JPH0317424B2

JPH0317424B2 -

Info

Publication number: JPH0317424B2
Application number: JP59192739A
Authority: JP
Inventors: Suzecheni Karuman
Original assignee: Alcatel NV
Current assignee: Alcatel Lucent NV
Priority date: 1983-09-17
Filing date: 1984-09-17
Publication date: 1991-03-08
Also published as: EP0141194B1; EP0141194A2; CH665925A5; ES535993A0; EP0141194A3; US4598413A; JPS6094552A; ATE54785T1; DE3333714A1; ES8606757A1; DE3482742D1; CA1226636A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、デジタル相関器がサンプリングク
ロツク速度でサンプリングされた受信文字流およ
び受信端に蓄積されたユコークなワードから相関
関数を発生し、フレーム検出回路が１フレーム周
期の期間で繰返される相関関数の最大値から第１
のフレームクロツクを導出する、一定時間間隔で
ユニークなワードを含む受信された文字流の文字
の位相およびフレーム位置にローカルサンプリン
グクロツクを同期させるための回路装置に関す
る。

〔発明の技術的背景〕

そのような回路装置は例えばIEEE Trans
actions on Communication Technology，Vol.
COM−16、No.４、1968年８月、597〜605頁に記
載されている。それにおいてはフレームクロツク
はデジタル相関技術を使用することによつてユニ
ークなワードから再生され、一方ビツトクロツク
は特に記載はないが、ユニークなワードに先行す
る追加のビツトパターンから再生される。この回
路装置は時分割多重アクセスサテライト通信シス
テムのためのものであるが、フレームクロツクお
よびサンプリングクロツクの位相が受信されたデ
ジタル文字に同期されなければならないという問
題はまたTDM有線通信システム、例えば電話加
入者ラインによる２線式フルデユプレツクス伝送
についても生じてくる。もしも、受信したデジタ
ル文字がかなり破壊されていて、サンプリングク
ロツクの適当な位相の決定された後まで等化でき
ない場合には特に困難である。

西ドイツ特許P3227151.4号明細書に記載された
発明は、可成り破壊された受信文字流に対しても
適している上述の種類の回路装置を提供すること
を目的としている。この目的は位相同期回路を設
けることによつて達成されており、その位相同期
回路はそれぞれの検出された繰返し最大値の付近
における相関関数の値からサンプリングクロツク
の位相を調整するための制御情報を導出し、この
制御情報によつてサンプリングクロツクの位相を
調整している。さらに、クロツク信号同期回路が
設けられ、そこにおいて特性の変化、すなわち受
信した信号の周期的繰返しパラメータが２つの異
なつた瞬間に測定され、その２つの測定された値
から誤差信号のそれぞれの平均が決定される。こ
の誤差信号によつて、クロツク位相は誤差信号が
消失するまで調整される。特性パラメータとして
受信信号のエンベロープが使用される（例えば
DE−OS2729312号参照）。しかしながら、このク
ロツク同期は特に位相シフトキーイングを使用す
るデータ通信システム用に設計され、大量の回路
装置が必要である。

上述の従来の明細書に記載されたクロツクの再
生には受信信号の極性が知られていることが必要
である。しかしながら、これは常に確保されるも
のではない。何故ならばたとえば加入者ラインの
チツプおよびリング線は交換することができるか
らである。

〔発明の解決すべき課題〕

この発明の目的は、上記のような同期信号を使
用せずに１フレーム周期で受信信号中に挿入され
ているユニークなワードを利用して受信側でフレ
ームクロツクを生成する装置において、受信され
た信号の文字流の極性に関係なくフレームクロツ
クを導出することのできる回路装置を提供するこ
とである。

〔課題解決のための手段〕

この発明は、フレーム同期信号を含まない受信
信号からフレームクロツクを導出するために受信
信号中に１フレーム周期で挿入されているユニー
クなワードを検出する装置であり、受信端に蓄積
されたユニークなワードと受信された文字流との
相関関数を計算し、フレーム検出回路が相関関数
の最大値からフレームクロツクを導出すると共
に、第２のフレーム検出回路を設けて相関関数の
最小値から第２のフレームクロツクを導出し、ク
ロツク選択回路によつて２個のフレームクロツク
のいずれが受信信号に含まれたユニークなワード
に対応するクロツクであるかを決定して選択する
ように構成されたローカルサンプリングクロツク
のフレームおよび位相同期用回路装置によつて上
記の目的を達成するものである。

