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JPH03150068A - Switching power source circuit - Google Patents

Switching power source circuit

Info

Publication number
JPH03150068A
JPH03150068A JP28907689A JP28907689A JPH03150068A JP H03150068 A JPH03150068 A JP H03150068A JP 28907689 A JP28907689 A JP 28907689A JP 28907689 A JP28907689 A JP 28907689A JP H03150068 A JPH03150068 A JP H03150068A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
smoothing
voltage
voltage side
capacitor
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP28907689A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Kenzo Danjo
謙三 檀上
Tetsuo Ikeda
哲郎 池田
Haruo Moriguchi
森口 晴雄
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sansha Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority to JP28907689A priority Critical patent/JPH03150068A/en
Publication of JPH03150068A publication Critical patent/JPH03150068A/en
Pending legal-status Critical Current

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Abstract

PURPOSE:To inexpensively balance and enhance an output in a small size by injecting a current based on the induced voltage of a high voltage side feedback winding to a low voltage side smoothing capacitor when the voltages of smoothing capacitors are unbalanced. CONSTITUTION:When smoothing capacitors 3a > 3b are unbalanced, the induced voltage of a current feedback winding lambdaa3 to be added to the inverter transformer 6A of a converter at a high voltage side is injected to the capacitor 3b of low voltage side through a reverse current blocking diode 12a. The energy of the capacitor 3a of high voltage side is transferred to the capacitor 3b of the low voltage side, and the voltages of the capacitors 3a, 3b are balanced. Accordingly, the outputs of secondary windings la2, lb2 of both converters are smoothed by a common smoothing reactor 9, etc., to be supplied to a load to reduce its cost and size. The operating duty of the reactor 9 becomes twice as large as that of prior art, and the output voltage to be supplied to a load becomes twice.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、2個の2石フォワードコンバータ回路を直列
接続して形成されたスイッチング電源回路に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a switching power supply circuit formed by connecting two two-stone forward converter circuits in series.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

従来、この種2石フォワードコンバータ回路構成のスイ
ッチング電源回路は第5図に示すように構成され、入力
端子oa)、(tb)、(ic)の3相交流電源が整流
ダイオード構成の入力整流器(2)で整流されて直流電
源に変換される。
Conventionally, a switching power supply circuit with this kind of two-stone forward converter circuit configuration is configured as shown in FIG. 2), it is rectified and converted into a DC power source.

この直流電源が整流器【2)の正、負出力端子(ト)。This DC power supply is the positive and negative output terminals (G) of the rectifier [2].

(→間に直列接続された電解コンデンサ構成の2個の平
滑コンデンサ(3a)、(3b)に供給され、前記直流
電源の分圧Eal、Ebtにより両平滑コンデンサ(3
al(3b)が充電される。
(→It is supplied to two smoothing capacitors (3a) and (3b) of electrolytic capacitor configuration connected in series between them, and both smoothing capacitors (3
al(3b) is charged.

ところで、平滑コンデンサ(3a)の正、負の両端間に
は第1の2石フォワードコンバータ回路(4a)の一方
のスイッチングトランジスタ(5a)のコレクタ、エミ
ッタ、インバータトランス(6a)の巻数Nalの1次
巻線(/at) 、他方のスイッチングトランジスタ(
5a〕のコレクタ、工j%フタが直列接続されている。
By the way, between the positive and negative terminals of the smoothing capacitor (3a) are the collector and emitter of one switching transistor (5a) of the first two-stone forward converter circuit (4a), and 1 of the number of turns Nal of the inverter transformer (6a). The next winding (/at), the other switching transistor (
5a] collector and the lid are connected in series.

スイッチングトランジスタ(sb)のコレクタ、エミッ
タ、インバータトランス(6b)の巻数Nbxの1次巻
線(l!bl)、他方のスイッチングトランジスタ(6
b)のコレクタ、エミッタが直列接続されている。
The collector and emitter of the switching transistor (sb), the primary winding (l!bl) of the number of turns Nbx of the inverter transformer (6b), the other switching transistor (6
The collector and emitter of b) are connected in series.

なお、平滑コンデンサ(3a)の負の端子と平滑コンデ
ンサ(3b)の正の端子とは直結されている。
Note that the negative terminal of the smoothing capacitor (3a) and the positive terminal of the smoothing capacitor (3b) are directly connected.

