JPH03172006A

JPH03172006A - 出力の歪みを検知するための回路

Info

Publication number: JPH03172006A
Application number: JP2302289A
Authority: JP
Inventors: Edoardo Botti; エドアルド・ボッティ; Fabrizio Stefani; ファビリツィオ・ステファニ; Daniela Nebuloni; ダニエラ・ネブロニ
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL; SGS Thomson Microelectronics Inc
Current assignee: STMicroelectronics SRL; STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1989-11-08
Filing date: 1990-11-07
Publication date: 1991-07-25
Anticipated expiration: 2015-07-24
Also published as: DE69028482T2; IT1236681B; DE69028482D1; JP3068642B2; IT8922306A0; KR100196089B1; IT8922306A1; KR910010831A; EP0427135A2; EP0427135A3; EP0427135B1; US5068620A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、出力歪み、特にオーディオ装置の最終段の
出力歪みを検知するための回路に関する。

知られているとおり、オーディオ装置は第１図に模式的
に示されているもののように、最終段とで帰還される演
算増幅器に比較され得る。見られるように、最終段３は
１対のトランジスタＱ＋．Ｑ２を駆動する可聴周波増幅
器により表わされることが可能で、これらトランジスタ
は＋ｖｏｃおよび−ｖｃｃでの２本の電力供給線の間に
接続され、かつそれらの間に可聴装置の出力ＯＵＴを規
定し、その装置にはここではラウドスピーカ２により表
わされる負荷が接続される。帰還回路は１対の抵抗器Ｒ
，，Ｒ２により構成されるが、特に、抵抗器Ｒ，は増幅
器１の反転入力と接地との間に接続されかつ抵抗器Ｒ２
は前記反転入力と出力ＯＵＴとの間に接続され、入力信
号ｖＩＮが増幅器の非反転入力に与えられる。

第１図に示された最終段では、正の電源電圧と負の電源
電圧（２ＶＣＣ）の間の差により理論的には制限される
、出力の最大の振れが実際には以下の式により与えられ
る。

ΔＶ６ｕＴ＝２Ｖｃｃ−Ｖ（，２ｇｌ，ｓａｔ　−Ｖｃ
ｔｏ２，ｓａｔ入力信号ｖ１Ｎが以下に等しいある動的範囲を超えると
、出力は線形の態様では入力信号の動的特性にはもはや追
随することができなくなり、かつ歪みが発生する（いわ
ゆる「クリッピング」現象）。前記出力信号は、依然と
して受容可能な忠実度で聞こえるようにラウドスビーカ
を駆動するので、入力信号の頂点の間のその歪みはある
パーセンテージ、たとえば１０％を超えてはならず、こ
の値を超えると音は実際不快なものになる。

この問題を解決するためには現在ある歪みを検知しかつ
その入力信号を制限するように最終段の上流に接続され
た適切な減衰回路を駆動することが可能である。

歪みを検知するための解決法としては、たとえば本件出
願人による１９８８年６月１７日提出の日本特許出願番
号第６３−１５１０５５号の例が知られており、これに
は最終トランジスタの飽和状態を制御するセンサが設け
られている。いくつかの事例においては、これは十分に
問題を解決するが、この解決法にはどのような場合にお
いても不利益がないというわけではない、というのは５
−１０％の歪みに関連する情報はクリッピングセンサか
らの出力信号を積分することにより得られ、これは積分
の時定数により直ちに入手可能ではないから、この解決
方法は特定の出力段を有する増幅器においてのみ適用可
能でありかつ増幅器の出力波形が対称に歪んでいる場合
にのみ十分正確である。

他の知られている解決法は入力または出力電圧信号を考
慮しかつそれを基準電圧と比較する。入力信号が制御さ
れる解決法が第２図の例により示され、帰還回路網Ｒ１
、Ｒ２を有する最終段３が負荷ＲＬを駆動する。入力電
圧Ｖ，Ｎもまた比較器４の正の入力に与えられ、固定の
基準電圧が前記比較器の負の入力に与えられ、それがそ
のとき減衰器を駆動するために使用されるエラー電圧Ｖ
０を発生する。しかしながら、これら既知の解決法では
十分ではない、というのは電源電圧および／または接続
される負荷の形式に依存する可聴周波増幅器からの出力
における信号の最大振れを考慮していないからである。

このような状況で、本件発明の狙いは既知の検知回路の
不利な点を解消することが可能な、特に可聴装置の最終
段での、出力歪みを検知するための回路を提供すること
である。