このような構成によつて２線式ラインの接続が
反対であるため受信信号の極性が反転している場
合にも相関関数の最小値から正確なフレームクロ
ツクが決定されることができ、それをクロツク選
択回路によつて選択することによつて受信信号の
極性に関係なく正確なフレームクロツクを得るこ
とができる。

〔発明の実施例〕

以下、添附図面を参照にして実施例について説
明する。

この発明においては、受信信号にはフレーム同
期信号は含まれておらず、その代りに予め定めら
れたユニークなワード、例えば12ビツトの特定さ
れたワードが１フレーム周期で信号中に挿入され
ている。受信側の装置には、後述するデジタル相
関器中に同じユニークなワードが蓄積されてお
り、これが受信信号との相関関数を計算するため
に使用される。

この発明の回路装置の入力にはこのようなユニ
ークなワードを１フレーム周期で信号中に含んで
いる例えば３進文字よりなる受信文字流のサンプ
ル値が与えられ、それらの文字のそれぞれは１度
サンプリングされる。サンプリングクロツクの繰
返し率で互いに続いているサンプリング値Ｘ(i)は
デジタル相関器において受信端に蓄積された例え
ば12の２進文字よりなるユニークるワードと互い
にサンプリング速度で続く相関関数の値Ｋ（ｉを
得るために相関される。数学的にはこれらの値は
次のように表わすことができる。

Ｋ(i)＝₁₁ 〓〓⁼⁰Ｘ（ｉ−ν）・Ｗ（12−ν）ここで、Ｗ（12−ν）は12ビツトワードの１ビ
ツトを示す。歪みのある場合を除いて相関関数Ｋ
(i)は、ユニークなワードと同期されるべきサンプ
リング値Ｘ（ｉ−ν）が１フレーム周期の期間に
おける文字流中に含まれたユニークなワードのサ
ンプリング値であるときには常に最大値と推定し
なければならない。その時フレーム検出回路は１
フレーム周期の期間で繰返されるクロス相関関数
の値の全シーケンスＫ(i)中のそれらの相対的最大
値の位置を決定する。第１ａ図の例においてこれ
らはi₀および（i₀＋108）の値である。これらの指
標はサンプリングクロツクの108周期だけ異なつ
ている。何故ならばこの例においてはフレームは
108の文字よりなるからである。しかしながら、
フレームは例えば120文字からなつていてもよい。
もしも、受信信号の極性が知られているならば、
このようにして繰返し相対最大値は受信した時分
割多重信号のフレームクロツクの受信されたこと
を示すものである。もしも、サンプリングにおい
てサンプリングクロツク周期Ｔが非常に小さく、
ゼロに近い値である場合には第１ａ図に実線で描
かれた相関関数の簡単な形の連続した曲線が得ら
れるであろう。しかしサンプリングクロツク周期
Ｔはがある程度の長さの期間であるから、図示の
ように各サンプリング点の不連続な値しか得られ
ない。したがつて関数Ｋ(i)の最大値が常にサンプ
リング時点に一致して得られるとは限らない。例
えば第１ａ図に示した場合には、相関関数の最大
値はＫ（i_0-1）とＫ（i₀）の間に位置することにな
り正しい最大値に一致するクロツクをこれから導
出することはできない。しかしながら、もしもロ
ーカルサンプリングクロツクの位相が第１ｂ図に
示された位置にシフトされるならば、検出された
繰返し相対最大値Ｋ（i₀）ｆ相関関数の実際の最
大値である。

もしも、ユニークなワードが適切に選択される
ならば相関関数はインパルス特性の極大と一致す
る相関関数の極大により伝送路のインパルス特性
をほぼ再生する特性をもつ。相関関数の極大値を
与えるクロツク位相もまたインパルス特性の極大
値を与え、したがつて受信した文字をサンプリン
グするための所望のクロツク位相を表わす。

