
信号（電圧）に比例すると考入られる。

実際的問題としては、π／′２の非可逆の移相を作出す
ために必要な電圧ステップは時間と環境とともに僅かに
変化するであろう。サニヤック位相をなしにするために
必要な帰還位相の推定値はこのファクタの逆のものとと
もに変化するであろう。

慣性速度の推定値は帰還位相に比例するので、第２次ル
ープの動作は装置の尺度係数の安定化としてとらえられ
得る。

第２図のブロック図からのアナログの実施例の重要な変
化は、第２次の制御ループ帰還信号が、基準バイアス変
調利得に第２のサーボ制御装置出力５２か加算される加
算接合点８０の前にサンプルされるということである。

このことによりバイアス変調利得推定値のより正確な測
定が可能になる、というのはバイアス変調基準利得か設
計により知られかつしたかってバイアス変調利得の推定
におけるすべての変動は第２のサーボ４８の出力に反映
されるからである。この瞬間にバイアス変調利得推定値
を形成するために、第２のサーボの出力５２がバイアス
変調基準利得のソフトウェアのものと総和される。位相
変調利得の変化のだめの帰還信号の補償は他の態様では
上記に説明されたものと同しである。

センサ出力 アナログの実現例における第１次のループサーボの出力
での電圧は増幅器によりバッファされてもよくかつ簡単
なアナログ出力として出力されまたはフィルタにより事
前にフィルタ処理されかつディジタル出力が所望ならば
量子化装置またはＡＤ変換装置を経由してサンプルされ
てもよい。第２次のループの出力での電圧は第２のフィ
ルタにより事前に処理されかつＡ／′Ｄ変換器によりサ
ンプルされて尺度係数をデジタル的に訂正するか、また
は他の態様ではアナログ態様での第１の出力電圧におけ
る尺度係数の誤差を訂正するへく使用されてもよい。

バイアス変調ステップ遷移周波数の代替側変調はバイア
ス変調信号および帰還変調信号の適用を含む。バイアス
変調は、２つまたは３つ以上の信号レベルの間での予め
定められたシーケンスの周期的ステップ信号の遷移から
構成される。

各信号レベルで費やされる持続時間は推定されたｔｏで
ある。バイアス変調ステップ遷移周波数ｆｏ　４ｆｏ　
＝　（２ｔｏ　）　−’　として規定される。

第９１では、２つの信号レベルの間での遷移に関するバ
イアス変調波形の例を示す。第１０図は、４つの信号レ
ベルの間での遷移のためのバイアス変調波形の３つの例
を示す。一般的には、２ないし４つの信号レベルが好ま
しい状況である、というのはより多い数に関してはシス
テムの複雑性がそれにともなって増大するからである。

バイアス変調に関する付加的な制約が、位相変調器の非
可逆の移相／信号入力遷移特性から生じる。適正な動作
のために、バイアス変調ステップ遷移周波数ｆｏは適正
周波数ｆｐの偶数高調波上にあってはならす、すなわち
、 ｆｏ／２ｋｆｐ、ここではに＝ｏ、１．２１．。

であり、これについて以下に詳しく説明する。

光学回路の一方の端部付近におかれた可逆の位相変調器
の非可逆の位相出力／信号周波数入力伝達関数Ｇ　（ｗ
）は以下のとおり設定されることが可能で、 Ｇ　（ｗ）＝Ｋｃ　（１−Ｚ−’　） こ二ではＺ＝ｅ　ｘ　ｐ　（ｓτｏ）、τｏ＝ファイバ
の通過時間、およびＫｃ−位相変調器の利得である。そ
こで、 Ｇ　　（ｗ）　　−Ｚ　　・　２（Ｚ””　　−Ｚ−”
’）Ｋｃ　　　ｅｘｐ　　　（−ｊＷｒｏ　　／′　２
）　　　　［ｅｘｐ　　　（ｊＷＴｏ／　２）　　　ｅ
ＸＩ））　　（ＪＷτ、／２）］Ｋｃｅｘｐ（−ｊｗτ
ｏ／′２）　［２ｊ　　ｓｌｎ（ｗτｏ／′２）コ Ｇ（ｗ）ｌ＝２Ｋｃ　　　ｓｉｎ（ｗτｏ／′２）であ
り、ジャイロの適正周波数ｆｐは１７／２τｏと規定さ
れる。Ｗに関しては、 ｗ２−２πｆｏ Ｗｐ　　−π／　τ　Ｏ Ｇ　（ｗ）　−２Ｋｃ　ｓ　ｉ　ｎ　　ＩＩ　（１／’
２）　ｙｒ　（ｗ／Ｗ、）］となる。

第１１図にこの伝達関数の大きさが示され、伝達関数か
適正周波数の偶数の高調波で０の利得を有していること
かわかる。本件発明の変調方法でよ、バイアスおよび帰
還信号かこれらの周波数を避けなければならない。。

帰還高調波は常に・＼イアス変調ステップ遷移周波数の
偶数高調波上にあるので、したかってバイアス変調ステ
ップ遷移周波数は適正周波数の偶数の高調波のいずれに
もなってはならない。

帰還周波数は以下の式により与えられる。

ｆ　ｐ　ｎ　＝ｎ　ｔ　ｏであり、ここではｎ＝１．２
゜３１０．。

第１２ａ図および第１２ｂ図に、帰還波形の例が示され
それらはこの定義の要件を満たすものである。第１２ａ
図に示された波形は好ましい波形であり、第１２ｂ図に
示された波形は許容可能な代替例である。

以下の部分は、アナログループの閉鎖を有する位相変調
方法の実現例を機能的な観点から記載する。

デジタル基準信号発生器回路の説明 このアセンブリは２ＫＸ１６ＲＡＭおよびテストパター
ンを記憶しかつこれをシーケンス決めするために使わ・
れる１１ビツトのアドレスレジスタ／カウンタからなる
。

バイアス変調ステップ周波数は、ジャイロ内のファイバ
の長さにより述べられ、これは８ビツトの自由走行のカ
ウンタを予めセットしかっカウン夕のオーバフロー上の
予め設定された値で再ロードすることにより形状化され
る。

変調周波数の範囲はＣＬＫ／２からＣＬＫ／２５６まで
であり、ここでは、ＣＬＫはデジタル基準信号発生器７
２への入力クロックの周波数である。この実施例におけ
るクロック周波数は２０ＭＨｚである。