また、スイッチングトランジスタ(sa)、(sb)の
エミッタと平滑コンデンサ(3a)、(3b)の負の端
子との間、スイッチングトランジスタ(5a)−(5b
)′のコレクタと平滑コンデンサ(3a)、(3b)の
正の端子との間には、それぞれエネルギ回生用の1次側
フライホィールダイ:t −ト(7a)、(7b)、(
7a)−(7b)が設けられている。
Moreover, between the emitters of the switching transistors (sa) and (sb) and the negative terminals of the smoothing capacitors (3a) and (3b), the switching transistors (5a) and (5b)
)' and the positive terminals of the smoothing capacitors (3a), (3b) are connected with primary flywheel dies for energy regeneration: (7a), (7b), (
7a)-(7b) are provided.

さらに、巻数Naxが巻数Nbzに等しく、巻数Na2
が巻数Nbzに等しく、コンバータ回路(4a)、(4
b)が同一に構成されている。
Furthermore, the number of turns Nax is equal to the number of turns Nbz, and the number of turns Na2
is equal to the number of turns Nbz, and the converter circuits (4a), (4
b) are configured identically.

ソシテ、スイッチングトランジスタ(5a)、(5a)
及びスイッチングトランジスタ(5b)、(5b)は、
それぞれのベースに供給されるスイッチング制御信号に
基き、トランジスタ(5a)*(5a)とトランジスタ
(5b)。
Switching transistor (5a), (5a)
and the switching transistors (5b), (5b),
Transistor (5a)*(5a) and transistor (5b) based on switching control signals provided to their respective bases.

(5b)とが交互にオンする。(5b) are turned on alternately.

さらに、スイッチングトランジスタ(5a)、(5a)
がオンすると、平滑コンデンサ(3a)のエネルギが1
次巻線(/al) e介してインバータトランス(6a
)の巻数NHzの2次巻線(/az)に供給され、この
2次巻線(/a2)に第6図(a)に示す電圧F、az
の2次巻線出力が発生し、この2次巻線出力が出力整流
ダイオード(8a)で整流されるとともに出力電流平滑
用の平滑りアクトル(9a)で平滑され、出力端子(I
Qa)。
Furthermore, switching transistors (5a), (5a)
When turned on, the energy of the smoothing capacitor (3a) becomes 1
Next winding (/al) e via inverter transformer (6a
) is supplied to the secondary winding (/az) with a number of turns of NHz, and the voltage F, az shown in FIG. 6(a) is applied to this secondary winding (/a2).
A secondary winding output is generated, and this secondary winding output is rectified by the output rectifying diode (8a) and smoothed by the smoothing actuator (9a) for smoothing the output current, and is then connected to the output terminal (I
Qa).

(10b) e介して負荷に供給される。(10b) is supplied to the load via e.

また、スイッチングトランジスタ(5b)、(5b)が
オンすると、平滑コンデンサ(3b)のエネルギが1次
巻II Ctbx ) =2 介してインバータトラン
ス(6b)の巻数Nbzの2次巻線(jbz)に供給さ
れ、この2次巻線(/おりに第6図(6)に示す電圧E
bzの2次巻線出力が発生し、この2次巻線出力が出力
整流ダイオード(8b)で整流されるとともに出力電流
平滑用の平滑りアクトル(9b)で平滑され、出力端子
(10a)。
Furthermore, when the switching transistors (5b) and (5b) are turned on, the energy of the smoothing capacitor (3b) is transferred to the secondary winding (jbz) of the inverter transformer (6b) with the number of turns Nbz through the primary winding II Ctbx ) = 2 The voltage E shown in FIG. 6 (6) is supplied to this secondary winding (/
A secondary winding output of bz is generated, and this secondary winding output is rectified by an output rectifying diode (8b) and smoothed by a smoothing actuator (9b) for smoothing the output current, and then sent to an output terminal (10a).

(10b) Th介して負荷に供給される。(10b) Supplied to the load via Th.

なお、出力整流ダイオード(8a)、(8b)のカード
と2次巻線(/a2)、(/b2) 、平滑りアクトル
(9a)、(9b)の接続点との間には、それぞれエネ
ルギ回生用の出力側フライホィールダイオード(lla
)、(Ilb)が設けられている。
Note that there are energy connections between the cards of the output rectifier diodes (8a) and (8b) and the connection points of the secondary windings (/a2) and (/b2) and smooth actuators (9a) and (9b), respectively. Output flywheel diode for regeneration (lla
), (Ilb) are provided.

