JPH03186019A - 通信システムにおける信号分散特性を決定するための技術 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は信号分散の特性を決定するための技術、特に信
号分散の特性が正確に定−１される時間間隔を生成する
ために訓練シーケンスが反復的に伝達されるようにする
技術に関する。

（従来の技術） 訓練シーケンスは（＋１”Ｊ送ｆ３機から信号受信機へ
の前設定時間で伝達される一連の既知シンボルである。

このようなシーケンスはイコライザー（等化器）、反背
γ１１夫’Ａ　Ｉ７（等なと、受信機におけるイ、１号
分散？ｌＩＩ慣装置Ｉｊの動作を調整するために長く使
用されてきている。

（発明が解決しようとする課題） エコーあるいは”ゴースト”などのＬｉ号分散は通信シ
ステムに固イｉの問題であり、問題のきびしさはシステ
ム適用で変化する。例えば、通常のテレビで受１３され
る信号の視聴者にとって＋１１に難点となるレベルにお
ける信号ゴーストあるいはエコーは高精細度テレビ（ｏ
０′ｒＶ）を難解なものにする。故に、イ、￥号分散に
対する補償はここにおいて、そして他の通信システムに
おいても必要とされる。さらに、イコライザーや反響消
去装置などのイΔ号分散補償装置は良好な補償を提供し
、しかも信号分散特性、即ち、振幅、遅延及び（ｉγ相
などの知識はシステム起動や動作時においてこのような
装置ｔ？を調整するのに有用である。

信号分散の特性を決定することが出来る先行技術は（ｉ
’？ｆＬ、、、そのような技術は通常、受（＋ｉ機で検
知され、分析される方形波あるいは訓練シーケンスなど
の特定信号なイム達する。これらの技術は分散の振幅１
が大きく、そして周期が短い用途におけるイ１（号分散
特性の良好な評価を提供する。しかしながら、先行技術
はイ１１号分散の振幅が小さい８５、特にチャネルノイ
ズ、ジッタノイズ、あるいは同様σ）損傷がある時には
不１［確な結果が生じ、そして信号分散の周期が長い時
にはあいまいな結果が牛じる。この欠点は上り正確な信
号分散補償と信号分散特性のより正確な決定を要求する
通信システｔ＼の展開を妨げている。故に、小振幅及び
長周！ｔｌｌ（２号分散の非常に正確な決定を提供する
技術が熱望される。

（発明のＷ要） 本発明に従い、振幅、遅延、そして位相などの信号分散
の特性は通信システムの送信機から受信機に訓練シーケ
ンスを送ることにより決定される。各訓練シーケンスは
複数の前設定シンボルを包含し、三Ｉｉ１以上伝達され
る。受信機内での各訓練シーケンスの検知は相関器によ
り提供される。

この検出は相関器の出力において各訓練シーケンスのピ
ークを生成するので、少なくとも二つ以上のこのような
ピークが各訓練シーケンスの反復的伝達により形成され
る。このようなピークは信号分散の特性がその中で決定
される間に”静寂ゾーン”を生成する。それぞれが異な
るシンボル数を何する二つ以トの異なる訓練シーケンス
は光なる回期を有する静寂ゾーンを生成するために使用
される。異なる訓練シーケンスを使用すると、信号分散
特性の決定時に／Ｉ−じるかも知れないあいまい性を実
質的に診査する。

本発明の特徴は種りの異なる通信システムに適ｆｆｌ　
＋１１能であり、そして特に訓練シーケンスが乗置帰線
消去期間中に優先的に伝達されるテレビ信号伝達に特に
適応可能であることである。本発明の他の特徴はこのよ
うな分散が長周期のものであり、そして小振幅を４１す
る時、あるいはチャネルノイズ、ジッタノイズ、及び同
様の損傷が伴う時に１．（号分散の特性の決定栢度を大
きく向上させることである。

（実施例） 第１図と第２し１は本発明の我々の形態に従い、二つの
異訓練シーケンスフォーマット＋０１と２０１、そして
受信機内の相関フィルターを通過する時のそれらの効果
を示す。これらの訓練シーケンスフォーマットのそれぞ
れは先行した後１次次と他の信号（図示されない）とな
る。説明のため、フォーマット＋０１と２０１は高精細
度テレビ（ＩＩＤＴＶ＞あるいは従来のテレビ伝達シス
テムでの使用に特に最適なものであり、直交振幅変調（
ＱΔＭ）あるいは残留側波帯（ＶＳＢ）が伝達され、そ
して先行する他の信号や追随する各訓練シーケンスフォ
ーマットがビデオ信号やそれらの関連可聴信１３゛とな
る。

この好例な形態において、−４マイクロ秒（μＳ）から
＋２３マイクロ秒　（μＳ）まで延長するゴースト遅延
特性があると仮定する。−４マイクロ秒　（μＳ）とＯ
マイクロ秒　（μＳ）の間隔で起こるゴーストは萌カー
ソルゴーストとして知られる。

即ち、それらは関連伝達仁；号に先＼′１．って受イ、
１されるゴーストである。−・方、０マイクロ秒　（μ
Ｓ）と＋２３マイクロ秒　（μＳ）の間隔で起こるゴー
ストは後カーソルゴーストとして知られる。即ち、それ
らは関辿伝達信号の受信後に受イ３される。

訓練シーケンスフォーマット１０１と２０１のそれぞれ
は３５７シンボル期間延長し、そしてｌｉｊ秒５．５２
ｘｌＯ’シンボルの速度でイ云送される。故に、これら
のフォーマットの一つあるいは両方の何れかがビデオフ
レームの重哨帰線消失期間中に伝送される。フォーマッ
ト１０１と２０１の最初の８シンボル期間（図示されな
い）は本発明の動作に心安なもの以外の機能のため保留
されて、ここでは議論されない。