変調の結果のサンプリングは４ビツトのクロック制御に
よるカウンタを予め設定しかつオーバフローの現在の値
で再ロードすることにより達成される。サンプル期間の
持続時間は１／”ＣＬＫおよび１６　／　ＣＬ　Ｋの間
である。サンプル期間の間、アナログ回路内の選択され
たスイッチか閉じられ、これにより復調された信号がロ
ーパスフィルタのネットワークへルート決めされること
か可能になる。サンプルの開始はサンプル遅延カウンタ
により変調の開始から遅延され得る。サンプルの遅延カ
ウンタは４ビツトのクロック制御のカウンタてあり、そ
れは予め設定されかつそれからカウンタのオーバフロー
上の現在の値で再ロートされる。

遅延の持続時間は１／ＣＬＫより大きくかつ１６／ＣＬ
Ｋより小さい。

デジタル基準信号発生器の動作 デジタル基準信号発生器７２の初期化は「パワーオン」
で行なわれる。マイクロプロセッサは、８ビツトラツチ
（Ｕ５６）のバイアス変調ステップ周波数および８ヒツ
トラツチ（Ｕ５８）のサンプルおよび遅延時間に関する
タイミング決めの値をロードする。

マイクロプロセッサはテストパターンを有するＲＡＭ（
Ｕ６５およびＵＣ２）をロードする。ＲＡＭのためのア
ドレスがデジタルのＭＵＸ　（Ｕ３Ｏ、Ｕ７２およびＵ
７４）を介してルート決めされかつＲＡＭのためのデー
タが８進数のバッファ（Ｕ６２およびＵＣ２）を介して
ルート決めされる。

完了の際に、ＳＥＱ″か低くセットされかつデジタル基
準信号発生器７２は動作可能となる。

デンタル基憔信号発生器のタイミング発生変調周波数の
カウンタ（Ｕ５７およびＵ９５）はカウントを始める。

オーバフローの場合、信号（ＭＯＤＦＲＥＱ）が発生さ
れる。ＭＯＤＦＲＥＱはバイアス変調ステップ周波数カ
ウンタを再ロードしかつカウント起動化ラッチ（Ｕ６１
）をサンプル遅延カウンタのために設定する。サンプル
遅延カウンタがオーバフローすると、それはそれ自体予
め設定された値で再ロードし、そのカウント起動化ラッ
チを再設定しかつ信号Ｓ　Ａ　Ｍ　Ｐ　Ｌ　Ｅを形成す
るサンプルカウンタのための起動可能なカウントを設定
する。サンプルカウンタかオーバフローするとき、それ
はそれ自体を再ロードしかつＳ　Ａ　Ｍ　Ｐ　Ｌ　Ｅを
論理ローにするカウント起動化ラッチを再セットする。

このことにより自由走行のシーケンサタイミング発生の
単一のサイクルが完了する。

パターンの発生 テストパターンを含むＲＡＭ（Ｕ６５およびＵＣ２）か
ＭＵＸ（Ｕ３Ｏ、Ｕ７２およびＵ７４）を経由してアド
レスカウンタ（Ｕ６９、Ｕ７１、およびＵ７３）により
アドレスされる。アドレスカウンタは信号ＭＯＤＦＲＥ
Ｑか発生されるとき増分される。

ＲＡＭの内容はスキューを解＜　　（ｄｅｓｋｅｗｉｎ
ｇ）ラッチＵ６３およびＵ６８内ヘロードされる。スキ
ューを解くラッチの４つの出力がサンプルでＡＮＤされ
かつそれからアナログボードの復調回路へルート決めさ
れる。スキューを解くラッチ出力の４つかアナログボー
ドの変調回路へルート決めされる。これらのうち３つが
バイアス変調スイッチを制御しかつ４番目が帰還変調を
制御する。スキューを解くラッチの１つの出力か新しい
サイクルをロードしかつ再開させるためのアドレスカウ
ンタへ戻るようルート決めされる。

第６図は基準信号源７８、基憔加算接合点８０、バイア
ス変調器５４、帰還変調器６２、変調加算接合点７０な
らびに第３および第４の信号変調手段８６および１．０
０の、第２図に示されたような可能なアナログの実施例
を示す電気回路の模式図である。

このグループの電子回路は位相変調器を駆動するために
必要な合成信号を作出す。それが作出すのは＋π／′２
、−π／２、＋３π／２および一３π／２光学移相ステ
ップおよびサニヤック誘起による移相をなしにするため
の帰還変調である。これらの作業を達成するために、デ
ジタル基準信号発生器７２からの（デジタルの）制御お
よび復調器からのアナログ信号が必要とされる。アナロ
グのサニヤック位相をなしにしかつバイアス変調利得を
補償する信号は電子サーボ機構の産物である。

精密可変電流源は、各π／′２ステップに関する平均値
を成立させる。精密抵抗器Ｒ３７およびＲ３８に対する
精密基準７８は一応のステップを成立させる。Ｒ３５を
介して加算されたＤＥＬＴＡＬＡＭＢＤＡ４８は尺度係
数を標準化する。二重化された電流段が３つの必要なπ
／′２の移相ステップを発生する。整流が電流源の不一
致の効果を否定する。論理信号かトランジスタＱ３、Ｑ
４、およびＱ５をシャントして電流源を起動化したりか
つ不起動化したりする。

サニヤック移相をなしにすることは、ＯＭＥ　ＧＡをス
ケール決めしかつスイッチし、１つの通過時間τｏの間
にサニヤック移相をなしにする（８＋および−）ステッ
プを作出すことにより達成される。帰還回路内で閉じら
れたスイッチがスイッチ抵抗を補償する。信号に対する
ｄｃのバイアスは影響を持たない。ＯＭＥＧＡと接地と
の間のスイッチングは＋ＯＭＥＧＡ／２および一〇ＭＥ
ＧＡ／２の間のスイッチングと同じである。高速電流帰
還増幅器が変調器の出力をバッファして位相変調器を駆
動しかつ利得の整合をもたらす。