また、第6図(a)、(6)のT、Tonはコンバータ
回路(4a)、(4b)のスイッチング周期、トランジ
スタ(5a)。
Further, T and Ton in FIGS. 6(a) and (6) are the switching periods of the converter circuits (4a) and (4b), and the transistor (5a).

(5ay、(5b)、(5b)′ノオン期間を示す。(5ay, (5b), (5b)' indicates the non-on period.

そして、スイッチングトランジスタ(5a)、(5a)
とスイッチングトランジスタ(5b)、(5b)との同
時オンを防止するため、前記オン期間TonはTon 
(T/2に設定され、電圧Eaz = Ebz = E
2の平衡状態において、第6図(C)に示す出力端子(
10a)、(10b)間の直つぎに、スイッチング制御
の乱れ等により、スイッチングトランジスタ(5a入(
5a)のオン期間Tonとスイッチングトランジスタ(
5b)、(5b)のオン期間Tonとに差が生じた場合
について説明する。
And switching transistors (5a), (5a)
In order to prevent the switching transistors (5b) and (5b) from turning on simultaneously, the on-period Ton is set to
(Set at T/2, voltage Eaz = Ebz = E
In the equilibrium state of 2, the output terminal (
10a) and (10b), the switching transistor (5a input (
5a) on-period Ton and switching transistor (
A case where there is a difference between the on period Ton of 5b) and (5b) will be explained.

例えばスイッチングトランジスタ(5a)、(5a)の
オン期間TonをTaとし、スイッチングトランジスタ
(5b)、(5b)のオン期間ToniTbとすると、
Taが増大してTa>”rbになるときには、オン期間
Taにおいて、平滑コンデンサ(3a)のエネルギ供給
期間が長くなり、コンデンサ(3a)の両端電圧が時間
の経過に伴って低下する。
For example, if the on period Ton of the switching transistors (5a), (5a) is Ta, and the on period ToniTb of the switching transistors (5b), (5b),
When Ta increases and becomes Ta>"rb, the energy supply period of the smoothing capacitor (3a) becomes longer during the on-period Ta, and the voltage across the capacitor (3a) decreases over time.

この低下によりインバータトランス(6a)の2次巻線
(l!am)の電圧が低下し、平滑りアクトル(9a)
を流れる電流も減少する。
This decrease causes the voltage of the secondary winding (l!am) of the inverter transformer (6a) to decrease, and the smooth sliding actuator (9a)
The current flowing through it also decreases.

そのため、コンデンサ(3a)から1次巻線(jFal
)に供給されるエネルギが減少し、コンデンサ(3a)
の両端電圧の低下が抑制され、コンデンサ(3a)、(
3b)の電圧平衡が図られる。
Therefore, from the capacitor (3a) to the primary winding (jFal
) decreases the energy supplied to the capacitor (3a)
The voltage drop across the capacitors (3a) and (
3b) voltage balancing is achieved.

なお、Tb)Taになるときには、オン期間Tbにおい
て、前記と同様の電圧平衡が図られる。
Note that when the voltage becomes Tb)Ta, the same voltage balance as described above is achieved during the on-period Tb.

すなわち、コンバータ回路(4a)、(4b)毎に設け
らレタ平滑りアクトル(9a)、(9b)ニより、オン
期rtyonO差に基くコンデンサ(3a)、(3b)
の電圧不平衡が補償される。
In other words, the capacitors (3a), (3b) based on the difference in on-period rtyonO from the letter flat sliding actuators (9a), (9b) provided for each converter circuit (4a), (4b).
voltage imbalance is compensated for.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

前記第5図のスイッチング電源回路の場合、平滑コンデ
ンサ(3a)、(3b)の電圧平衡を図るため、コンバ
ータ回路毎に鉄心入りの高価、大型の平滑りアクトル(
9a)、(9b) k要し、回路の低価格化、小型化が
図れない問題点がある。
In the case of the switching power supply circuit shown in FIG. 5, in order to balance the voltages of the smoothing capacitors (3a) and (3b), an expensive and large smooth smoothing actuator (with iron core) is installed in each converter circuit.
9a), (9b) There is a problem in that it is not possible to reduce the cost and size of the circuit.