フォーマット＋０１に示されるように、第一訓練シーケ
ンスは地続ｕ、ｉ間間隔＋０２と１０３のそれぞれで伝
送される。各第一訓練シーケンスは＋２７のシンボルを
イｆし、そして２３マイクロ秒（μＳ）開延長する疑似
乱数列シーケンスであっても良い。時間間隔＋０２に先
立つ時間間隔１０４においては、訓練シーケンスの伝送
が存在しない、即ち、ゼロＩＩ°〔流信号レベルが存７
１：、するか、又は時間間隔！０２における２３μｓ訓
練シーケンスの最後の１３μｓが伝送されるかの何れか
である。同様に、時間間隔１０５においては、ゼロ直流
（＋’？”ｊレベルがイｊ　ＩＥするか、時間間隔＋０
２における訓練シーケンスの最初の４μｓが伝送される
。］１，９間間隔＋０４において伝送された信＞３″の
選択は時間間隔＋０５のために選択されたものと無関係
である。時間間隔１０４と１０５の機能は時間間隔Ｉ１
１でゴーストを１［成する信号を制限することである。

説明を面単にするために、ゼロ直流レベルが８．’ｊ間
間隔＋０４と１０５で保持されることが次に続く説明で
仮定されている。

波形＋０６は受イ３はの相関器フィルターを通過するフ
ォーマットｌｏｔの効果をｔｆ＜　シている。既知の方
法で、そのようなフィルターが各１２７シンボル疑似乱
数列シーケンスの検出において大きな振幅の出力パルス
を提供するように設計されている。他の時は、相関器の
出力はあいまいで、■１つ相関蒸出りの振幅が訓練シー
ケンスが検出される時よりも実質的に低くても良い。時
間間隔＋０２で伝送される疑似乱数列シーケンスの検出
は出力パルス１０７を生成し、しかも１１．’ｊ間間隔
１０３で伝送される疑似乱数列シーケンスの検出は出力
パルス１０８を生成する。時間間隔Ｉ１１はパルス＋０
７と１０８との間の２３μｓの期間である。もしゴース
トが現われなかったならば、これらのビーク間の時間間
、隔は静となる、即ち。

それらは一定の、低直流値をイＴしているだろう。

しかしながら、２３μｓまでの遅延を有することが出来
るゴーストが存在すると仮定すると、ピーク１０７にＩ
−Ｉ！ｊちに続く最初の１ｏＬＬｓまでは時間間隔＋０
４に先存って直ちに伝送されるビデオ及び／又は音声イ
言号のゴーストにより損なわれるかも知れない。この！
０ＬＬｓ０ＬＬｓは参照番号＋１２により小されている
。

時間間隔１１３として示され、そして”静寂ゾーン”と
して参照される時間間隔Ｉ１１の平衡は時間間隔＋０２
あるいは＋０３で伝送される訓練シーケンスのもの以外
はゴーストがない。この静寂ゾーン内に現われる時間間
隔１０２の訓練シーケンスのゴーストはｌＯμＳと２３
μｓ間に遅延を有する後カーソルゴーストであり、そし
てピーク＋０７の後ｌＯμＳから２３μｓに位置決めさ
れるだろう。同様に、この静寂ゾーン内に現われる時間
間隔＋０３の訓練シーケンスのゴーストは０μＳと一４
ＪＡＳ問に遅延なイ１する１１１１カーソルゴーストで
あり、そしてピーク＋０８の前０ＬＬｓから４ＬＬｓに
位置決めされるだろう。典型的訓練シーケンスゴースト
の一つがピーク１０８に先立つ３μｓに配置されるピー
ク＋１４により表されている。

振幅やビーク＋１４のイー″装置はゴースト振幅、遅延
、そしてイーシ相特ｔ＋と共に変動可能であることがこ
の場において認識されるべきである。とりわけ、ビーク
＋１４の（Ｏ置はその関連相関器出力パルスの＋ｉｉｉ
　４μｓまで、あるいは後２３μｓまで現われる。以ド
で１請されるように、この小さいビークは、本発明に従
−）でゴースト振部、遅延、及び拉相特件を決定するた
めに調へられる。

第１図で侍ｉｖｊ決めされているようにビーク１１４は
、２０μｓの遅延を４１する時間間隔１０２で伝送され
た訓練シーケンスの後カーソルゴーストを表すか、ある
いは、３μｓの遅延、即ち３μｓだけ関辿相閏器出力パ
ルスに先行する、を（＋−４る１１，１間間隔１０３で
イム送された訓練シーケンスの＋ｉｉｉカーソルゴース
トを表すことが出来るあいまいヤｒを提出することがま
た理解され上う。それゆえに、ビーク１（）７と１０８
間に０５間間隔１１を牛成すると、ゴースト特性が決定
される期間１１３が提供され、説明的形態におけるあい
まいヤ１が、１９μｓと２３μｓ間にある後カーソルゴ
ーストの遅延と、０ＡＬｓと一４μｓ間にある前カーソ
ルゴーストの遅延を決定する時に在在する１、さらに、
時間間隔１１２に現われるあいまいヤｌは０μＳと１０
μｓ間の遅延に対する正確なコースト↑、？ヤ１゛決定
を１／「さない。

ゴースト特性を決定する時のこのようなあいまい付を実
質的にｔ１１去するために、第　訓練シーケンスとは５
“・こなる第二訓練シーケンスはまた第一訓練シーケン
スと同じシンボル速現で伝送される。

このフォーマットは第２図の２０１として示されている
。１１．’ｊ間間陥２０２の３６　ＩＪ、　ｓにおいて
、ゼロｌ’ｌγＩＩＬレベルが維持される。時間間隔２
０２に続いて、１＋ｌｉちに６３シンボルを包含し、そ
して１２μＳ延長してなる第二訓練シーケンスは地続す
る時間間隔２０３と２０４で一１同伝送される。