復調器回路の説明 光フアイバジャイロの強度出力２４が２４０４型の光検
知器に与えられる。ＵＡ７３３映像増幅器はこの信号を
増大させる。差動からシングルエンドへの変換は電流帰
還高速増幅器により行なわれる。並列の利得段は高速（
第１次またはＯＭＥＧＡ）と低速（第２次またはＤＥＬ
ＴＡ　　ＬＡＭＢＤＡ）サーボループとの間の、可能な
復調器のスイッチにより誘起された漏話がら分離するた
めの予防手段である。

スイッチタイミングおよび時定数以外は、高速４４　（
ＯＭＥＧＡ）および低速４８　（ＤＥＬＴＡＬＡＭＢＤ
Ａ）の回路は類似している。デジタル基樵信号発生器（
シーケンサ７２）からの論理信号が、＋ＯＭＥＧＡ、−
ＯＭＥＧＡ、＋ＤＥＬＴＡ　　ＬＡＭＢＤＡ、および−
ＤＥＬＴＡ　　ＬＡＭＢ　Ｄ　Ａが存在しているとき、
適切なスイッチを閉シル。＋ＯＭＥＧＡおよび−ＯＭＥ
ＧＡ（７）復調スイッチの出力はローパスフィルタを通
り差動積分器演算増幅器の回路へ至る。この信号は、推
定されるサニヤック位相を表わし、上記の変調器回路お
よび測定値をデジタル化するために使用されるシステム
Ａ　／　Ｄ変換器へ与えられる。ＤＥＬＴ、八　Ｌ　Ａ
　Ｍ　Ｂ　Ｄ　Ａ復調器４０および積分器４８は類似し
た回路であり、尺度係数を補償する上で使用されるバイ
アス変調利得を制御する。

第６図を参照して、第２図の位相変調の特定の実施例の
詳細な電気的模式図が見られる。精密（１０ホル１Ｎ）
基準８０か抵抗器Ｒ３７およびＲ３８へ付与され、かつ
可変（制御）電圧４８が抵抗器Ｒ３６へ与えられる。帰
還電流は二重のトランジスタＱ１の左（Ａ）のコレクタ
から来る。加算ノードＲ３５−Ｒ３７−Ｑｌは、精密（
ＯＰ２７）増幅器が抵抗器Ｒ３７を経由してトランジス
タＱｌ−Ａのコレクタ電流を調節することにより０にな
るべくサーボされる。Ｑｌ−Ａのコレクタ電流を制御す
る上では、同様の電流が、Ｑｌ−Ｂ。

Ｑ２−Ａ、および／またはＱ２−Ｂオン／オフで入手可
能になる。論理ハイ（複数）はＱ３、Ｑ４および／また
はＱ５をオンにし、Ｑｌ−Ｂ、Ｑ２−Ａ、および／また
はＱ２−Ｂをオフにバイアスする。論理ロー（複数）は
Ｑ３、Ｑ４、および／またはＱ５をオフにし、Ｑｌ−Ｂ
、Ｑ２−Ａ、および／またはＱ２−Ｂコレクタ電流（複
数）をオンにゲートする。抵抗器は論理レベルを加算し
、遷移しかつ低減することで接地に関しての選択された
ベース（複数）をハイ／ローに駆動する。結果として得
られるレベルはスパイクを低減するが、精密スイッチン
グのためには十分である。こうして抵抗器Ｒ５５内へゲ
ート動作された電流レベルが出力ドライブレベルを発生
する。増幅器Ｕｌｌにより利得の整合がもたらされかつ
位相変調器を駆動するバッファがもたらされる。ＯＭＥ
ＧＡは速度帰還信号７４である。デジタル基準信号発生
器７２の制御下で、２つのアナログスイッチがＯＭＥＧ
Ａと接地との間のＯＰａｍｐＵ１４の接続を交互に行な
う。このことにより位相変調器のＲ６９への必要とされ
る速度の帰還信号が発生される。電流供給線は無関係の
変調信号か位相変調器に進入および／またはそこから出
ていくことを防ぐために主電源からＲ−Ｃ結合を外され
る。

第７図は、第２図に示されるような光検知器２０、復調
器３８および４０．ならひにサーホ制御装置４４および
４８の可能な実施例を示す電気回路の模式図である。２
４０４光検知器／前置増幅器は光の強度を電気的信号に
変換する。光検知器の出力はさらなる増幅動作のために
Ｕ　Ａ　７３３広帯域映像増幅器に結合される。光検知
器の周波数応答の補償かＲＣネットワークによりもたら
される。映像増幅器は差動増幅器として形状化されたＣ
Ｌ４０］にＡＣ結合された差分出力を有し、それはさら
に増幅されかつシングルエンドとなる。

並列の（ＥＬ２０２０）増幅器段は付加的な利得を与え
かつ可能な復調器の漏話を減じる。これらＥＬ２０２０
増幅器の出力での強度信号が、過渡電流がダイアウドす
るようにスイッチされた後の有効な状態に落ち着く。信
号は、回転センサの通過時間から変調整定時間を引いた
時間の間有効なままである。適切な復調器のスイッチの
閉鎖かデジタル命令（１２Ｉ４．１１１３．１１１４　
０Ｒｌ２Ｉ３）により選択される。この期間の間、キャ
パシタは、０．０１μＦｄに（２００＋Ｒ５Ｗ　ｉ　Ｉ
。ｈ）を乗したものにより設定された時定数で強度電圧
に対し充電する。より上の２つの０゜０１μＦｄキヤパ
シタの間の電圧差は積分されＯ’ｖＩ　Ｅ　Ｇ　Ａの速
度帰還信号４２をもたらす。下部の２つの０．０１μＦ
ｄキヤパシタの間の電圧差は積分されＤＥＬＴＡ　　Ｌ
ＡＭＢＤＡ利得制御信号５２をもたらす。ＯＭ　Ｅ　Ｇ
　Ａ信号はシステムの動的データを処理する上で使用さ
れる。この高速積分器４４は性能要件により表わされる
時定数を有する。開発されるハードウェアでは数１００
ヘルツの帯域を有する。ＤＥＬＴＡ　　ＬＡＭＢＤＡ制
御ループ４８の帯域の要件はずっと低い。それは、より
長い大きさのオーダである積分利得時定数を有する。電
源のリードは、様々な雑音源によるいかなる信号の汚染
をも軽減するために主電源からＲＣ結合を外される。