しかも、トランジスタ(5a)、(5a危5b)、(5
b)′のオン期flljJ TonがTOn<T/2に
設定されるとともに、インバー外ランヌ(6a)、(6
b)の2次巻線出力の電圧Eaz 。
Furthermore, transistors (5a), (5a and 5b), (5
b)' on-period flljJ Ton is set to TOn<T/2, and invar outside Runne (6a), (6
b) Secondary winding output voltage Eaz.

Eb2がそれぞれ別個に整流、平滑されて負荷に並耐圧
等の面から、出力電圧EOiあまり高くできず、入力側
の直列接続された2個の平滑コンデンサの電圧平衡を図
り、しかも、従来より高い出力電圧を得ることができる
スイッチング電源回路を提供することを目的とする。
Eb2 is rectified and smoothed separately, and the output voltage EOi cannot be made too high due to the withstand voltage of the load. An object of the present invention is to provide a switching power supply circuit that can obtain an output voltage.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

前記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源
回路においては、直流電源に直列接続された2個の平滑
コンデンサそれぞれのエネルギで交互に動作する同一構
成の2石フォワードコンバータ回路のインバータトラン
スに電流帰還巻線をそれぞれ付加し、前記電流帰還巻線
と逆流阻止ダイオードとの直列回路を他方のコンバータ
回路の前記平滑コンデンサの両端間に接続し、前記両平
滑コンデンサの電圧不平衡時に高圧側の前記帰還巻線の
誘起電圧に基く電流を低圧側の前記平滑コ前記のように
構成された本発明のスイッチング電源回路の場合、2個
の平滑コンデンサの電圧不平衡時、高圧側のコンバータ
回路のインバータトランスに付加された電流帰還巻線の
誘起電圧が、この巻線に接続された逆流阻止ダイオード
全介して低下側の平滑コンデンサに注入され、高圧側の
平滑コンデンサのエネルギが低圧側の平滑コンデンサに
移行し、、両平滑コンデンサの電圧平衡が図られる。
In order to achieve the above object, in the switching power supply circuit of the present invention, current is supplied to an inverter transformer of a two-stone forward converter circuit having the same configuration, which operates alternately with the energy of two smoothing capacitors connected in series to a DC power supply. A feedback winding is added to each, and a series circuit of the current feedback winding and a reverse current blocking diode is connected between both ends of the smoothing capacitor of the other converter circuit. In the switching power supply circuit of the present invention configured as described above, when the voltage of the two smoothing capacitors is unbalanced, the current based on the induced voltage of the feedback winding is smoothed by the inverter of the high voltage side converter circuit. The induced voltage in the current feedback winding added to the transformer is injected into the smoothing capacitor on the low voltage side through all the reverse blocking diodes connected to this winding, and the energy of the smoothing capacitor on the high voltage side is transferred to the smoothing capacitor on the low voltage side. The voltage of both smoothing capacitors is balanced.

そのため、両コンバータ回路の2次巻線出力ヲ一整流後
にコンバータ回路毎の別々の平滑りアクトル等で平滑す
ることなく、共通の平滑りアクトル等で平滑して負荷に
供給することができ、この場合、平滑りアクトルの動作
デユーティが従来の2倍になり、負荷に供給される出力
電圧も従来の2倍になる。
Therefore, after the secondary winding outputs of both converter circuits are rectified, they can be smoothed by a common smoothing actuator and supplied to the load without having to be smoothed by separate smoothing actuators for each converter circuit. In this case, the operating duty of the smooth sliding actuator is twice that of the conventional one, and the output voltage supplied to the load is also twice that of the conventional one.

〔実施例〕〔Example〕

1実施例について、第1図ないし第4図を参照して説明
する。
One embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 4.

第1図において、第5図と異なる点は、第5図のインバ
ータトランス(6a)、(6b)の代わりに両トランス
(6a)、(6b)に3次巻線としての巻数Na3.N
b3の電流帰還巻線(/a3)、(zl)3) t−付
加したインバータトランス(6A)、(6B)を設け、
電流帰還巻線(za:t )s (/b3)の一端を逆
流阻止ダイオード(12a)、(12b)のアノード、
カソードを介して平滑コンデンサ(3b)、(3a)の
正の端子に接続するとともに、両巻線(/a3)t(J
b3)の他端を平滑コンデンサ(3b入(3a)の負の
端子に接続し、かつ、第5図の2個の平滑りアクトル(
9a)。
1 differs from FIG. 5 in that both transformers (6a) and (6b) have the number of turns Na3 as the tertiary winding instead of the inverter transformers (6a) and (6b) in FIG. N
b3 current feedback winding (/a3), (zl)3) t-added inverter transformers (6A), (6B) are provided,
One end of the current feedback winding (za:t)s (/b3) is connected to the anode of the backflow blocking diode (12a), (12b),
It is connected to the positive terminals of the smoothing capacitors (3b) and (3a) via the cathode, and both windings (/a3) t(J
Connect the other end of b3) to the negative terminal of the smoothing capacitor (3b input (3a)), and connect the two smoothing actors (3a) shown in Figure 5.
9a).