■冒１１１間隔２０５として石される残留４μｓにおい
て、ゼロ直流レベルが維持される。第一訓練シケンスの
ように第二訓練シーケンスは疑似乱数列シーケンスであ
っても良い。さらに、第一訓練シーケンスに対する場合
のように、時間間隔２０２と２０５に維持されているゼ
ロ直流レベルの代わりに、第一″訓練シーケンスが時間
間隔２０２で反復的に一同伝送され、そして／叉は時間
間隔２０３叉は２０４での第二二訓練シーケンスの鮫初
の４μｓが■、ｒ間間陥２０５に伝送されても良い。

丙び、第　訓練シーケンスフォーマットに対する場合の
ように、時間間隔２０２と２０５で伝送された（１ｇ号
の選択は相７ｊに熊関係である。説明のために、受信機
内の相関器フィルターの出力を示す波形２０６は時間間
隔２０２と２０５におけるゼロ直流イｉ弓の場合を示し
ている。

時間間隔２０７と２０８において、訓練シーケンスに先
行、そして後続する他の（ｌｉ号のゴーストが現われる
かも知れない。ビーク２０９と２１０は相関器フィルタ
ーにより牛成され、そしてそれぞれ時間間隔２０３と２
０４で伝送される第二訓練シーケンスの検出に応答する
。これらのビーク間に、１２μｓ延長する第二静寂ゾー
ン２＋１が牛Ｊ戊される。

後カーソルゴースト−と＋ｉｉ＋カーソルゴースト間の
１記あいまい外を解？ｉ’ｉする方法は第一静寂ゾーン
と第一ユ静寂シーうにおけるゴースト位置の比較による
。これらの静寂ゾーンにおける同相射的イ☆置、即ち、
ビーク＋０８や２１０など各静寂ゾーンの端に関するゴ
ースト位置 れたゴーストは前カーソルゴース１−であると４われ、
しかも静寂ゾーン１１３のある位置に現われたり、現わ
れなかったり、あるいは静寂ゾーン２＋１の端に関する
同（＼）置を維持しないようなゴーストは後カーソルゴ
ーストであると言われる。第１図と第２図において、ビ
ーク１１４はビーク１０７の後２０μＳの静寂ゾーン１
１３に現われ、そして静寂ゾーン２１１には現われない
。故に、ビーク１１４は時間開２＋０２で（２送される
訓練シーケンスの後カーソルゴーストを表し、そして２
０μｓの遅延を４１する。ビーク＋１４の振幅をニーつ
以りのは子化レベルに対して比較するなどの既知技術を
利用して、ゴーストの振幅を決定することが出来る。さ
らに、後述されるように、１〕動ゲインコントロ一ル回
路調整で受信機の補正搬送波位相の推定を受信機内の相
関器フィルターを利用して提供することが出来る。

本発明を具体化する３１５機３００を示す第３図におい
て、好適形態においては高精細准テレビ（ＨＤＴＶ）（
Ｎ号である伝送情報４Ａ号は情報ソース３０１により発
生され、そして情報イ、１号バッファ３０２に結合され
る。第一・訓練シーケンスフォーマットジェネレータ３
０３と第二訓練シーケンスフォーマットジェネレータ３
０４はそれぞれフォーマット１０１と２０１を発生する
。中棒マルチロースイッチで説明的に示されている４、
１号ゲートウェイはバッファ３０２あるいはジェネレー
タ３０３あるいは３０４内の信号を説明的ＱＡＭ変調を
提供する変調器３０６に選択的に結合する。好適形態に
おいて、ジェネレータ３０３あるいは３０４からのタイ
ミングシーケンスはＱＡＭ変調の同相（１）成分のみを
食調する。タイミングジェネレータ３０７は送信機３０
０に必要なりロック信号を提供する。さらに、ジェネレ
ータ３０７はまた信号ゲートウェイ３０５を介して結合
される信号を制御する。それゆえに、ある説明的形態に
おいて、ジェネレータ３０７は垂直帰線消去期間中以外
のゲートウェイ３０５にバッファ３０２内の情報信号を
変調器３０６に結合させる。この期間中、ジェネレータ
３０７はゲートウェイ３０５に重１〜帰線消去期間のあ
るフィールドにおけるジェネレータ３０３により提供さ
れる信号を結合させ、そして垂直帰線消去期間における
次のフィールド内のジェネレータ３０４などにより提供
される信号を結合させる。

その結果、波形＋０１と２０１は垂直帰線消去期間に交
！Ｌに現われる。

イム送に先Ｃχち訓練シーケンスのそれぞれをスペクト
ル的に整形することは有用である。この整形を連成する
ためには、二乗余弦伝送フィルター３１１がジェネレー
タ３０３と３０４と信号ゲートウェイ３０５との間に配
備されている。二乗余Ｍ（２送フィルター３１１は直列
に接続されたタップ遅延ライン３０８、サンプル保持回
路付きデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ３０９
、そしてアナログ低域通過フィルター（ＬＰＦ）３１０
を含む。タップ遅延ライン３０８とＤ／Ａコンバータ３
０９は訓練シーケンスシンボル速度の四倍、４Ｆｃでク
ロックされる。アナログ低域通過フィルター（Ｌ、ＰＦ
）３１０は帯域外信号エネルギーを消去する。

第４図は本発明を具体化するベースバンド受信機を示す
。示されるように、第１図と第２図の訓練シーケンスフ
ォーマットを具体化する受信されたＱＡＭ信号はリード
線４０１を通じて自動ゲインコントロール（ＡＧＣ）回
路４０２を介して復調器４０３と４０４に結合される。