この狙いの範囲内で、この発明の特定の目的は大変正確
でありかつ特に電源電圧値、周波数（可聴周波増幅器の
動作範囲における）および出力信号の最大振れから独立
した出力歪み検知回路を提供することである。

この発明の重要な目的はどのような形式の出力段をも有
する可聴周波増幅器に与えられることが可能な表示され
た形式の回路を提供することである。

この発明のもう１つの目的は遅延をもたらすことなく歪
みの情報を直ちに提供することが可能な表示された形式
の回路を提供することである。

この発明のもう１つの目的は２つの半波の歪みの選択的
検知を可能にし、かつ特に出力信号の非対称の歪みを検
知することが可能な表示された形式の回路を提供するこ
とである。

本件発明のさらにもう１つの目的はかなり融通性があり
かつ特に要件に応じて調節され得る検知しきい値を有す
る表示された型の回路を提供することである。

この発明の少なからぬ目的は信頼度が高くかつ簡単で容
易に統合可能な構造を有する歪み検知回路を提供するこ
とである。

以下に明らかになるこの狙い、述べられた目的およびそ
の他は先行の請求項に定義されるように、特にオーディ
オ装置の最終段における、出力歪みを検知するための回
路により達成される。

この発明の特徴および利点は添付の図面内に非制限的な
例としてのみ示される２つの好ましい実施例の記載から
明らかになるであろう。

第３図を参照すると、回路の介入が必要とされる歪みの
パーセンテージを調節する可能性を有し、かつ２つの半
波上の歪みの選択的な検知のステップとを有するこの発
明に従う出力歪み検知回路の可能な実施例の一般的な図
が示される。

前記図において、出力段は再び包括的な演算増幅器３に
より表わされ、これはその非反転入力上で入力信号ｖＩ
Ｎを受取りかつ出力と反転入力との間に設けられた抵抗
器Ｒ，、Ｒ２により帰還されしたがって出力において負
荷を駆動することを意図される信号Ｖ。ＵＴを発生する
がこれについては図示しない。

この発明に従い、段３の入力および出力双方に相関する
信号が少なくとも１つの比較器へ与えられ、比較器は段
およびしたがってクリッピングの存在の不均衡を検知し
かつそこに与えられる入力信号を適切に減衰しかつ歪み
を予め設定された値内に保持するために、出力段３の上
流に配列された減衰回路を適切に駆動するようにそれら
を比較する。特に、回路は要件に従い有利に調節され得
る予め設定された歪みのパーセンテージで介入する。第
３図に示された回路はさらに信号の非対称の歪みも併せ
て検知できる、というのはこれが正の半波および負の半
波の歪みに対して敏感だからである。

この回路は従ってその段の入力と接地との間に直列に接
続された抵抗器Ｒ３、Ｒ４により形成された分圧器およ
びＲ，とＲ２との間の中間点でそれぞれとられた入力に
おける信号ＶＲＩ！，およびＶ一を受入れる第１の比較
器５および第２の比較器６を備える。詳細には、電圧信
号ＶＲＨ　ｐは線形の態様で入力信号ｖ１Ｎと相関しか
つその適切な部分を規定し、比較器５の非反転の端子お
よび比較器６の反転端子へ与えられ、一方電圧信号Ｖ−
は比較器５の反転端子および比較器６の非反転端子へ与
えられる。入力電圧ｖＩＮもまたさらなる比較器８の非
反転の入力に与えられ、その反転の端子は接地に接続さ
れる。電圧Ｖ，を発生する比較器８の出力は入力におい
て直接第１の論理積ゲート（ＡＮＤゲー｝）１０へ供給
されかつ、インバータ１２により適切に反転された後、
第２の論理積ゲート（ＡＮＤゲート）１１へ供給される
。

ゲート１０および１ｌはさらにそれぞれ比較器５および
６が発生する出力信号■２およびｖ３を受ける。ゲート
１０およびｔ１の出力は、否定論理和ゲート（ＮＯＲゲ
ート）１３に与えられ、それが出力において図示されて
いないが減衰器へ与えられる信号■。を供給し、この減
衰器は出力段３へ入力において与えられる信号を相応じ
て減衰することが可能である。