発明の利点 この発明に従う上記の位相変調、強度復調および制御装
置は以下の固有の利点を有する。

（１）　その関連する尺度係数の安定性を伴う、閉ルー
プの動作か可能である。

（２）　位相変調器の利得の安定化のために第２次の制
御ループか含まれる。

（３）　強化された解像度およびダイナミックレンンの
ために制御ループをデジタル閉鎖することか可能である
。

この発明に従い上記に記載された位相変調、輝度復調お
よび制御装置は以下の比較優位点を有する。

（１）　短いファイバの長さのジャイロに関して他の方
法よりも必要とされるハードウェアか少ない。

（２）　強度信号が直接デジタル帰還方法の場合よりも
よりよ＜ＡＣ結合され、それにより電子電圧のオフセッ
トおよびバイアスの安定性を強化することに関してのシ
ステムの感度を低減することが可能である。

（３）　セロダイン方法における場合のようなロールオ
ーバまたは信号飽和の問題か存在しない。

上記の実施例はこの発明の原則を例示するために提示さ
れ、かつ我々の教示に従う唯一可能な実施例を規定する
ものとしては意図されていない。

むしろ、この発明は、示された特定の実施例を包含する
のみならす、先行の請求項の範囲内にある他のいかなる
ものをも包含するものとして考慮されるへきである。

【図面の簡単な説明】

第１図は干渉計の光フアイバ回転検知干渉計に接続され
たこの発明の位相変調、強度復調、および制御装置の模
式的ブロック図である。 第２図は、第１図に示された位相変調、強度復調、およ
び制御装置のより詳細な模式ブロック図である。 第３ａ図、第３ｂ図および第３ｃ図は第２図に示された
デジタル基準信号発生器７２の１つの可能な実施例を表
わす電気的回路の第１の部分の模式図である。 第４ａ図および第４ｂ図は第２図に示されたデジタル基
準信号発生器７２の１つの可能な実施例を表わす電気的
回路の第２の部分の模式図である。 第５ａズ、第５ｂ図および第５ｃ図は、第２図に示され
たデジタル基準信号発生器７２の１つの可能な実施例を
表わす電気回路の第３の部分の模式図である。 第６ａ図、第６ｂ図および第６ｃ図は第２図に示された
、基準信号源７８、基準加算接合点８０、バイアス変調
器５４、帰還変調器６２、ならびに第３および第４の信
号変調手段８６および１００の可能なアナログの実施例
を表わす電気回路の模式図である。 第７ａ図および第７ｂ図は、第２図に示された光検知器
２０、信号修正３０、復調器３８および４０、ならびに
サーボ制御装置４４および４８の可能な実施例を表わす
電気回路の模式図である。 第８ａ図は典型的なバイアス変２　ｉ’ｆｓ号のグラフ
である。 第８ｂ図は第８ａ図のバイアス変調信号により誘起され
た非可逆の移相のグラフである。 第８Ｃ図は帰還変調信号のグラフである。 第８ｄ図は第８ａ図および第８Ｃ図それぞれに示された
バイアスおよび変調帰還信号の加算により誘起された非
可逆の移相のグラフである、第９図は２つの電圧レベル
の間の遷移を伴う代替的なバイアス変調波形の例のグラ
フである。 第１０図は４つの信号レベルの間での遷移を伴う代替的
バイアス変調波形の３つの例のグラフである。 第１１図は回転検知干渉計内の閉じられた光路の一方の
端部付近におかれた可逆位相変調器に関する伝達関数（
信号周波数入力に対する非可逆の位相出力）の大きさの
グラフである。 第１２ａ図は好ましい帰還変調波形のグラフでの口。 第１２ｂ図は４つの許容可能な代替的帰還変調波形のグ
ラフである。 第１３ａ図は変調を伴わない小さな正の一定のサニヤッ
ク位相および開ループ動作に関する干渉の伝達関数のグ
ラフである。 第１３ｂ図はバイアス変調のみを伴う同じサニャ・・ｌ
り位相および開ループ動作に関する干渉計伝達関数のグ
ラフである。第１３ｃ図はバイアスおよび帰還変調が開
ループ強度動作点の遷移を引起こすところを示すグラフ
である。第１３ａないし第１３ｃズにおける強度動作点
は小さな開サークルによ１）指定される。帰還変調によ
り強度動作点か開しろれニサークルにより指定されたち
のへ遷移する。 第１４図は定サニヤック位相に関する第８図のバイアス
および帰還変調波形のタイミング決めの局面を詳細に述
べるグラフである。第１４ａ図はサニヤック位相および
バイアス変調のみにより誘起された非可逆の移相の時間
に対比してのグラフである。 第１４ｂ図は第１４ａ図の移相から結果として得られる
強度出力のグラフである。第１４ｃ図はサニヤック位相
情報を抽出するために使用されるサニヤック位相復調の
グラフである。第１４ｄ図はバイアスおよび帰還変調を
有する非可逆の移相のグラフである。 第１５ａ図はなしにされたサニヤック位相および正のバ
イアス変調利得誤差に関する強度動作点、（小さい開サ
ークルにより指定される）を示す干渉伝達関数のグラフ
である。第１５ｂ図はバイアス変調の誤差を訂正するこ
とにより強度動作点か繊維することを示す干渉伝達関数
のグラフである。 第１６ａ図ないし第１６ｅ図は正のバイアス変調利得誤
差に関して第８図のバイアス変調波形の時間決め局面を
詳細に示すグラフである。第１６ａ図はバイアス変調利
得誤差を有するバイアス変調シーケンスのグラフである
。第１６ｂ図は利得誤差を伴う第１６ａ図のバイアス変
調シーケンスにより誘起された非可逆の移相のグラフで
ある。 第１６ｃ図は第１６ｂ図の移相から結果として得られる
強度出力のグラフである。第１６ｄ図はバイアス変調利
得誤差を抽出するために使用され４る復調信号のグラフ
である。１６ｅ図は第１６ｄ図の復調信号から抽出され
た利得誤差を使用してバイアス変調信号レベル間の差を
調節することにより移相変調器利得誤差に関して訂正さ
れたバイアス変調のグラフである。 図において、１０は位相変調、強度復調、および制御装
置、１２は光源、１４は方向性結合器、２０は光検知器
、３０は信号修正手段、３８は復調手段、１４は廿−水
制御装置手段、６２は帰還変調手段、７０は変調加算接
続点手段、８６ｊよ信号修正手段、１００は信号修正手
段である。 図面の浄嘗（内容に変ｙなし） ↓ １１転通度雄北疲 ンツλテ、ｊ ７５− ≧ 手続補正書（方式） 平成３年４月８日