各復調器は受信Ｑ　Ａ　Ｍ信号に搬送波ソース４０５に
より発生された搬送波信号を掛ける。これらの搬送波信
号の一つはＣＯＳ　（ω。１＋０．）で表され、他はｓ
ｉｎ　（ωｅ１＋０゜）により表され、ここでω。は第
３図の送信複調器３０６で使用された搬送周波数であり
、Ｏｃは搬送波ソース４０５により供給される搬送波信
号と変調器３０６により利用されるこれらとの間の位相
角である。

それぞれｌとＱとして示される復調器４０３と４０４の
デジタル出力は低域通過フィルター（ＬＰＦ）４０６と
４０７を介してアナログ−デジタル（Ａ　／　Ｉ）　）
コンバータ４０８と４０９に結合される。これらのコン
バータのデジタル出力は受信４Ａ号内の歪みを除去し、
そして出力リード線４１７上に伝送情報４Ａを正確に復
帰させる複素イコライザー４１０に供給される。イコラ
イザー４１０に関連した言葉”複素”は、このイコライ
ザーが、実と虚の成分を有する複素数である係数を利用
するという事実を示す。コンバータ４０８と４０９のデ
ジタル出力はまた相関器４１１と４１２に結合される。

これらの相関器のそれぞれは第１図の時間間隔＋０２と
１０３において第一訓練シーケンスを検出する時それぞ
れパルス１０７と１０８を発生することにより、そして
第２図の時間間隔２０３と２０４において第二訓練シー
ケンスを検出する時それぞれパルス２０９と２１０を発
生することにより第１図と第２図の静叔ゾーンを牛Ｉ戊
する。コンバイナ４１４はそれぞれＰ　＋とＩ）。とじ
て示される相関器４１１と４１２の出力を受（ｉ？し、
そしてこれらの相関器出力のミニ乗の合計を中成する。

この合計はＦ）として示される。

相関器４１１と４１２のそれぞれは９Ｉましくは第一及
び第二、訓練シーケンスを検出する能力を心する。この
能力を提供するために、各相関器は各訓練シーケンスに
対して適切なセットの相関器フィルター係数でｆ共給さ
れなければｔＪらない。そのような係数セットは関連訓
練シーケンスの受イ１１に先−７って、相関器係数雫己
憶袈：ＩＮ　４　Ｉ　３から相関器にダウンロードされ
る。

相関器フィルター係数は関連訓練シーケンスに対応する
バイナリ−数であることが９！ましい、なぜならばその
ようなイ系数は＋１や−ｌなと′の二″（ＩＩ′ｉの内
−・つだけイ１することが出来、そしてそれにより実施
が中経化されるからである。しかしながら、バイナリ−
係数を使用すると、静寂ゾーン内の直流バイアスが１１
°１人される心安が生じる。疑似乱数列シーケンスの白
己相関の性質のため固イｆであるこのようなｌｒｊ流バ
イアスは既知技術により消失−づることか出来る。例え
ば、このような技術の・つにおいては、１白流バイアス
は測定され、それからＰｌとｌ）。から、又は信１３コ
ンバイナ出力信号１）から減算される。他の技術におい
ては、直流バイアスはＣ１号の遅延分を信号それし１体
から減じるものなどＩＦシ＜選択された１１４流ド［ｌ
止フィルター（図４−ｓされない）を介してＰ＋とＩ）
。又は［）を通過させることにまり泪ｊ〈可能である。

安心疑似乱数列シーケンスは疑似乱数列シーケンスの代
わりにｆ２送可能である。変形疑似シーケンスにおいて
、直流定数は疑似乱数列シーケンスの谷シンボルに加え
られるので、伝送シンボルはオリジナルの疑似乱数列シ
ーケンスのＷしいＷあるいはｆｌの植であるよりはむし
ろセロまたは正のイ１１１の何れかとなる。変形疑似乱
数列シーケンスを他用することの利点は、オリジナル疑
似乱数列シーケンスと５″になり、相関器の出力におい
てどの静寂ゾーンにおいても直流バイアスが存７「シな
いことである。故に１本発明のｔＪｆ適形態においてバ
イナリ−相関器と変形疑似乱数列シーケンスの両方を利
用することが？ましい。他の配置に対して、＋１と−１
のシンボル値をｆ」する疑似乱数列シーケンスは伝送さ
れ、そしてバイナリ−相関器の係数は−１−１と−ｌの
値の代わりに＋１あるいは０の何れかの値を取る。

論理回路構成４１６は仁号Ｐに比・じて振幅及び遅延ゴ
ースト特例を決定し、そして前カーソルと後カーソルゴ
ーストとの間のあいまい性を解消する。これらの決定は
相関器出力Ｐ１に応じて実行されるので、相関Ｊｉ４１
２とコンバイナ４１４を使用する必・変性がυ［除され
、そして望ましくは両相閉器とコンバイナを使用して、
搬送波ソース４０５により／Ｌ成された搬送波位相及び
Ａ　Ｇ　Ｃ回路４０２により提供されたｒ１動ゲインコ
ントロールを調整するための機構を提供する。さらに、
両（３！号１）１　とＩ）。を利用すると、搬送波位相
の調整がまだ実行されている間でもゴースト特ｆＥの評
価が可能となる。

「しい搬送波イ１°ｌ相の推定はｐ　ｏ　／　ｒ）＋の
アークタンジェントに↑＆近する位相推定器４１５内で
既知手段により１）、と１）。を使用して決定可能であ
る。搬送波イ１７相の調整は位相推定器の出力に現われ
る６゛。とじて示された評価搬送波位相を搬送波ソース
４０５に結合することにより容易に提供可能である。同
様に、信号Ｆ）を利用することにより、受信伝号の振幅
が受信機のゲインを補ｌＥするように推定されることが
よく知られている。第４図において、信号Ｐはリード線
４１８を介してＡＧＣ回路４０２に結合され、ゲイン調
整を提供する。