第３図の回路は以下のように動作する（第４ａ図一第４
ｇ図および第５図も参照）。歪みがなければ、減衰され
た後、帰還Ｒ，、Ｒ２により段３の反転入力上へ返され
る出力信号ＶｏｕＴは前記段３の非反転入力上にある入
力信号ＶＩＮに等しい。

入力電圧ＶＩＮが高くなりすぎると、その最大動的特性
（ｄ７ｎｔｍｉｃｓ）に達した出力は線形の態様での入
力の変化にもはや追随せず歪み始める。この歪みはまた
段３の反転入力へ返されるので、その２つの入力はもは
や等しくないが非反転の入力が反転入力より高い。この
状況が第５図に明確に示されそこでは電圧Ｖ，ＮＳＶ−
およびＶＲ，，が示される。わかるように、ある地点で
Ｖ一はもはや入力信号ｖ１Ｎに追随せず、ΔＶに等しい
電圧差が電圧ピークで生じる。前記電圧差は歪みのパー
センテージの関数であり、すなわちＴＨＤ　（全高調波
歪み）が増大するほど、ΔＶが増大する。

第３図の可変分圧器は、装置の介入が必要とされる歪み
および関連するΔＶを設定することを可能にする。詳細
には、抵抗分圧器Ｒ３、Ｒ４に作用することにより検知
回路の介入しきい値を表わす信号ｖＲＩ！　Ｆの振幅を
調節することが可能である。実際、電圧Ｖ−がＶＲＩ！
Ｆより高いままである限り（絶対値の観点から見て）、
回路は介入しないが、出力ｖ０．ＪＴが設定された歪み
に達するとき、ＶＲ　！　ＦおよびＶ一が振幅において
等しくなる。前記２つの信号の間の比較が結果的に存在
する歪みに関する情報を提供する。

この比較は、各々異なる半波に動作する、比較器５およ
び６により達成される。特に、正の半波の歪みがｖＲ２
Ｆにより設定された値を超えるとき、後者はＶ−（第４
ｂ図）より大きくなりかつ比較器５の出力が高くなる（
第４ｄ図）。負の半波での歪みはその代わり比較器６に
より検知され、その出力はＶＲＢ　，がＶ−より小さく
なるとすぐ高くなる（第４ｅ図）。比較器８は関連する
半波での比較器５および６からの出力信号の歪みに関す
る情報を正しく手に入れることを可能にする機能を有す
る。比較器８の反転入力は接地に接続されているので、
前記比較器は実際には第４Ｃ図に示される方形信号をそ
の出力で発生し、それは正の半波においては正でありか
つゲート１０、１１の一方または他方を交互に能動化す
るべく使用され、ゲート１３は２つの個別の半波におけ
る歪みに関する情報の２つのアイテムが、歪みが設定さ
れた値を超えるときに負のパルスを有する単一の信号へ
組合わされることを可能にする。

第６図および第７図は第３図の実際的な実施例に関連す
る２つの回路図を示す。それらの共通の部分では、第６
図および第７図の２つの図は同じ参照番号を与えられ、
かつ第３図に示されたブロックは強調されている。見ら
れるように、比較器８は双方の実施例において、結合さ
れたエミッタを有するトランジスタＱ３　、Ｑ４の対に
より構成され、そのベースはそれぞれ接地と、電圧■１
Ｎを受ける段３の非反転入力に接続される。比較器５お
よび６は第６図ではトランジスタＱ５　　Ｑ６およびＱ
ｓ　　Ｑｌ２それぞれにより形成され、かつ第７図では
Ｑ５、ＱＢ、ＱＩ８、Ｑ富７およびＱ９　、ＱＬＯ　ｓ
　Ｑ＋　ａ　、Ｑ＋　９それぞれ（これはまたゲート１
０−１２の機能も含むが動作の違いについては後ほど説
明することにする）により構成され、一方、トランジス
タＱＩ３　　Ｑ＋ｓがＮｏＲゲート１３を規定する。

第６図および第７図の回路は実質的には第３図を参照し
てすでに説明されたように動作するが、？下のような違
いを有する、すなわち第３図の比較器５および６は常に
動作し、かつ比較器８は出力においてそれらの情報が入
力信号の半波に相応して通過することを可能にする機能
を有し、第６図および第７図においては比較器はそのか
わりに比較器８により能動化された場合についてのみ動
作する。