サンプリングクロツクの位相を調整するため
に、この発明は繰返し最大値Ｋ（i₀）の付近にあ
る相関関数の値を使用する。例えば繰返し最大
値、すなわちＫ（i₀−１）に先行する値および繰
返し最大値、すなわちＫ（i₀＋１）に後続する値
を使用することができる。第１ａ図に示すよう
に、これらの値の間の△Ｋ（i₀）は、もしもその
値Ｋ（i₀）が実際の最大値でないならば、ゼロと
異なつたものである。それ故、この差はクロツク
位相の調整のための制御変数として使用されるこ
とができる。第１ｂ図に示されるように、この差
△Ｋ（i₀）は、もしもＫ（i₀）が瞬間サンプル値Ｘ
（i₀）における相関関数の可能な最大値であるな
らば消失する。第１ｂ図はしたがつて位相クロツ
ク状態におけるサンプリングクロツクの位相を与
える。

受信された文字流の極性はどうであつてもフレ
ームおよび位相同期を行なうことができるため
に、この発明においては相関関数の最大および最
少値は上述のように評価される。これについては
後述する。

第１図に示された相関関数の形は実際の形に比
較して非常に簡単化されている。現実には繰返し
相対最大値は受信した文字流の歪が大きいために
検出するのがずつと困難であり、ランダムなシー
ケンスが連続して決定された差の値△Ｋに重畳さ
れ、その故、差は平滑化処理の後でのみ信頼性の
ある制御変数として使用されることができる。

第２図に示すように、この発明による回路装置
はデジタル相関器１を備え、その入力には受信さ
れた文字のサンプリング値Ｘ(i)が８ビツトワード
として供給され、それらは文字サンプリング速度
ATで相関関数の値Ｋ(i)を形成する相関器中に蓄
積されているユニークなワードに相関される。こ
れらの値Ｋ(i)は入力ワードと同じく８ビツトワー
ドであり、第１のフレーム検出回路２および第２
のフレーム検出回路３へ供給され、それらは簡単
な論理ゲートによつてそれぞれ相関関数の繰返し
相対最大および最小値の位置を決定し、したがつ
て受信されたTDM信号に対してそれぞれ第１の
フレームクロツクRT１および第２のフレームク
ロツクRT２を決定する。各フレーム検出回路
２，３はモジユロ１０８カウンタ４，５に接続さ
れ、それらカウンタの計数入力にはサンプリング
クロツクATが与えられ、そのカウントｉはフレ
ームクロツクを決定する作用をする。インデツク
スｉはモジユロ１０８カウンタでカウントされ
る。何故ならばこの実施例においてはユニークな
ワードは108文字後毎に繰返されるからである。
相関関数の検出された繰返し最大値を示すフレー
ム検出回路２の各出力パルスおよび相関関数の検
出された繰返し最小値を示すフレーム検出回路３
の各出力パルスはそれぞれカウンタ４および５を
そのリセツト入力Ｒを介して予め定めたカウン
ト、例えばゼロにリセツトする。

第１のフレーム検出回路２および第２のフレー
ム検出回路３の出力信号はそれぞれれ第１のフレ
ームクロツクRT１および第２のフレームクロツ
クRT２を表わし、それらはクロツク選択回路８
に供給される。第１ののフレーム検出回路２が相
関関数の周期的繰返し最大値を検出したとき、そ
れはこれを信号F1＝１によつてクロツク選択回
路８に指示する。相関関数の周期的繰返し最大値
が検出されないときにはF1＝１である。同様に、
第２のフレーム検出回路３は相関関数の周期的繰
返し最小値を検出したとき、それは信号F2＝１
を出力する。

もしも、２個のフレームクロツクRT１および
RT２がこのようにして発生されるならば、クロ
ス相関関数は周期的繰返し最大値および周期的繰
返し最小値の両者をもつているから、それらの一
方だけが正確なフレームクロツクである。後者は
２個のクロツクの波形の間の関係によつて決定さ
れる。クロツクは伝送路の実際のインパルス特性
に応じて限定された瞬間間隔で相対的にシフトさ
れることができる。この時間間隔は１フレーム周
期の半分より短くなければならない。108のデジ
タル文字からなるフレームの場合においてこのよ
うにして限定された時間間隔は最大約50文字のク
ロツク周期から理論的に構成することができる。
実際に、かつ、この実施例においてしかしながら
限定された時間間隔は最大で８クロツク周期に等
しいことが分つた。クロツクは２〜８周期だけ相
互に時間的にシフトされることができる。それら
２〜８周期内に発生する第１のクロツクは正しい
フレームクロツクである。位相関係は第６図から
明らかである。それについては後述する。クロツ
ク選択回路８の詳細について第４，５および６図
によつて説明する。