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）位相変調、強度復調、および回転検知干渉計の制
   御のための装置であって、前記干渉計が閉じられた光路
   のまわりを逆伝搬する第１と第２の光波の間に強度干渉
   を表す強度干渉電気信号を作出すための手段を含み、か
   つ前記閉じられた光路の一方の端部付近に前記光波の位
   相を変調するための可逆位相変調手段とをさらに含み、
   その装置が、 少なくとも２つの信号レベルの間でのステップ信号の遷
   移の周期的シーケンスからなるバイアス変調信号を作出
   すためのバイアス変調手段を含み、前記バイアス変調信
   号が（２τ＿ｏ）のマイナス一乗の周波数の偶数高調波
   上にないステップ遷移周波数を有し、τ＿ｏが光が前記
   閉じられた光路を一周するのに必要とされる時間であり
   、前記バイアス変調手段が強度干渉電気信号を作出しか
   つ出力を有するための前記手段に電気的に結合され、そ
   の装置がさらに、 バイアス変調信号ステップ遷移周波数の高調波でのスペ
   クトル成分を有する周期的振幅変調された１／４波から
   なる帰還変調信号を作出すための帰還変調手段を含み、
   前記帰還変調手段が強度干渉電気信号を作出しかつ出力
   を有するための前記手段に電気的に結合される、装置。 （２）前記バイアス変調信号と前記帰還変調信号を加算
   して加算された変調信号を作出すための手段を含み、第
   １および第２の入力が前記変調手段および前記帰還変調
   手段それぞれの前記出力に接続されかつ出力を有し、 前記加算された変調信号を前記可逆位相変調手段に与え
   るための手段を含み、入力が加算のための前記手段の前
   記出力に電気的に接続され、前記可逆位相変調手段に動
   作的に接続される、請求項１に記載の装置。 （３）強度干渉電気信号を作出しかつ、出力を有するた
   めの前記手段に電気的に結合される、前記強度干渉信号
   を復調するための復調手段と、入力が前記復調手段の前
   記出力に電気的に接続されかつ出力が前記帰還変調手段
   の入力に電気的に接続された、サニャック位相推定信号
   を発生するための第１のサーボ手段と、 前記復調手段からの入力と出力とが前記バイアス変調手
   段の入力に電気的に接続された、前記位相変調手段にお
   ける利得の変化を訂正するための第２のサーボ手段と、 前記第１のサーボ手段に動作的に接続された、前記閉じ
   られた光路の慣性の回転の推定値を提供するための前記
   サニャック位相推定信号を抽出するための手段とをさら
   に含む、請求項１に記載の装置。 （４）前記バイアス変調信号がｆ＿ｏ＝（ｔ＿ｏ）＾−
   ＾１のステップ遷移周波数を有し、ｔ＿ｏが前記周期的
   シーケンスにおける各前記信号レベルで費やされる持続
   時間である、請求項１に記載の装置。 （５）前記信号遷移の前記周期的シーケンスにおけるい
   かなる２つの隣接するレベルの間の差も約π／２ラジア
   ンの前記閉じられた光路上の前記光波の間の位相差に対
   応し、かつ１つの前記レベルからもう１つのレベルへの
   遷移が−３π／２、−π／２、＋π／２、または＋３π
   ／２ラジアンの前記第１および第２の逆伝搬光波の間に
   瞬時非可逆移相をもたらす、請求項１に記載の装置。 （６）前記バイアス変調信号を作出すための前記手段が
   第１の信号レベルと第２の信号レベルとの間のステップ
   信号の遷移の周期的シーケンスからなるバイアス変調信
   号波形を作出すための手段を含む、請求項１に記載の装
   置。 （７）前記バイアス変調信号が、第１、第２、および第
   ３の信号レベルの間でのステップ信号の遷移の周期的シ
   ーケンスからなる波形を有する、請求項１に記載の装置
   。 （８）前記バイアス変調信号が、第１、第２、第３およ
   び第４の信号レベルの間でのステップ信号の遷移の周期
   的シーケンスからなる波形を有する、請求項１に記載の
   装置。 （９）位相変調、強度復調、および回転検知干渉計の制
   御のための装置であって、前記干渉計が閉じられた光路
   のまわりで逆伝搬する第１および第２の光波との間の強
   度干渉を表わす強度干渉電気信号を作出すための手段を
   含み、かつ前記閉じられた光路の１つの端部付近に前記
   光波の位相を変調するための可逆位相変調手段をさらに
   含み、その装置が、 その入力へあたえられる前記強度干渉信号に関して動作
   しその第１および第２の出力で修正された出力信号を発
   生するための第１の信号修正手段と、 第１および第２の入力ならびに出力を有するバイアス変
   調信号を作出すためのバイアス変調手段と、 第１および第２の入力ならびに出力を有する、帰還変調
   信号を作出すための帰還変調手段と、前記第１の信号修
   正手段の前記第１の出力からの第１の入力への入力信号
   から位相サーボ誤差信号を取除くための第１の復調手段
   とを含み、前記第１の復調手段が、前記位相サーボ誤差
   信号が現れる第２の入力および出力を有し、 その装置がさらに、 前記第１の信号修正手段の前記第２の出力からの前記入
   力への入力信号から、バイアス変調利得サーボ誤差信号
   を取除くための第２の復調手段を含み、前記第２の復調
   手段が、前記バイアス変調利得サーボ誤差信号が現れる
   、第２の入力および出力を有し、 その第１および第２の入力へ与えられる信号を加算して
   その出力で加算された信号を作出すための基準加算接合
   点手段を含み、前記加算された信号の第１の部分が前記
   バイアス変調手段の前記第１の入力へ送られ、 その装置がさらに、出力が前記基準加算接合点手段の前
   記第２の入力に接続された、基準信号を作出すための基
   準信号源手段を含み、 入力が前記第１の復調器手段の出力に接続され、かつ出
   力が前記帰還変調手段に接続された、前記帰還変調手段
   を制御するための第１のサーボ制御装置手段と、 入力が前記第２の復調器手段の出力に接続され、かつ出
   力が前記基準加算接合点手段の前記第１の入力に接続さ