詳細には、第６図の回路の動作は以下のとおりであり、
正の半波の間、比較器８（Ｑ３、Ｑ４）がＱ３上で不均
衡状態にあり、したがってＱ４は導通せずかつそのコレ
クタ電流はゼロである。出力Ｖ。Ｕ■が設定された歪み
を超えない限り、■−はｖＲｌ！　Ｆより高くかつ差Ｑ
９．Ｑ１０はＱ９上で不均衡状態になり、したがって導
通する。結果としてＱ＋＋およびＱＩ２はオンであり（
ゼロ電流で飽和する）かつＱ１３はオフである。この半
波の間、トランジスタＱ７、Ｑ８はＱ３によりオンに保
たれ、したがってＱＩ４はオフでありかつ同様にＱ１５
もオフである。したがって出力ＶＯは高い。代わりに、
出力信号Ｖ．ＩＪ，が設定された歪みより少し高くなる
と、正の半波の間、■−がＶＲ，ｙより小さくなり、し
たがって差分Ｑ９、Ｑ１ｏがＱ１０上で不均衡状態にな
り、ＱＩｏはソース２０の電流がそこを通る。結果とし
て、Ｑ１１はオフでありかつそのコレクタ電流はゼロで
あり、かつ同様にＱＩ２の電流もゼロでありこれは前記
２つのトランジスタの間のミラー接続によるものである
。したがってＱＩｏのコレクタは高くなり、Ｑｌ３およ
びＱＩ４をオンにスイッチししたがって出力ｖｏを低い
状態にもたらす。負の半波の間にも動作は類似しており
、比較器８が比較器５を不能化しかつ比較器６がトラン
ジスタＱｔ４を駆動し、かつしたがって予め設定された
値の歪みが存在するかしないかに依存してＱ＋　５はＯ
Ｎまたはオフである。

第７図の回路は第６図に関して記載されたものと同様の
動作をするが、第６図の回路がーＶｃｃと両立しないと
いう違いがあり、したがって比較器の入力がー■ｃｃに
接続されると、回路は正確に動作せず、一方、第７図の
回路はーｖｃｃと両立しかつしたがって入力が−ＶＣＣ
にある状態においてさえ動作する。第７図の回路はした
がってより機能的であるが、より複雑である。

上記よりわかるように、この発明は提案された狙いおよ
び目的を十分に達成するものである。実際提案された検
知回路は入力と出力との間の不均衡の検知により、電源
電圧ＶＣＣｑ動作周波数（オーディオ装置の動作範囲に
おける）および出力信号の最大振れに依存しない情報を
出力において提供する。

この回路は出力信号を積分することなく、要求された歪
み情報を直ちに提供し、かつさらに特定の態様で出力段
が提供される必要はないが異なる構造を有する出力段に
適用され得る。

分圧器Ｒ３、Ｒ４の存在が回路がそこで介入するべき歪
みのパーセンテージを予め設定することを可能にし、前
記パーセンテージは抵抗器の値の適切な選択による要件
に従い調整され得る。この問題では、この発明に従う回
路がディクリートな態様で実行されるならば、抵抗器Ｒ
４は実際に可変のエレメント（ポテンショメータ）によ
り製作されることが可能で、一方、回路が統合されると
、回路の実際の実行に先だって、要件に従い適切に選択
された、前記抵抗器の値は実質上固定化される。

各々が異なる半波に対して動作する比較器の実行により
２つの半波に関する別個の歪み検知が可能になりかつし
たがって良好な検知精度が段の出力信号の非対称の歪み
が生じたときにさえ得られる。

この発明はさらに回路的に簡単でありかつ容易に統合化
されることが可能で、したがってその製造コストは意図
されている適用と両立する。

このように着想された発明は、そのすべてが発明の概念
の範囲内にある種々の修正および変更を受けることが可
能である。

すべての詳細はその上他の技術的に均等なものと置換え
られ得る。

【図面の簡単な説明】

第１図はオーディオの適用例のための既知の最終段の一
般的な回路図である。第２図は既知の歪みセンサの一般的な回路図である。第３図はこの発明に従う回路の可能な実施例のブロック
図である。第４ａ図一第４ｇ図はクリッピングが存在する第３図の
図から得られる適切な信号のいくつかの波形を示す図で
ある。第５図は、入力信号と、可聴周波増幅器の帰還回路網に
より入力へ返される出力信号とＪ設定された歪みと等し
い値のクリッピングが存在する場合、第３図の図のため
に入力信号に相関する基準信号とを示す。第６図および第７図は第３図のブロック図の２つの異な
る実際的な実施例に関連する図である。図において、１は可聴周波増幅器、２はラウドスビー力
、３は増幅器、５、６および８は比較器、１０および１
１はＡＮＤゲート、１２はインバータ、１３はＮＯＲゲ
ートである。第ｌ頁の続き＠発明者＠発明者ファビリツイオ・ステファニダニエラネブロニイタリ２１０１０１６イタリノくレア共和国、（ブロビンス・オブ・ベレーゼ）、カルダノ
●アル●カンボ、ビア●アツベニーニ、ア共和国、（ブ
ロビンス・オブ・ミラノ）、２００１０・ツジオ、ビア
・クリスビ、２１