（ｒｊ号Ｐ１とＰｏと共に論理回路構成４１６により提
供される振幅及び遅延特性は複素イコライザー４１０に
結合され、それらはその動作を調整するために使用され
る。特定的に、既知の方法で、振幅及び遅延特性はどの
イコライザー係数が非ゼロであるかを決定するために使
用され、そして３１１号Ｐ、と［）。はこれらの非ゼロ
係数の値を調整するために使用される。

第５図は本発明を具体化するパスバンド受信機５００を
示す。この受信機において、リード線５０シＬ（７）受
信ＱＡＭイ；Ｓ号はＡＧＣ回路構成５０２を介してＡｌ
１）゛コンバータ５０３に結合され、そこからバスバン
ドヒルベルトフィルターのベアー５０４と５０５に結合
されている。バスバンドヒルベルトフィルターのベアー
５０４と５０５は、出力リード線５１８トに伝送↑１１
報信号を順番に／−１＝成するためにローデータ５１７
に接続されている複素イコライザー５１０に結合される
ｍ力を提供する。ヒルベルトフィルターの出力は、相関
器係数記憶装置ｆｉ　５１３により適切な係数が供給さ
れる時には相関器４１１と４１２と同じように機能する
相関器５１１と５１２にもまた接続される。これらの相
関器の１）ｌと１）。出力は第４閃のコンバイナ４１４
と論理回路構成４１６と機能的に同じであるコンバイナ
５１４と論理ｌ１ｊｌ路構成５１６に結合される：さら
に、ベースバンド受信機４００の場合のように、ＡＧＣ
回路はコンバイナ５１４により生成されるイＪ号Ｐを使
用して調整Ｉ＋７能であり、（ｊ″ｆ、相評価器５１５
からの補正位相の評価はローデータ５１７に結合可能で
あり、そして既知の方法で、論理１す］路構成５１６と
信号Ｐ、とＰｏにより提供される振幅及び遅延詩作はイ
コライザー５１０を調整するために使用可能である。

第４図と第５図の論理回路構成４１６と５１６により実
行される論理動作を示す第６図において、ステップ６０
１において、論理回路構成は各第一訓練シーケンスを検
：１１することにより静寂ゾーン１１３を確立する。こ
のような検出はコンバイナ４１４あるいは５１４の出力
振幅を前設定人スレッショルドと比較することにより遠
戚される。この振幅の比較は、これらの相関器が第一訓
練シーケンスの適切な係数でダウンロードされ、モして
１１ｔ１設定大スレツシコルドが他のゴーストピークか
らピーク＋０７及び＋０８を容易に区別する植を右する
時に実行される。−度ピーク＋０７及び１０８が検出さ
れると、それらの間の時間間隔は時間間隔１１１を定義
する。静寂ゾーンｌ　ｌ　３はその時に前設定及び固定
時間間隔１１２を時間間隔１１１から減算することによ
り確立される。

ステップ６０２はコンバイナ４１４あるいは５１４の出
力を、所望の感度を提供するために選択され、そして尚
乱数ノイズからゴーストビークを区別することが出来る
値を有する前設定小スレッショルドと比較することによ
り静寂ゾーン１１３内のゴーストビークの存在を決定す
る。振幅がｉ；Ｊ設定車スレッショルドよりも大きい各
ピークに対する振幅及び時間位置は記憶される。

ステップ６０３及び６０４は、第二訓練シーケンスが受
（１ｉされ、それから適切な係数が相関器内にダウンロ
ードされる時、ステップ６０１及び６０２とそれぞれ１
ｊ４じ機能を提供する。ステップ６０３において、静寂
ゾーン２＋１がコンバイナ４１４あるいは５１４の出力
を１）；ｊ設定大スレッショルドと比較することにより
確立されて、ピーク２０９と２１０を決定する。その間
の時間間隔静寂ゾーン２＋１を決定する。ステップ６０
４において、前設定小スレッショルドよりも大きい振幅
なイｆする第二二静寂ゾーン内のピークの振幅及び時間
位置が記憶される。

ステップ６０５において、静寂シアン１１３の端に関す
る静寂ゾーン１１３内の検出ピークの時間位１？７は静
寂ゾーン２１＋の端に関する静寂ゾーン２１１内の検出
ピークの時間位置と比較される。もしステップ６０６に
おいて一致があれば、−・致ピークが動作６０７におけ
る前カーソルゴーストであることが宣言され、そして一
致ピークの振幅が平均化され、そして静寂ゾーン内のそ
れらの時間位置と共に出力される。これらのゴーストは
ステップ６０２と６０４で記憶された情報から削除され
、そしてシーケンスはステップ６０８に進む。もしステ
ップ６０６において一致が無ければ、シーケンスはステ
ップ６０７をバイパスして、ステップ６０６からステッ
プ６０８に直接的に進む。

ステップ６０８及び６１０において、ステップ６０２と
６０４に格納された残留検出ピークの時間位置及び振幅
は出力され、そしてこれらのビーりは後カーソルゴース
トに対応する。

ステップ６０８と６１０の間に発生ずるステップ６０９
は、第１図の訓練シーケンスフォーマット１０１と２０
１が時間間隔１０４．１０５．２０２、そして２０５に
おいてゼｏ　１ｒｉ：　ｉＡレベルを維持しないが、そ
の代わりに、■、ｒ間間隔１０４内に第一訓練シーケン
スの最終１３μｓ、時間間隔１０５内に第一訓練シーケ
ンスの最初の４μｓ、時間間隔１０９内に第一訓練シー
ケンスのニー反復、そして時間間隔２０５内に第一訓練
シーケンスの最終４μｓを包含−４−るｎ、＋ｆに次行
される。この配置において、もしピーク１０７からの６
３シンボル以１゛遅延されるステップ６０８から検出ビ
クがあるならば、ビーク２０９後のこの遅延マイナス６
３シンボルにおいて現われるステップ６０４における検
出ピークはステップ６１０以的に削除される。