行われた選択により正確なフレームクロツク
RTはクロツク選択回路８の出力の一つへ転送さ
れる。クロツク選択回路８の第２の出力は極性信
号Ｐを出力し、それはクロツク選択に応じて割当
てられた値＋１または−１と仮定することができ
る。乗算器９においては極性信号Ｐは相関関数の
値Ｋ(i)と組合わされ、それ故差△Ｋの正確な極性
が確保される。

フレームクロツクRTは今や相関関数の度の値
が値Ｋ(i)の組から選択され、制御された変数を形
成するかを決定する。第１図によつて説明したよ
うに、これらはＫ（ｉ＋１）およびＫ（ｉ−１）で
あり、それらは繰返し最大値であるべきものと認
められる値Ｋ（i₀）付近にある。時点i₀においてカ
ウンタ４，５はゼロにリセツトされるから、カウ
ンタ４，５がカウント１を有するとき値Ｋ（i₀＋
１）が得られる。全ての値Ｋ(i)は乗算器ｍを経て
デジタル相関器の出力から連続的に位相同期回路
１０に供給され、その位相同期回路１０の入力端
には減算器１１が設けられている。この減算器１
１はカエンタ４または５のいずれかがカウント１
に達したときその制御入力に制御信号Ｓを供給す
ることによつてスタートされる。このカウントは
クロツク選択回路中で信号Ｓ１またはＳ２によつ
てそれぞれ示され、そこで適当な選択の後制御信
号Ｓに変換される。

減算器１１の第２の信号入力においてデジタル
相関器１からの出力値Ｋ(i)は２サンプリング周期
の遅延をもつて現われ、それは遅延素子１２によ
つて発生される。減算器１１の２個の信号入力の
前の２個の乗算器１３，１４の機能については後
述する。

正の制御信号Ｓがその制御入力に供給されてい
る間に減算器１１は相関関数の値Ｋ（i₀＋１）と
Ｋ（i₀−１）との間の差△Ｋ（i₀）を形成する。位
相同期回路１０その他の部分および差の値のその
後の処理については第３図によつて説明する。し
かしながら、この時点において位相同期回路１０
は文字サンプリングクロツクATを出力し、それ
は受信された文字流に位相ロツクされ、デジタル
相関器１およびカウンタ４および５に供給される
ことを注意しなければならない。

検討した結果では加入者ラインを伝送された信
号がたとえば長い加入者ラインの場合、或いはタ
ツプの分岐の存在によつて大きく歪んでいるなら
ば、サンプリングの時点を設定するのに使用され
る関数 △Ｋ＝Ｋ（i₀−１）−Ｋ（i₀＋１）はいぜんとして最良である。そそれは信号が相関
最大値の後、すなわちインパルス特性の最大値の
後でサンプリングされるからである。これは等化
することが困難な比較的大きいプレシユートを与
える。等化器の係数は１より大きくなり、そのた
め安定の問題が生じてくる。さらに、必要なプレ
等化器の雑音増幅が許容できないようになる。こ
れらの欠点はもしも位相が次のような基準に従つ
て調整されるならば非常に効果的に避けることが
できる。すなわちα倍の重みが値Ｋ（i₀−１）に
対して割当てられる。これによつて次のような補
正関数が与えられる。

△K′＝αK（i₀−１）−Ｋ（i₀＋１）係数αは２、４或いは８の値をもつことが好ま
しい。加入者ラインの場合にはα＝４が非常に有
効であつた。

相関関数の値Ｋ（i₀−１）は乗算器１３におい
て係数αと掛算される。

前述の関数をαで割伝変換するほうがもつと好
ましい場合がある。

△K″＝αK（i₀−１）−βK（i₀＋１）ここで、β＝１／αである。値Ｋ（i₀＋１）は
乗算器１４において値βと掛算される。

両方の場合において相関関数の値の変更された
重みは相関最大値の前にサンプリングされている
信号生じる。その結果、プレシユートが減少す
る。信号最大値のサンプリングされた強度の若干
の損失はあるがＳ／Ｎ比の改善によつてそれを相
殺される以上の効果を生じる。

２個の乗算器１３，１４のただ１個だけしか存
在しないならば係数は１と異なつてくる。

前述のように減算器１１中で連続的に形成され
る差の値△Ｋ（i₀）がスムースであることが必要
であり、それは第３図に示すような減算器１１に
後続する平滑化アキユムレータ１６によつて行わ
れる。