(9b)の代わりに1個の平滑りアクトル(9)ヲ設け
た点である。
The point is that one flat sliding actuator (9) is provided instead of (9b).

なお、電流帰還巻線CI!a3)、(/おりの巻数Na
3 .Nb3は1次巻線(Aal)、(I!bx)の巻
線Nax、Nbx ト等しく設定されている。
In addition, the current feedback winding CI! a3), (/number of cage turns Na
3. Nb3 is set to be equal to the primary winding (Aal) and the windings Nax and Nbx of (I!bx).

そして、平滑コンデンサ(3a)、(3b)の電圧Ea
1.Ebtが等しく、電圧平衡状態になっているときは
、逆流阻止ダイオード(12a)、(12b)がオフに
保持され、ス、イフチングトランシスタ(5a)、(5
a)と(5b)、(5b)との交互のオンにより、第5
図の場合と同様にしてインバータトランス(6A)、(
6B)の2次巻[Naz)、(Nb2)に第2図(a)
 、 (b)に示す電圧Eaz、Ebz (=Ez)の
2次巻線出力が交互に生じる。
And the voltage Ea of the smoothing capacitors (3a) and (3b)
1. When Ebt is equal and the voltage is balanced, the reverse blocking diodes (12a), (12b) are held off, and the switching transistors (5a), (5
By alternately turning on a), (5b), and (5b), the fifth
Inverter transformer (6A), (
6B) secondary volume [Naz), (Nb2) in Figure 2(a)
, the secondary winding outputs of voltages Eaz and Ebz (=Ez) shown in (b) are generated alternately.

さらに、両2次巻線出力は整流ダイオード(8a)。Furthermore, both secondary winding outputs are rectifier diodes (8a).

08b)それぞれで整流されるとともに、共通の平滑り
アクトル(9)で平滑されて負荷に供給される。
08b) While being rectified by each, it is smoothed by a common smoothing actor (9) and supplied to the load.

このとき、両2次巻線出力が交互に平滑りアクトル(9
)で平滑されるため、フライホィールダイオード(ll
a)、(llb)の両端間電圧が共に第2図(c) ニ
示すようになり、平滑りアクトル(9)の動作デユーテ
ィが従来の平滑りアクトル(9a)、(9b)の2倍に
なり、同図(ロ)に示す出力電圧EOは従来の2倍、す
な −Tan わち r  −E zに上昇する。
At this time, both secondary winding outputs alternately actuate the smooth-sliding actuator (9
), the flywheel diode (ll
The voltages across a) and (llb) are now as shown in Figure 2 (c) D, and the operating duty of the smooth sliding actuator (9) is twice that of the conventional smooth sliding actuators (9a) and (9b). Therefore, the output voltage EO shown in FIG. 3B increases to twice the conventional value, that is, −Tan, that is, r−Ez.

したがって、従来と同一耐圧の整流ダイオード(8a)
、(8b)等を用いて従来の2倍の出力電圧Eoが取出
せるようになり、出力電圧EOの範囲が拡大する。
Therefore, the rectifier diode (8a) with the same withstand voltage as the conventional one
, (8b), etc., it becomes possible to obtain an output voltage Eo twice that of the conventional one, and the range of the output voltage EO is expanded.

つぎに、スイッチングトランジスタ(5a)、(5a)
のオン期間Ta (=Ton)とスイッチングトランジ
スタ(5b)、(5b)のオン期間Tb(=Ton)と
に差が生じ、例えばTa)Tbになると、平滑コンデン
サ(3a)、(3b)の両端電圧Eal、EbtがEa
l(Ebxの不平衡状態になる。
Next, switching transistors (5a), (5a)
There is a difference between the on-period Ta (=Ton) of the switching transistors (5b), (5b) and the on-period Tb (=Ton) of the switching transistors (5b), (5b). For example, when Ta)Tb, both ends of the smoothing capacitors (3a), (3b) Voltage Eal, Ebt is Ea
l(Ebx becomes unbalanced.