第４図と第５間において、シンボル速度の償数、ｒｌで
ある速度で動作さセることはＡｌ１）コンバータ及び相
関器にとって４−Ｔ用であり、ここで４Ａ　”Ｊ’　９
散遅延のに；１分解能を提供するためにｎは整数≧１で
ある。このような配置で、第７図に示されるような相関
器を実施するのが望ましい。第７因に示されるように、
相関器は一’ＩＭｉのシンボル速度２　Ｆ　ｃでクロッ
クされたタップ遅延ライン７０１、乗り器７０２、そし
て加算器７０３を利用することにより実施される。各乗
算器は遅延ライン７０１のタップの一つに５己憶された
シンボル４Ｉ′ｉを東＋３−４−る固定相関器係数を利
用する。加算器７０３により組み会わされた遅延ライン
のタップはシンボル速度だけ間隔が設けられている。中
間タップは乗算器と無関係であるので、加算器７０３に
人力されない。バイナリ−相関器が利用されるところで
は、相関係数は＋１、−１あるいは＋１．０の何れかで
ある。このような係数で、乗算器７０２は＋１倍に対す
る通過成分、−＋　Ｇ’；に対する記す反転成分、モし
て０倍に対する４１ｒ’ｈ　”Ｊｌ（ＩＩ　＋ｌ成分に
より実現＋１Ｊ能となる。

もちろん、本発明は開、ｉ□された形態に関連して説明
されており、数多くの文代的配４７／がＢ１．ｊ業苦に
おいては明白であることはｌ′ＩＰ解されるへきことで
ある。例えば、本発明はＱ　Ａ　Ｍ　（ｉ”＞　’；；
に関連して間車されているが、本発明は変調の右前、あ
るいはそのタイプに関わらずに如何なるアナログあるい
はデジタル通信シスデムにおいても適用可能である。さ
らに、本発明は疑似乱数列あるいは変形疑似乱数列シー
ケンスに制限されること無く、第１図及び第２間の静寂
ゾーンを提供できる、例えば多相シーケンスなど、如何
なるシーケンスも利用できる。さらに、第４図と第５図
に示された複素イコライザーは（☆ｉδ決めｉ’ｉ（能
であるので、その出力はそれぞれの相関人力に結合され
る。この配置において、イコライザーはシステムの初期
化中にユニットインパルスフィルターとして働き、そし
てその後は適応イコライザーとして働く。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図は本発明の原理をＦｐ解するためにイ■
用な幾つかの波形を示す、 第３図は本発明を具体化する送信機の形態を表すブロッ
ク略図、 第４間と第５図のそれぞれは本発明を具体化するヘース
パントとバスパント受（、ｉ機の形態を表すブロック略
図、 第６図は第４図と第５図の論理ト！１路構成により提供
される動作のフローチャート、 第７図は、相関器の一構成例を表わすブロック図である
。 （１：、要部分の符号の説明） １０１．２０１訓練シーケンスフオーマツト。 １０２．１０３連続時間間隔、１０４，１０５．１１１
．１１２．２０２．２０３．２０４．２０５時間時間間
隔１０５内７出力パルス、＋１３、静寂ゾーンの一位置
、＋１４ピ一ク位置、２０６波形、２０９．２１０ピー
ク、２１１第二静寂ゾーン、３００送信機、３０１情報
ソース、３０２バツフア、３０３第一訓練シーケンスフ
オーマツトジエネレータ、３０４第二訓練シーケンスフ
オーマ・ソトジェネレータ、３０５（３号ゲートウェイ
、３０６変調器、３０７タイミングジエネレータ、３０
８タツプ遅延ライン、３０９サンプル保持回路、Ｄ／Ａ
コンバータ、３１Ｏアナログ低域通過フィルター（Ｌｌ
）Ｆ）　、　３１　に乗余弦伝送フィルター、４００ベ
一スバンド受信機、４０２白動ゲインコントロール（Ａ
ＧＣ）回路、４０３．４０４復調器、４０５搬送波ソー
ス、４０６．４０７低域通過フィルター（１，ＰＦ）、
４０８．４０９アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバー
タ、４１０，５１０服素１コライザー　４１１．４１２
相関器、４１３．５１３相関器係数記憶袈置、４１４．
５１４コンバイナ。 ４１６．５］６論狸回路構成、４１７．４ｒ　ｓ　ｔＨ
力リすドｔ６Ａ、５００バスバンド受信機、５０２ＡＧ
Ｃ回路構成、５０３　Ａ：／　Ｄコンバータ、５０４．
５０５バスバンドヒルベルトフイルター　５１１．５１
２相関器、５１５位相推定器、５１７０−データ、。 ＦＩＧ。 ６