   れた、前記バイアス変調手段を制御するための第２のサ
   ーボ制御装置手段と、 第１の変調基準出力が前記バイアス変調手段の前記第２
   の入力に接続され、第２の変調基準出力が前記帰還変調
   手段の前記第２の入力に接続され、第１の復調基準出力
   が前記第１の復調手段の前記第２の入力に接続され、か
   つ第２の復調基準出力が前記第２の復調手段の前記第２
   の入力に接続された、複数の異なるデジタル基準信号を
   発生するためのデジタル基準信号発生手段と、 第１および第２の入力内に前記入力信号がそれぞれ与え
   られかつ出力を有する、第１および第２の入力信号を多
   重化するための位相変調器利得補償手段と、 その入力にあたえられる入力信号を反転するためのイン
   バータ手段とを含み、その手段が前記位相変調器利得補
   償手段の前記第２の入力に接続されたその出力で反転さ
   れた信号を提供し、 さらにその装置が、 前記基準加算接合点手段の前記出力からその入力内へ与
   えられる入力信号に対して動作し前記インバータ手段の
   前記入力で修正された信号を発生するための第２の信号
   修正手段と、 その入力内へ与えられる前記第１のサーボ制御装置手段
   の前記出力からの入力信号に動作し前記位相変調器利得
   補償手段の前記第１の入力に接続されたその出力での修
   正された出力信号を発生するための第３の信号修正手段
   と、 前記帰還変調手段と前記バイアス変調手段の前記出力そ
   れぞれからのその第１および第２の入力へ与えられる信
   号を加算して、その出力で加算された位相変調駆動信号
   を作出すための変調加算接合点手段と、 前記変調加算接合点手段の前記出力からの前記加算位相
   変調駆動信号が与えられるその入力での入力信号を修正
   して前記位相変調手段の入力に接続された出力で修正信
   号を発生させるための第４の信号修正手段とを含む、装
   置。 （１０）バイアス変調信号を作出すための前記手段が少
   なくとも２つの信号レベルの間のステップ信号遷移の周
   期的シーケンスからなる信号を発生するための手段を含
   む、請求項９に記載の装置。 （１１）バイアス変調信号を作出すための前記手段が、
   ステップ信号遷移の前記周期的シーケンスにおけるいか
   なる２つの隣接するレベルの間の差も約π／２ラジアン
   の位相差に対応し、かつ１つの前記レベルからもう１つ
   のレベルへの遷移が−３π／２、−π／２、＋π／２、
   または＋３π／２ラジアンの前記第１および第２の逆伝
   搬する光波の間の瞬時的非可逆移相をもたらす、請求項
   ９に記載の装置。 （１２）前記バイアス変調信号を作出すための前記手段
   が第１の信号レベルおよび第２の信号レベルの間のステ
   ップ信号遷移の周期的シーケンスからなるバイアス変調
   信号波形を作出すための手段を含む、請求項９に記載の
   装置。 （１３）前記バイアス変調信号を作出すための前記手段
   が、第１、第２および第３の信号レベルの間でのステッ
   プ信号遷移の周期的シーケンスからなる波形を有するバ
   イアス変調信号を作出すための手段を含む、請求項９に
   記載の装置。 （１４）前記バイアス変調信号を作出すための前記手段
   が、第１、第２、第３および第４の信号レベルの間での
   ステップ信号遷移の周期的シーケンスからなる波形を有
   するバイアス変調信号を作出すための手段を含む、請求
   項９に記載の装置。 （１５）バイアス変調信号を作出すための前記手段がｆ
   ＿ｏ＝（ｔ＿ｏ）＾−＾１のステップ遷移周波数を有し
   、ｔ＿ｏが前記周期的シーケンスにおける前記信号レベ
   ル各々での費やされる持続時間であるバイアス変調信号
   を作出するための手段を含む、請求項９に記載の装置。 （１６）帰還変調信号を作出すための前記手段が周期的
   振幅変調された１／４波からなる信号を作出すための手
   段を含む、請求項９に記載の装置。 （１７）前記帰還変調信号を作出すための前記手段が前
   記バイアス変調信号の前記ステップ遷移周波数の高調波
   でのスペクトル成分を有する帰還変調信号を作出すため
   の手段を含み、かつ前記帰還信号における出力が１／２
   τ＿ｏに等しい周波数の偶数高調波以外の周波数にわた
   って分布し、τ＿ｏは光が前記閉じられた光路のまわり
   を移動するのに必要な時間である、請求項９に記載の装
   置。 （１８）各前記信号修正手段が前記入力信号の振幅に対
   する前記出力信号の振幅の比率を変化させるための手段
   を含む、請求項９に記載の装置。 （１９）前記第１および第４の信号修正手段の各々が前
   記出力信号からの前記入力信号をバッファするためのバ
   ッファ手段をさらに含む、請求項９に記載の装置。 （２０）前記第１の信号修正手段が前記入力信号をデジ
   タル出力信号へ変換するためのアナログ・デジタル変換
   手段を含む、請求項９に記載の装置。 （２１）前記第２の信号修正手段が前記入力信号をフィ
   ルタ処理してフィルタ処理された出力信号を作出すため
   のフィルタ処理手段を含む請求項９に記載の装置。 （２２）前記第３の信号修正手段が前記入力信号をフィ
   ルタ処理してフィルタ処理された出力信号を作出すため
   のフィルタ処理手段を含む、請求項９に記載の装置。 （２３）前記第４の信号修正手段が前記入力信号をアナ
   ログ出力信号へ変換するためのデジタル・アナログ変換
   手段を含む、請求項９に記載の装置。 （２４）前記第１および第２のサーボ制御装置手段がア
   ナログ電子工学装置を含む、請求項９に記載の装置。 （２５）前記第１および第２のサーボ制御装置手段がデ
   ジタル電子工学装置を含む、請求項９に記載の装置。 （２６）前記基準加算接合点手段および前記変調加算接
   合点手段がそれぞれ加算増幅器を含む、請求項９に記載
   の装置。 （２７）前記基準加算接合点手段および前記変調加算接
   合点手段がそれぞれ加算増幅器のアナログの等価物を含
   む、請求項９に記載の装置。 （２８）前記基準加算接合点手段および前記変調加算接