このとき、Ta−rb=Δtとし、スイッチングトラン
ジスタ(5a)のコレクタ電流ilcとすると、次の(
1)式の電力Pdf補うことにより電圧不平衡が解消さ
れる。
At this time, if Ta-rb=Δt and collector current ilc of the switching transistor (5a), then the following (
Voltage unbalance is eliminated by compensating the power Pdf in equation 1).

Δt Pd =Ea l・I c −T          
・−(11式%式% め、スイッチングトランジスタ(5b)、(5b)のオ
ン期間Tbに、インバータトランス(6B)の電流帰還
巻線Clb3)に電圧Eblに相当する第3図(a)の
誘起電圧Etが発生し、との電圧Etにより逆流阻止ダ
イオード(12b)がオンする。
Δt Pd = Ea l・I c −T
・-(Formula 11 %Formula %) During the on-period Tb of the switching transistors (5b), (5b), the current feedback winding Clb3) of the inverter transformer (6B) corresponds to the voltage Ebl in Fig. 3(a). An induced voltage Et is generated, and the reverse current blocking diode (12b) is turned on by the voltage Et.

このとき、スイッチングトランジスタ(5a)、(5a
)のオフに基き、平滑コンデンサ(3a)については第
4図の等価回路が成立する。
At this time, switching transistors (5a), (5a
), the equivalent circuit shown in FIG. 4 is established for the smoothing capacitor (3a).

そして、逆流阻止ダイオード(12b)のアノード。and the anode of the backflow blocking diode (12b).

カソード間の電圧、IC流をVr、Ifとし、かつ、イ
ンバータトランス(6B)の巻線(/bx)、(I!b
a)間のり一ケージインダクタンスfleとすると、平
滑コンデンサ(3a)に注入される電流Ifはリーケー
ジインダクタンスleの制限のみ全受け、第3図(6)
の実線に示すようにオン期間Tbにピーク値Ipdまで
単調増加して三角波形状に変化し、電圧Vrは同図(C
)に示すように変化する。
The voltage between the cathodes and the IC current are Vr and If, and the windings (/bx) and (I!b) of the inverter transformer (6B) are
a) If the cage inductance is fle, the current If injected into the smoothing capacitor (3a) is limited only by the leakage inductance le, as shown in Fig. 3 (6).
As shown by the solid line in the figure, it monotonically increases up to the peak value Ipd during the on-period Tb and changes into a triangular wave shape, and the voltage Vr changes as shown in the figure (C
).

そのため、平滑コンデンサ(3a)はオン期間Tbに電
流Ifで充電されてエネルギが補われ、前記電力Pdが
補償される。
Therefore, the smoothing capacitor (3a) is charged with the current If during the on-period Tb, energy is compensated, and the power Pd is compensated.

すなわち、E2−Ex二Mとすると、前記ピーク値Ip
dは次の(2)式で示される。
That is, if E2-Ex2M, the peak value Ip
d is expressed by the following equation (2).

ソシテ、電流Ifの平均値) IaVとすると、平滑コ
ンデンサ(3b)から平滑コンデンサ(3a)に次の(
31式の電力Pjが移行する。
(average value of current If) IaV, then the following (
The power Pj of type 31 is transferred.

この(3)式の電力ytが前記電力Pdに等しくなって
端子間電圧EalとEbtとが等しくなり、電圧不平衡
が解消される。
The power yt in equation (3) becomes equal to the power Pd, and the inter-terminal voltages Eal and Ebt become equal, and the voltage imbalance is eliminated.

なお、Eaz)Ebtの電圧不平衡が生じたときは、ス
イッチングトランジスタ(5a)、(5a)のオン期間
Taに逆流阻止ダイオード(12a)がオンし、インバ
ー、−1一 基く帰還電流が平滑コンデンサ(3b)に注入されて電
圧不平衡が解消される。
In addition, when voltage unbalance of Eaz)Ebt occurs, the reverse current blocking diode (12a) is turned on during the on period Ta of the switching transistors (5a) and (5a), and the feedback current flowing through the inverter and -1 is transferred to the smoothing capacitor. (3b) to eliminate voltage imbalance.