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、通信システムで使用するための送信機装置において
   、 第一訓練シーケンスを連続的に少なくとも 二回発生し、そして第二訓練シーケンスを連続的に少な
   くとも二回発生する手段（例え ば、３０３、３０４）であって、前記第一訓練シーケン
   スが前設定シンボルの第一の数を包含し、そして前記第
   二訓練シーケンスが前設定シンボルの第二の数を包含し
   、前記第一と第二の数が異なるような手段、および 関連時間間隔で前記第一及び第二訓練シー ケンスのそれぞれを伝送するための手段（例えば、３０
   ５、３０６）を含むことを特徴とする送信機装置。 ２、請求項１に記載の装置において、前記発生手段によ
   り発生される前記第一及び第二シーケンスは疑似乱数列
   シーケンスであることを特徴とする送信機装置。 ３、請求項２に記載の装置において、前記疑似乱数列シ
   ーケンス内の前記前設定シンボルは等しい正と負の値を
   有することを特徴とする送信機装置。 ４、請求項２に記載の装置において、前記疑似乱数列シ
   ーケンス内の前記前設定シンボルはゼロと非ゼロの値を
   有することを特徴とする送信機装置。 ５、請求項１に記載の装置において、前記発生手段によ
   り発生される前記第一及び第二シーケンスは、一定値が
   少なくとも一つの疑似乱数列シーケンス内の各シンボル
   に加えられる変形疑似乱数列シーケンスであることを特
   徴とする送信機装置。 ６、請求項１に記載の装置において、前記発生手段によ
   り発生される前記第一及び第二シーケンスは多相シーケ
   ンスであることを特徴とする送信機装置。 ７、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は前
   記第一訓練シーケンスを連続的に第一の回数、そして前
   記第二訓練シーケンスを連続的に第二の回数発生し、前
   記第一及び第二の回数は異なることを特徴とする送信機
   装置。 ８、請求項１に記載の装置において、前記送信手段はま
   た前記関連時間間隔を包囲する時間間隔で情報信号を送
   信することを特徴とする送信機装置。 ９、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は前
   記第一訓練シーケンスの連続的発生直前の前設定期間で
   実質的なゼロ直流信号を発生することを特徴とする送信
   機装置。 １０、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は
   前記第一訓練シーケンスの連続的発生直後の前設定期間
   で実質的なゼロ直流信号を発生することを特徴とする送
   信機装置。 １１、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は
   前記第二訓練シーケンスの連続的発生直前の前設定期間
   で実質的なゼロ直流信号を発生することを特徴とする送
   信機装置。 １２、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は
   前記第二訓練シーケンスの連続的発生直後の前設定期間
   で実質的なゼロ直流信号を発生することを特徴とする送
   信機装置。 １３、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は
   前記第一訓練シーケンスの連続的発生直前の第一期間の
   前記第一の数よりも小さい数からなる前記第一訓練シー
   ケンスの前設定部分を発生することを特徴とする送信機
   装 置。 １４、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は
   前記第一訓練シーケンスの連続的発生直後の期間の前記
   第一の数よりも小さい数からなる前記第一訓練シーケン
   スの前設定部分を発生することを特徴とする送信機装置
   。 １５、請求項１に記載の装置において、前記発生手段は
   前記第二訓練シーケンスの連続的発生直後の第一期間の
   前記第二の数よりも小さい数からなる前記第二訓練シー
   ケンスの前設定部分を発生することを特徴とする送信機
   装 置。 １６、信号分散が存在し得る通信媒体を通じて任意の受
   信信号が伝播する通信システムで使用するための受信機
   装置において、 前設定の係数のセットで複数の受信第一訓 練シーケンスのおのおのを相関し、そして別の前設定の
   係数のセットで複数の受信第二 訓練シーケンスのおのおのを相関するため の手段（例えば、４１１、４１２あるいは ５１１、５１２）であって、各受信第一シーケンスが前
   設定シンボルの第一の数を含み、そして各受信第二訓練
   シーケンスが前設定シンボルの第二の数を含み、前記第
   一の数が前記第二の数と異なるような手段、および 前記信号分散の少なくとも一つの特性を決 定するための相関された第一及び第二訓練 シーケンスに応答する手段（例えば、４１５、４１６あ
   るいは５１５、５１６）を含むことを特徴とする受信機
   装置。 １７、請求項１６に記載の装置において、係数の前記前
   設定セットと前記の別の設定セットはバイナリー数であ
   ることを特徴とする受信機装置。 １８、請求項１７に記載の装置において、バイナリー数
   は等しい正と負の値を有することを特徴とする受信機装
   置。 １９、請求項１７に記載の装置において、バイナリー数
   はゼロ及び非ゼロの値を有することを特徴とする受信機
   装置。 ２０、請求項１６に記載の装置において、前記第一及び
   第二訓練シーケンスのおのおのは二回受信され、そして
   前記相関手段は前記第一及び第二訓練シーケンスのおの
   おのを二回相関することを特徴とする受信機装置。 ２１、請求項１６に記載の装置において、前記第一及び
   第二受信訓練シーケンスのおのおのは疑似乱数列シーケ
   ンスであり、そして前記相関手段はこれらの疑似乱数列
   シーケンスを相関することを特徴とする受信機装置。 ２２、請求項１６に記載の装置において、前記決定手段
   は前記信号分散の振幅及び遅延特性を決定することを特
   徴とする受信機装置。 ２３、請求項１６に記載の装置において、少なくとも一
   つの搬送波信号のソース（例えば、 ４０５）をさらに包含し、そして前記決定手段は、前記
   信号分散の位相特性を決定し、そして前記搬送波信号ソ
   ースを制御することを特徴とする受信機装置。 ２４、請求項１６に記載の装置において、イコライザー