この平滑化アキユムレータ１６については第４
図によつて説明するが、それは１フレーム周期当
り１入力値△Ｋ（i₀）を受信し、その出力に１フ
レーム周期に等しい期間において制御情報△Ｐを
出力し、それは対応するインクレメント数だけ文
字サンプリングクロツクの位相を調整するために
直接使用できる。制御情報△Ｐは整数であること
が望ましく、それはまたゼロであつてもよい。そ
の符号を含むこの制御情報△Ｐに対して５ビツト
で十分であり、ゲート回路１７を制御して適当な
クロツク位相を選択することができる。

多数の並列入力においてゲート回路１７はクロ
ツク周期Ｔをもち、異なつたクロツク位相のの基
準波数発振器１８からクロツクを受信する。ゲー
ト回路の個々の入力におけるクロツク位相は互い
に同じインクレメントで相違している。例えば、
もしもサンプリングクロツクの位相が128のイン
クレメントで調整可能にされているならば基準周
波数発振器１８の出力からの基準クロツクは128
の遅延素子１９に与えられ、それらの遅延素子の
それぞれは遅延素子チエイン中の先行する遅延素
子により与えられるクロツク位相に対してＴ／
128だけクロツクの位相を遅延させる。遅延素子
の前および後で利用できるクロツクは今やゲート
回路１７のための並列入力クロツクを形成し、そ
れから制御情報△Ｐの制御下に位相調整された文
字サンプリングクロツクATとしてただ一つだけ
が選択される。

ゲート回路１７における位相調整は、その符号
を含めて制御情報△Ｐにより特定化された数だけ
のインクレメントで位相を進め、或いは遅らせる
ことによつて行われる。例えば、もしも、△Ｐが
＋３に等ければグート回路１７を通過するクロツ
クは阻止され、その代わりにさらに３位相インク
レメントだけ遅延されたクロツクが通過を許され
る。もしも、他方、△Ｐが−２に等しければ、ゲ
ート回路１７においてそれが２位相インクレメン
トだけ遅延が少なく遅延されたクロツクが通過す
るように切替えが行われ、それは次いで全回路装
置中において調整された文字サンプリングクロツ
クATとして使用される。この文字サンプリング
クロツクATはゲート回路１７からデジタル相関
器１、カウンタ４，５およびその他の受信装置、
例えばサンプリングおよび保持回路（図示せず）
に供給され、受信された文字の繰返し速度で動作
させる。したがつて、この発明による回路装置は
デジタル位相ロツクループとなり、それはフレー
ムおよび文字同期の両者を設定する全ての通常の
デジタル位相ロツクループと異なつている。

平滑化アキユムレータ１６第４図参照）入力に
現われる差の値△Ｋ（i₀）は乗算器２１において
係数ａと掛算され、ａは１よりも小さい。掛算さ
れた値ａ△Ｋ（i₀）は加算器１２へ供給され、そ
の加算器の出力は値Ｆ(i)は遅延素子２３中でサン
プリングクロツクの108周期、すなわち１フレー
ム周期だけ遅延される。遅延素子２３の出力から
関数値Ｆは加算器２２の入力にフイードバツクさ
れ、そこでそれらは通常のアキユムレータと同じ
ように入力値ａ△Ｋ（i₀）と加算され、新しい値
Ｆが得られる。アキユムレータは通常のアキユム
レータと多少異なつており、フイードバツクされ
た値Ｆは乗算器２４中で１−２（ｎ＝整数）によ
り乗算される。ｎはこの係数がゼロに近くなるよ
うに選択される。値Ｆは１フレーム周期の間隔で
遅延素子子２３の出力から量子化装置２５に供給
され、その量子化装置２５はそれらを丸めること
によつてこれらを整数のFqに変換する（１より
小さい入力値Ｆはゼロに丸められる）。

量子化装置２５の出力はしたがつて１フレーム
周期の間隔で整数Fqを出力し、それは正であつ
ても負であつても、或いはゼロであつてもよい。
こらの出力値Fqは最終的には上述の制御情報△
Ｐとして使用れる。さらに、それらは乗算器２６
を通つて加算器２２の別の入力にフイードバツク
され、そこで１より小さい係数ｂと掛算される。
加算器の入力は反転入力であり、それ故、フイー
ドバツクされた値ｂ△Ｐは各位相調整の後に入力
値ａ△Ｋ（i₀）から減算される（△Ｐ＝０におい
て位相調整は行われない）。したがつて位相調整
は次の制御情報△Ｐの決定において考慮される。