そして、インバータトランス(6A)、(6B)は従来
のインバータトランス(6a)、(6b)に電流帰還巻
線(11a3)。
The inverter transformers (6A) and (6B) are conventional inverter transformers (6a) and (6b) with a current feedback winding (11a3).

(71b3) =i付加して形成され、インバータトラ
ンス(6a)、(6b)と価格、重量がほとんど変わら
ない。
(71b3)=i is added, and the price and weight are almost the same as inverter transformers (6a) and (6b).

しかも、誘起電圧Etが2次巻線出力の電圧より十分低
く、逆流阻止ダイオード(12a)、(12b)として
、比較的耐圧の低いダイオードを用いることができる。
Moreover, the induced voltage Et is sufficiently lower than the voltage of the secondary winding output, and diodes with relatively low breakdown voltage can be used as the reverse current blocking diodes (12a) and (12b).

そして、平滑コンデンサ(3a)、(3b)の電圧不平
衡がインバータトランス(6A)、(6B)の1次側で
解消され、従来のように2次側に大型、高価な平滑りア
クトルをコンバータ回路毎に設ける必要がなく、1個の
平滑りアクトル(9)を設けて安価、小型に形成するこ
とができる。
The voltage unbalance of the smoothing capacitors (3a) and (3b) is eliminated on the primary side of the inverter transformer (6A) and (6B), and unlike conventional converters, a large and expensive smoothing actuator is used on the secondary side. It is not necessary to provide each circuit, and by providing one flat sliding actuator (9), it can be formed inexpensively and compactly.

ところ′で前記実施例では出力電流の平滑にリアクトル
を用いたが、コンデンサを用いた場合にも適用すること
ができる。
By the way, in the above embodiment, a reactor was used to smooth the output current, but the present invention can also be applied to a case where a capacitor is used.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

本発明は、以上のよう番こ構成されているため、以下に
記載する効果を奏する。
Since the present invention is configured as described above, it produces the effects described below.

両コンバータ回路の入力側の直列接続された2個の平滑
コンデンサの電圧不平衡時、高圧側のコンバータ回路の
インバータトランスに付加された電流帰還巻線の誘起電
圧に基く電流を、この巻線に接続された逆流阻止ダイオ
ードを介して低圧側の平滑コンデンサに注入し、電圧不
平衡を解消したため、両コンバータ回路のインバータト
ランスの2次巻線側に従来のコンバータ回路毎の平滑り
アクトル等の高価、大型の平滑素子を設けることすく、
両平滑コンデンサの電圧平衡を図ることができる。
When the voltages of two smoothing capacitors connected in series on the input side of both converter circuits are unbalanced, a current based on the induced voltage in the current feedback winding added to the inverter transformer of the high voltage side converter circuit is transferred to this winding. The voltage is injected into the smoothing capacitor on the low voltage side through the connected reverse blocking diode to eliminate voltage unbalance. , it is possible to provide a large smoothing element,
It is possible to achieve voltage balance between both smoothing capacitors.