   （例えば、４１０、５１０）をさらに包含し、そして前
   記決定手段は前記イコライザーの動作を調整することを
   特徴とする受信機装置。 ２５、請求項１６に記載の装置において、前記複数の受
   信第一及び第二訓練シーケンスのおのおのがそれを通じ
   て結合される自動ゲインコントロール回路（例えば、４
   ０２、５０２）をさらに含み、そして前記決定手段は前
   記自動ゲインコントロール回路のゲインを制御するため
   の手段を含むことを特徴とする受信機装置。 ２６、通信システムにおいて信号分散の少なくとも一つ
   の特性を決定する方法において、該方法が、 連続して少なくとも二回第一訓練シーケン スを発生する段階であって、そして連続して少なくとも
   二回第二訓練シーケンスを発生 し、前記第一訓練シーケンスは前設定シンボルの第一の
   数を包含し、そして前記第二訓練シーケンスは前設定シ
   ンボルの第二の数を包含し、前記第一と第二の数は異な
   るような段階、 関連時間間隔で前記第一と第二訓練シーケ ンスのそれぞれを送信する段階、 係数の前設定セットで各受信第一訓練シー ケンスを相関し、そして係数の前設定セットの別のセッ
   トで各受信第二訓練シーケンスを相関する段階、および 相関第一及び第二訓練シーケンスに応答し て前記信号分散の少なくとも一つの特性を決定する段階
   からなることを特徴とする方法。 ２７、信号分散が存在し得る通信媒体により分割される
   送信機と受信機からなる通信システムにおいて、 前記送信機は、連続して少なくとも二回第 一訓練シーケンスを発生し、そして連続して少なくとも
   二回第二訓練シーケンスを発生するための手段であって
   、前記第一訓練シーケンスは前設定シンボルの第一の数
   を包含し、そして前記第二訓練シーケンスは前設定シン
   ボルの第二の数を包含し、前記第一及び第二の数は異な
   るような手段、および 関連時間間隔で各前記第一及び第二訓練 シーケンスを送信する手段を含み、 前記受信機は、係数の前設定セットで各受 信第一訓練シーケンスを相関し、そして係数の前設定セ
   ットの別のセットで各受信第二訓練シーケンスを相関す
   るための手段、および相関第一及び第二訓練シーケンス
   に応答し て、前記信号分散の少なくとも一つの特性を決定するた
   めの手段を含むことをそれぞれ特徴とする通信システム
   。 ２８、送信テレビ信号がビデオフレーム内に垂直帰線消
   去期間を編入するテレビ信号送信機で使用するための装
   置において、 少なくとも二回連続して第一訓練シーケン スを発生し、そして少なくとも二回連続して第二訓練シ
   ーケンスを発生するための手段であって、前記第一訓練
   シーケンスは前設定シンボルの第一の数を包含し、そし
   て前記第二訓練シーケンスは前設定シンボルの第二の数
   を包含し、前記第一と第二の数は異なるような手段、お
   よび 少なくとも一つの垂直帰線消去期間で前記 の連続して発生される第一及び第二訓練シーケンスを送
   信するための手段を含むことを特徴とする送信機装置。 ２９、請求項２８に記載の装置において、前記送信手段
   はまたビデオ及び可聴信号を送信することを特徴とする
   送信機装置。 ３０、請求項２８に記載の装置において、前記送信手段
   は前記ビデオ及び可聴信号を高精細度テレビ信号フォー
   マットで送信することを特徴とする送信機装置。 ３１、送信テレビ信号がビデオフレーム内に垂直帰線消
   去期間を編入し、そして信号分散が存在し得る通信媒体
   を通じて送信テレビ信号を伝播させるテレビ受信機装置
   で使用するための装置において、前記受信装置が、 前設定の係数のセットで複数の受信第一訓 練シーケンスのおのおのを相関し、そして別の前設定の
   係数のセットで複数の受信第二訓練シーケンスのおのお
   のを相関するための手段であって、各第一訓練シーケン
   スは前設定シンボルの第一の数を含み、そして各第二訓
   練シーケンスは前設定シンボルの第二の数を含み、前記
   第一の数は前記第二の数と異な り、そして前記第一及び第二訓練シーケンスは少なくと
   も一つの前記垂直帰線消去期間中に受信されるような手
   段および、 前記信号分散の少なくとも一つの特性を決 定するための相関第一及び第二訓練シーケンスに応答す
   る手段を含むことを特徴とする装置。 ３２、請求項３１に記載の装置において、前記決定手段
   は前記信号分散の振幅、遅延、そして位相を決定するこ
   とを特徴とする受信機装 置。 ３３、請求項１に記載の装置において、前記送信手段は
   送信に先立って前記第一及び第二訓練シーケンスをスペ
   クトル的に整形するための手段をさらに包含することを
   特徴とする送信機装置。 ３４、請求項３３に記載の装置において、前記第一及び
   第二訓練シーケンス内の前設定シンボルは前設定シンボ
   ル速度で生じ、そして前記スペクトル整形手段は前記前
   設定シンボル速度の倍速でクロックされるタップ遅延ラ
   イン（例えば、３０８）を包含することを特徴とする送
   信機装置。 ３５、前記スペクトル整形手段は二乗余弦スペクトル整
   形を提供することを特徴とする送信機装置。 ３６、請求項２８に記載の装置において、前記送信手段
   は送信に先立って前記第一及び第二訓練シーケンスをス
   ペクトル的に整形するための手段（例えば、３１１）を
   さらに包含することを特徴とする送信機装置。 ３７、請求項３６に記載の装置において、前記第一及び
   前記第二訓練シーケンス内の前設定シンボルは前設定シ
   ンボル速度で生じ、そして前記スペクトル整形手段は前
   記前設定シンボル速度の倍速でクロックされるタップ遅
   延ライン（例えば、３０８）を包含することを特徴とす
   る送信機装置。 ３８、請求項３６に記載の装置において、前記スペクト
   ル整形手段は二乗余弦スペクトル整形を提供することを
   特徴とする送信機装置。 ３９、請求項１６に記載の装置において、前記第一及び
   前記第二訓練シーケンス内の前設定シンボルは前設定シ
   ンボル速度で生じ、そして前記相関手段は前記前設定シ
   ンボル速度のｎ倍であるクロック信号を利用して相関を
   提供し、ここでｎは整数≧１であることを特徴とする受
   信機装置。 ４０、請求項３１に記載の装置において、前記第一及び
   前記第二訓練シーケンス内の前設定シンボルは前設定シ
   ンボル速度で生じ、そして前記相関手段は前記前設定シ
   ンボル速度のｎ倍であるクロック信号を利用して相関を
   提供し、ここでｎは整数≧１であることを特徴とする装
   置。