説明した累算ならびに量子化は上述のように平
滑にされるべき差△Ｋを生じ、ランダムシーケン
スに重畳されたシーケンスの値から信頼できる制
御された変数△Ｐを導出する。上述のように位相
調整はユニークなワードの期間中でのみ行われる
から、位相調整に伴う不所望な位相雑音はユニー
クなワードの期間に限定され、したがつて何等伝
送誤差を生じることはない。

クロツク選択および極性制御回路８はスイツチ
群２８および制御回路２９よりなる（第５図）。
スイツチ群２８は第１のスイツチを含み、その２
個の入力はそれぞれカウンタ４，５により与えら
れる制御信号Ｓ１，Ｓ２を供給され、第２のスイ
ツチは、その２個の入力がそれぞれフレーム検出
器回路２，３により与えられるフレームクロツク
RT１，RT２を供給され、第３のスイツチの２
個の入力には電圧−１および＋１が供給される。
これら３個のスイツチの位置はスイツチ制御信号
STによつて決定され、その信号は制御回路２９
中で生成される。この信号STがＨ状態であると
き、３個のスイツチは図示の位置にある。信号が
Ｌ状態であると、スイツチは他方の位置にある。

制御回路２９はアンドゲート３１を備え、その
２個の入力はフレーム検出回路２からの信号Ｆ１
とオアゲート３２からの信号をそれぞれ供給され
る。アンドゲート３１の出力はスイツチ制御信号
STを与える。オアゲート３２の２個の入力には
それぞれインバータ３３で反転されたフレーム検
出回路３からの信号Ｆ２とアンドゲート３４の出
力信号がそれぞれ供給される。後者の一方の入力
には信号Ｆ２が与えられ、他方にはフリツプフロ
ツプ３５の出力信号Ｑが供給される。フリツプフ
ロツプ３５のＳ入力にはアンドゲート３６の出力
信号が供給され、その信号は第１の補助クロツク
Ｔ１をフレームクロツク信号RT２と組合わせた
ものである。フリツプフロツプ３５のＲ入力には
別のアンドゲート３７の出力信号が与えられ、そ
の信号は第２の補助クロツクＴ２をフレーム検出
回路２によつて与えられるフレームクロツク信号
RT１と組合わせたものである。

第６図を参照に以下説明する入力信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｔ１，Ｔ２，RT１、およびRT２は制御回
路２９中で組合わされてスイツチ信号STを形成
する。この信号がＨ状態にあるとき（ろいり１）
スイツチ群の出力信号、したがつてクロツク選択
回路８の出力信号は次のとおりである。

Ｓ＝S1，RT＝RT1、およびＰ＝＋１スイツチ制御信号STがＬ状態にあるとき（論
理０）スイツチ群の出力信号、したがつてクロツ
ク選択回路８の出力信号は次のとおりである。

Ｓ＝S2、RT＝RT2、およびＰ＝−１第６図において上から２番目、４番目および６
番目に示された信号Ｔ１およびＴ２は補助クロツ
クであり、それらはそれぞれフレームクロツク信
号RT１およびRT２によつて発生され、限定さ
れた時間間隔を限定し、その内部においてクロツ
ク選択回路８はその決定を行なう。それらのパル
ス長は用途による。上述のようにこの実施例の場
合には、それは８クロツクパルス周期、すなわち
８×Ｔに等しい。一方１フレーム周期は108クロ
ツクパルス周期に等しく、1msの継続時間をもつ
ている。

第６図において上から３番目および４番目の線
で示されたＡの場合においては、補助クロツクＴ
２によつて決定される時間間隔内に発生すべき第
１のフレームクロツクパルスはフレームクロツク
RT２のパルスであり、それ故これはクロツク選
択回路８において正しいと認識されたフレームク
ロツクである。