Claims

【特許請求の範囲】

（１）増幅器段（３）の出力歪み、特に可聴装置の最終
段での歪みを検知するための回路であって、前記増幅器の段（３）が増幅されるべき電圧信号（Ｖ＿
Ｉ＿ｎ）を受ける第１の入力と、帰還回路網（Ｒ＿１、
Ｒ＿２）に接続された第２の入力と、増幅された出力信
号（Ｖ＿Ｏ＿Ｕ＿Ｔ）を発生する出力とを有し、前記第１の入力と基準電圧線との間に配列された分圧器
（Ｒ＿３、Ｒ＿４）を含み、前記分圧器（Ｒ＿３、Ｒ＿
４）が前記電圧信号（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）に相関する第１の信
号（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）を発生する中間端子を有し、かつ
入力において前記第１の信号（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）と前記
出力信号（Ｖ＿Ｏ＿Ｕ＿Ｔ）に相関する第２の信号（Ｖ
−）とを受ける比較器手段（５、６、８）とを含み、前
記手段（５、６、８）が、前記第２の信号（Ｖ−）が絶
対値の観点から前記第１の信号（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）を超
えるとき、歪み信号（ΔＶ）を発生するのに適している
ことを特徴とする、回路。
（２）前記分圧器（Ｒ＿３、Ｒ＿４）が少なくとも１つ
の可変抵抗器（Ｒ＿４）を含むことを特徴とする、請求
項１に記載の回路。
（３）前記比較器手段（５、６、８）が前記増幅器段（
３）の前記第１の入力および前記基準電圧線に入力にお
いて接続されかつ前記電圧信号（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）と協調す
るイネーブル信号（Ｖ＿１）を発生するのに適し、かつ
入力において前記分圧器の前記中間端子および前記増幅
段（３）の帰還回路網（Ｒ＿１、Ｒ＿２）に接続されか
つ出力において前記歪み信号（ΔＶ）を発生するのに適
する第２の比較器（５）とを含み、前記第２の比較器（
５）が前記イネーブル信号（Ｖ＿１）により能動化され
ることを特徴とする、請求項２に記載の回路。
（４）前記第２の比較器（５）がその非反転入力を有す
る前記中間端子と、反転端子を有する前記帰還回路網と
に接続され、かつ前記第１の比較器（８）が前記電圧信
号（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）の正の半波の間に前記第２の比較器（
５）を能動化することを特徴する、請求項３に記載の回
路。
（５）前記比較器手段（５、６、８）がその反転入力を
有する前記中間端子と、その非反転入力を有する前記帰
還回路網とに接続された第３の比較器（６）を含み、前
記第３の比較器（６）が前記電圧信号Ｖ＿Ｉ＿Ｎの負の
半波の間に前記第１の比較器（８）より能動化されるこ
とを特徴する、請求項４に記載の回路。
（６）前記比較器（５、６、８）の各々が差動回路（Ｑ
＿３−Ｑ＿６、Ｑ＿９、Ｑ＿１＿０）を含み、前記第２
および第３の比較器（５、６）を規定する差動回路（Ｑ
＿５、Ｑ＿８、Ｑ＿９、Ｑ＿１＿０）の各々が前記比較
器を規定する差動回路により能動化されたそれぞれのカ
レントミラー回路（Ｑ＿７、Ｑ＿８、Ｑ＿１＿１、Ｑ＿
１＿２）に出力において接続され、前記カレントミラー
回路（Ｑ＿７、Ｑ＿８、Ｑ＿１＿１、Ｑ＿１＿２）の各
々が論理和回路（１０、１１、１３）のそれぞれのトラ
ンジスタ（Ｑ＿１＿３、Ｑ＿１＿５）を駆動することを
特徴とする、請求項５に記載の回路。