   合点手段がそれぞれデジタル電子工学装置を含む、請求
   項９に記載の装置。 （２９）前記デジタル基準信号発生器手段がカウンタが
   シーケンスされたメモリを含む、請求項９に記載の装置
   。 （３０）前記第１および第２の復調手段がアナログのス
   イッチングの復調電子工学装置を含む、請求項９に記載
   の装置。 （３１）前記第１および第２の復調手段がデジタル復調
   電子工学装置を含む、請求項９に記載の装置。 （３２）前記バイアス変調手段および帰還変調手段がチ
   ョッパベースの回路を含む、請求項９に記載の装置。 （３３）前記バイアス変調手段が多重状態の信号遷移を
   提供するチョッパベースの回路のアナログの等価物を含
   む、請求項９に記載の装置。 （３４）前記帰還変調手段が振幅変調された１／４波出
   力を提供するチョッパベースの回路のアナログの等価物
   を含む、請求項９に記載の装置。 （３５）前記バイアス変調手段および前記帰還変調手段
   がデジタル回路を含む、請求項９に記載の装置。 （３６）回転検知干渉計を制御する方法であって、前記
   干渉計が閉じられた光路のまわりを逆伝搬する第１およ
   び第２の光波の間の強度干渉を表わす強度干渉電気信号
   を作出すための手段を含み、かつ前記閉じられた光路の
   一方の端部付近に前記光波の位相を変調するための可逆
   位相変調手段をさらに含み、 少なくとも２つの信号レベルの間でのステップ信号遷移
   の周期的シーケンスを含むバイアス変調信号を作出すス
   テップを含み、前記バイアス変調信号が周波数（２τ＿
   ｏ）＾−＾１の偶数高調波上にないステップ遷移周波数
   を有し、τ＿ｏは前記閉じられた光路のまわりを光が一
   周するために必要な時間であり、 バイアス変調信号ステップ遷移周波数の高調波でスペク
   トル成分を有する周期的振幅変調された１／４波を含む
   帰還変調信号を作出すステップとを含む、方法。 （３７）前記バイアス変調信号と前記帰還変調信号を加
   算して加算された変調信号を作出すステップと、前記加
   算された変調信号を前記位相変調手段へ与えるステップ
   とをさらに含む、請求項３６に記載の方法。 （３８）前記強度干渉信号を復調するためのステップと
   、 サニャック位相推定信号を発生するためのステップと、 前記位相変調手段における利得の変化を訂正するための
   ステップと、 前記サニャック位相推定信号を抽出して前記閉じられた
   光路の慣性の回転の推定値を提供するステップとをさら
   に含む、請求項３８に記載の方法。 （３９）前記バイアス変調信号がｆ＿ｏ＝（ｔ＿ｏ）＾
   −＾１のステップ遷移周波数を有する信号を作出すステ
   ップを含み、ｔ＿ｏが前記周期的シーケンスにおける前
   記信号レベル各々で費やされる持続時間である、請求項
   ３６に記載の方法。 （４０）前記バイアス変調信号を作出すステップが、ス
   テップ信号遷移の前記周期的シーケンスにおけるいかな
   る２つの隣接するレベルの間の差でもπ／２ラジアンの
   位相差に対応する信号を作出すステップを含み、かつ１
   つの前記レベルからもう１つのレベルへの遷移が−３π
   ／２、−π／２、＋π／２、または＋３π／２ラジアン
   の第１および第２の逆伝搬光波の間の瞬時的非可逆の移
   相をもたらす、請求項３６に記載の方法。 （４１）前記バイアス変調信号を作出すステップが第１
   の信号レベルと第２の信号レベルとの間のステップ信号
   遷移の周期的シーケンスからなるバイアス変調信号の波
   形を作出すステップを含む、請求項３６に記載の方法。 （４２）前記バイアス変調信号を作出すステップが、第
   １、第２、および第３の信号レベルの間のステップ信号
   遷移の周期的シーケンスからなる波形を有する信号を作
   出すステップを含む、請求項３６に記載の方法。 （４３）前記バイアス変調信号を作出すステップが、第
   １、第２、第３および第４の信号レベルの間でのステッ
   プ信号遷移の周期的シーケンスからなる波形を作出すス
   テップをさらに含む、請求項３６に記載の方法。 （４４）移相変調、強度復調、および回転検知干渉計の
   制御のための方法であって、前記干渉計が閉じられた光
   路のまわりを逆伝搬する第１および第２の光波の間の強
   度干渉を表わす強度干渉信号を作出すための手段を含み
   、かつ前記閉じられた光路の一方の端部付近に前記光波
   の位相を変調するための可逆の位相変調手段をさらに含
   み、前記強度干渉信号に動作して修正された強度干渉信
   号を作出すステップと、 バイアス変調手段を有するバイアス変調信号を作出すス
   テップと、 第１の復調手段を有し前記修正された強度干渉電気信号
   から位相サーボ誤差信号を復調するステップと、 第２の復調手段を有し前記修正された強度干渉信号から
   バイアス変調利得サーボ誤差信号を復調するステップと
   、 位相サーボ制御装置を有し前記位相サーボ誤差信号に動
   作して位相サーボ制御信号を発生するステップと、 利得基準信号を作出すステップと、 バイアス変調利得サーボ制御装置を有し前記バイアス変
   調利得サーボ誤差信号に動作してバイアス変調利得サー
   ボ制御信号を作出すステップと、前記バイアス変調利得
   サーボ制御信号と前記利得基準信号を加算して加算され
   たバイアス変調利得サーボ制御信号を作出すステップと
   、 第１および第２の変調基準信号ならびに第１および第２
   の復調基準信号を発生するステップと、前記加算された
   バイアス変調利得サーボ制御信号の第１の部分を前記バ
   イアス変調手段の第１の入力に与えかつ前記第１の変調
   基準信号を前記バイアス変調手段の第２の入力に与える
   ことにより前記バイアス変調手段を制御するステップと
   、前記位相サーボ制御信号の第１の部分を前記帰還変調
   手段の第１の入力に与えかつ前記第２の変調基準を前記
   帰還変調手段の第２の入力に与えることにより前記帰還
   変調手段を制御するステップと、前記加算されたバイア
   ス変調利得サーボ制御信号の第２の部分に動作して修正