５番目および６番目の線で示されたＢの場合に
おいては、補助クロツクＴ１によつて決定される
時間間隔内に発生すべき第１のフレームクロツク
パルスはフレームクロツクRT１のパルスであ
り、それはクロツク選択回路８によつて正しいフ
レームクロツクとして認識され、通過されるもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図および第１ｂ図は相関関数の値の簡単
化したシーケンスによつてこの発明の基本原理を
説明する図であり、第２図この発明の１実施例の
回路装置のブロツク図であり、第３図は第２図の
回路装置で使用される位相同期回路を示し、第４
図は第３図の回路装置で使用される平滑化アキユ
ムレータを示し、第５図は第２図の回路装置で使
用されるクロツク選択回路および極性制御回路を
示し、第６図はこの発明による回路装置中の各種
のクロツク信号の波形を示す。１…デジタル相関器、２，３…フレーム検出回
路、４，５…カウンタ、８…クロツク選択回路、
９…乗算器、１０…位相同期回路、１１…減算
器、１２…遅延素子、１３，１４…乗算器、１６
…平滑化アキユムレータ、１７…ゲート回路、１
８…基準周波数発振器、１９…遅延素子、２１…
乗算器、２２…加算器、２３…遅延素子、２４…
乗算器、２５…量子化装置、２６…乗算器、２８
…スイツチ群、２９…制御回路、３５…フリツプ
フロツプ。

Claims

【特許請求の範囲】１デジタル相関器がサンプリングクロツク速度
でサンプリングされた受信された文字流および受
信端に蓄積されたユニークなワードから相関関数
を発生し、フレーム検出回路が１フレーム周期の
期間で繰返される相関関数の最大値から第１のフ
レームクロツクを導出する、一定の時間間隔でユ
ニークなワードを含む受信された文字流の文字の
位相およびフレーム位置にローカルサンプリング
クロツクを同期させるための回路装置において、第２のフレーム検出回路が１フレーム周期の期
間で繰返す相関関数の最小値から第２のフレーム
クロツクを導出し、クロツク選択回路が２個のフ
レームクロツクのいずれが限定された時間間隔内
に受信されているかを決定し、このフレームクロ
ツクからサンプリングクロツクの位相を表わす制
御情報が位相同期回路中に導出されることを特徴
とするローカルサンプリングクロツクのフレーム
および位相同期用回路装置。２制御情報が、相関関数が限定された時間間隔
内で検出された最大または最小値の付近の値であ
り、位相を調節するために使用される値｛Ｋ（i₀
＋１）、Ｋ（i₀−１）｝から導出されることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の回路装置。３クロツク選択回路が位相同期回路に供給され
る相関関数の値｛Ｋ(i)｝の極性を決定する極性信
号を発生することを特徴とする特許請求の範囲第
１項または第２項記載の回路装置。４クロツク選択回路が、フレーム−クロツク信
号RT１，RT２、相関関数｛Ｋ(i)｝の極性を決
定する信号Ｐ、およびこれらの値の間の差を形成
する制御信号Ｓがそれを通つて切替えられるスイ
ツチ群と、そのスイツチ群の位置を決定するスイ
ツチ制御信号STを発生する制御回路２９とを具
備していることを特徴とする特許請求の範囲第１
項ないし第３項のいずれか１項記載の回路装置。５制御回路２９が、論理ゲート３１〜３７を備
え、それにおいて２個のフレームクロツクRT
１，RT２、それら２個のフレームクロツクから
導出され限定された時間間隔を決定する２個の補
助クロツクＴ１，Ｔ２、および第１および第２の
フレーム検出回路２，３による周期的に繰返され
る最大値の検出を示す２個の信号Ｆ１，Ｆ２が組
合わされてスイツチ制御信号STを生成すること
を特徴とする特許請求の範囲第４項記載の回路装
置。６位相同期回路１０に先行して調整装置１３，
１４が設けられ、それは相関関数｛Ｋ（₀）｝の
最大値が発生する瞬間の前にサンプリング時点を
シフトすることを特徴とする特許請求の範囲第１
項ないし第５項のいずれか１項記載の回路装置。７調整装置が乗算器１３であり、それによつて
減算器１１の入力の前の遅延素子１２に供給され
た相関関数｛Ｋ(i)｝の値が１より大きい係数
（α）と掛算されることを特徴とする特許請求の
範囲第６項記載の回路装置。８調整装置が乗算器１４であり、それによつて
減算器１１の第２の入力に供給された相関関数
｛Ｋ(i)｝の値が１より小さい係数（β）と掛算さ
れることを特徴とする特許請求の範囲第６項記載
の回路装置。