そして、両コンバータ回路に設けられたインバータトラ
ンスの2次巻数出力全整流した後、共通の1個の平滑り
アクトルで平滑することにより、出力電圧として従来の
2倍の電圧を取出すことができ、安価、小型な構成で従
来より高圧の直流出力を負荷に供給することができる。
Then, after fully rectifying the secondary winding output of the inverter transformer provided in both converter circuits, smoothing is performed using one common smoothing actor, it is possible to extract twice the conventional output voltage as the output voltage. It is possible to supply a higher voltage DC output to the load than before with an inexpensive and compact configuration.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図ないし第4図は本発明のスイッチング電源回路の
1実施例を示し、第1図は結線図、第2図(a)〜(d
)は電圧平衡時の動作説明用の波形図、第3図(a)〜
(C)及び第4図は重圧不平衡時の動作説明用の波形図
及び等価回路図、第5図は従来例の結線図、第6図(a
)〜(C)は第5図の動作説明用の波形図である。 (3a)、(3b)−・・平滑コンデンサ、(4a)、
(4b)−2石フォワードコンバータ回路、(6A)、
(6B) −インバイ−外ランス、(8a)、(8b)
−出力整流ダイオード、(9)−・平滑りアクトル、(
12a)、(12b)−・・逆流阻止ダイオード、(1
1a1)、(7Fbt) ・1次巻線、(/az)、(
/bz) ・=2次巻線、(4a3)、(11b3)−
電流帰還巻線。
1 to 4 show one embodiment of the switching power supply circuit of the present invention, FIG. 1 is a wiring diagram, and FIGS. 2(a) to (d)
) are waveform diagrams for explaining the operation at voltage balance, Figure 3 (a) ~
(C) and Fig. 4 are waveform diagrams and equivalent circuit diagrams for explaining the operation at unbalanced pressure, Fig. 5 is a wiring diagram of the conventional example, and Fig. 6 (a
) to (C) are waveform diagrams for explaining the operation of FIG. 5. (3a), (3b)--smoothing capacitor, (4a),
(4b) - 2-stone forward converter circuit, (6A),
(6B) -Inby-Outer Lance, (8a), (8b)
- Output rectifier diode, (9) - Smooth sliding actor, (
12a), (12b)--Reverse current blocking diode, (1
1a1), (7Fbt) ・Primary winding, (/az), (
/bz) ・=Secondary winding, (4a3), (11b3)-
Current feedback winding.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)直流電源に2個の平滑コンデンサを直列接続する
とともに、前記両平滑コンデンサに交互動作する同一構
成の2石フォワードコンバータ回路をそれぞれ接続し、
前記両コンバータ回路のインバータトランスの2次巻線
出力を整流、平滑して負荷に供給するスイッチング電源
回路において、前記両コンバータ回路の前記インバータ
トランスに電流帰還巻線をそれぞれ付加し、前記電流帰
還巻線と逆流阻止ダイオードとの直列回路を他方のコン
バータ回路の前記平滑コンデンサの両端間に接続し、前
記両平滑コンデンサの電圧不平衡時に高圧側の前記帰還
巻線の誘起電圧に基く電流を低圧側の前記平滑コンデン
サに注入して電圧平衡状態にするようにしたスイッチン
グ電源回路。
(1) Two smoothing capacitors are connected in series to a DC power supply, and a two-stone forward converter circuit of the same configuration that operates alternately is connected to each of the smoothing capacitors,
In the switching power supply circuit for rectifying and smoothing the secondary winding output of the inverter transformers of both the converter circuits and supplying the same to the load, a current feedback winding is added to the inverter transformers of the both converter circuits, and the current feedback winding is A series circuit of a line and a reverse current blocking diode is connected between both ends of the smoothing capacitor of the other converter circuit, and when the voltages of both smoothing capacitors are unbalanced, the current based on the induced voltage of the feedback winding on the high voltage side is transferred to the low voltage side. A switching power supply circuit in which voltage is injected into the smoothing capacitor to bring the voltage into a balanced state.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003026115A3 (en) * 2001-09-19 2003-12-31 Cooper Cameron Corp Dc converter
US7453170B2 (en) 2001-09-19 2008-11-18 Cameron International Corporation Universal energy supply system
US7576447B2 (en) 2000-10-30 2009-08-18 Cameron International Corporation Control and supply system
US7615893B2 (en) 2000-05-11 2009-11-10 Cameron International Corporation Electric control and supply system
JP2016208756A (en) * 2015-04-27 2016-12-08 京都電機器株式会社 Switching power supply

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62201061A (en) * 1986-02-26 1987-09-04 Fuji Electric Co Ltd DC-DC converter series operation circuit
JPH02206362A (en) * 1989-01-31 1990-08-16 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Switching mode-type power converter apparatus

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62201061A (en) * 1986-02-26 1987-09-04 Fuji Electric Co Ltd DC-DC converter series operation circuit
JPH02206362A (en) * 1989-01-31 1990-08-16 Shindengen Electric Mfg Co Ltd Switching mode-type power converter apparatus

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7615893B2 (en) 2000-05-11 2009-11-10 Cameron International Corporation Electric control and supply system
US7576447B2 (en) 2000-10-30 2009-08-18 Cameron International Corporation Control and supply system
WO2003026115A3 (en) * 2001-09-19 2003-12-31 Cooper Cameron Corp Dc converter
GB2398189A (en) * 2001-09-19 2004-08-11 Cooper Cameron Corp DC converter
GB2398189B (en) * 2001-09-19 2006-07-26 Cooper Cameron Corp DC converter
US7433214B2 (en) 2001-09-19 2008-10-07 Cameron International Corporation DC converter
US7453170B2 (en) 2001-09-19 2008-11-18 Cameron International Corporation Universal energy supply system
JP2016208756A (en) * 2015-04-27 2016-12-08 京都電機器株式会社 Switching power supply

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