   された加算されたバイアス変調利得サーボ制御信号を作
   出すステップと、 前記位相サーボ制御信号の第２の部分に動作して修正さ
   れた位相サーボ制御信号を作出すステップと、 前記バイアス変調利得サーボ制御信号を反転して推定さ
   れる位相変調器利得信号を作出すステップと、 前記位相変調器利得信号と前記修正された位相サーボ制
   御信号とを乗算して回転速度推定信号を作出すステップ
   と、 前記バイアス変調信号と前記帰還変調信号とを加算して
   加算された変調信号を作出すステップと、前記加算され
   た変調信号に動作して修正された、加算された変調信号
   を作出すためのステップと、前記修正された加算された
   変調信号を前記位相変調手段に与えるステップとを含む
   、方法。 （４５）前記バイアス変調信号を作出すステップが少な
   くとも２つの信号レベルの間のステップ信号遷移の周期
   的シーケンスからなる信号を作出すステップを含む、請
   求項４４に記載の方法。 （４６）前記帰還変調信号を作出すステップが、周期的
   振幅変調された１／４波からなる信号を作出すステップ
   を含む、請求項４４に記載の方法。 （４７）前記バイアス変調信号を作出すステップがｆ＿
   ｏ＝（ｔ＿ｏ）＾−＾１のステップ遷移周波数を有する
   信号を作出すステップを含み、ｔ＿ｏが、前記周期的シ
   ーケンスにおける各前記信号レベルで費やされる持続時
   間である、請求項４４に記載の方法。 （４８）前記帰還変調信号を作出すステップが前記バイ
   アス変調信号の前記ステップ遷移周波数の高調波でのス
   ペクトル成分を有する信号を作出すステップを含み、か
   つ前記帰還変調信号における出力が１／２τ＿ｏに等し
   い周波数の偶数高調波以外の周波数にわたって分布し、
   τ＿ｏが、光が前記閉じられた光路のまわりを移動する
   のに必要な時間である、請求項４４に記載の方法。 （４９）前記バイアス変調信号を作出すステップがステ
   ップ信号遷移の前記周期的シーケンスにおけるいかなる
   ２つの隣接するレベルも前記閉じられた光路における前
   記第１および第２の光波の間のπ／２ラジアンの位相差
   に対応する信号を作出すステップを含み、かつ１つの前
   記レベルからもう１つのレベルへの遷移が−３π／２、
   −π／２、＋π／２、または＋３π／２ラジアンの前記
   第１および第２の逆伝搬する光波の間の瞬時的非可逆の
   移相をもたらす、請求項４４に記載の方法。 （５０）前記バイアス変調信号を作出すための前記手段
   が第１の信号レベルと第２の信号レベルとの間のステッ
   プ信号遷移の周期的シーケンスからなるバイアス変調信
   号の波形を作出すための手続を含む、請求項４４に記載
   の方法。 （５１）前記バイアス変調信号を作出すための前記手段
   が、第１、第２、および第３の信号レベルの間のステッ
   プ信号遷移の周期的シーケンスからなる波形を有する信
   号を作出すための手段を含む、請求項４４に記載の方法
   。 （５２）前記バイアス変調信号を作出すための前記手段
   が、第１、第２、第３、および第４の信号レベルの間の
   ステップ信号遷移の周期的シーケンスからなる波形を有
   する信号を作出すための手段を含む、請求項４４に記載
   の方法。 （５３）前記強度干渉信号および前記加算された変調信
   号に動作する前記ステップが各前記信号をバッファする
   ステップを含む、請求項４４に記載の方法。 （５４）前記強度干渉信号に動作する前記ステップが前
   記信号をアナログからデジタル形式に変換するステップ
   をさらに含む、請求項４４に記載の方法。 （５５）前記加算されたバイアス変調利得サーボ制御信
   号の前記第２の部分に動作する前記手段が前記信号をフ
   ィルタ処理するステップを含む、請求項４４に記載の方
   法。 （５６）前記位相サーボ制御信号の前記第２の部分に動
   作する前記ステップが前記信号をフィルタ処理するステ
   ップを含む、請求項４４に記載の方法。 （５７）前記加算された変調信号に動作する前記ステッ
   プが前記信号をデジタルからアナログ形式へ変換するス
   テップを含む、請求項４４に記載の方法。 （５８）前記制御ステップがアナログの電子工学装置で
   制御するステップを含む、請求項４４に記載の方法。 （５９）前記加算ステップがアナログの加算ステップを
   含む、請求項４４に記載の方法。（６０）前記デジタル
   基準信号を発生するステップがメモリをシーケンス決め
   するステップを含む、請求項４４に記載の方法。 （６１）前記復調ステップがアナログ電子工学スイッチ
   ングを含む、請求項４４に記載の方法。 （６２）前記復調ステップがデジタル電子工学復調ステ
   ップを含む、請求項４４に記載の方法。 （６３）前記バイアス変調信号および前記帰還変調信号
   を作出すステップがチョッパベースの回路で前記信号を
   作出すステップを含む、請求項４４に記載の方法。 （６４）前記バイアス変調信号を作出す前記ステップが
   多重状態の信号遷移を提供するチョッパベースの回路の
   アナログの等価物で前記信号を作るステップを含む、請
   求項４４に記載の方法。 （６５）前記帰還変調信号を作出すステップが、振幅変
   調された１／４波出力を提供するチョッパベースの回路
   のアナログの等価物で前記信号を作出すステップを含む
   、請求項４４に記載の方法。 （６６）前記バイアス変調信号および帰還変調信号を作
   出すステップがデジタル回路の前記信号を作出すステッ
   プを含む、請求項４４に記載の方法。 （６７）前記帰還変調信号からサニャク位相推定信号を
   抽出し前記閉じられた光路の慣性回転の推定値を提供す
   るステップをさらに含む、請求項３６に記載の方法。 （６８）高速スイッチング回路から前記バイアスへ信号
   を作出すステップをさらに含む、請求項３６または請求
   項６７に記載の方法。 （６９）チョッパベースのスイッチング回路を使用して
   前記帰還変調信号を作出すステップを含む、請求項３６
   または請求項６７に記載の方法。