JPH03139873A

JPH03139873A - 温度検出回路

Info

Publication number: JPH03139873A
Application number: JP27892489A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Akashi; 明石　洋一
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1989-10-25
Filing date: 1989-10-25
Publication date: 1991-06-14

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

（産業上の利用分野）本発明は、周囲温度に対して＾安定であることが要求さ
れる同一半導体基板上に集積された電子機器の′６Ａｒ
！１補償方法に関し、特に、周囲温度を検出し、ディジ
タル化した値を使い温度補償を行うシステムの温度検出
回路に関する〔従来の技術〕従来、この種の温度検出回路は、半導体装置の外部に接
続されたサーミスタや、半導体基板内に集積されたダイ
オードに定電流を流して発生した電圧の温度変化をアナ
ログ／ディジタル変換器によりディジタル化していた。〔発明が解決しようとする課題〕上述した従来の湿度検出回路を金属−酸化膜一半導体く
以下ＭＯ８と記す）’ＩＩ造ブ［１セスで実現する場合
、以下の欠点がある。第１に、サーミスタを半導体基板上に集積する１ｍプロ
セスが存在しない。第２に、ダイオードに定電流を流して発生する電圧の湿
度係数が約２ＩＩｖ／℃とΔくさく、例えば−４０〜８
５℃の温度変化に対し２５０ｍｖＬか変化しないため、
アナログ／ディジタル変換器の分解能限界から５ビット
精度しか得られず、温度補償を行うためには、精度が不
十分である。第３に、ダイオードとしては、バイポーラ・トランジス
タのベース、コレクタ端子を短絡したときの、ベース・
エミッタ間の電圧を使用し、アナログ／ディジタル変換
器のフルスケール電圧を得るため、複数のバイポーラ・
トランジスタを直列接続する方法が実現されているが、
ＭＯ８製造プロセスでは、複数段のバイポーラ・トラン
ジスタを設けることは、製造プロセスが複雑化、長期化
し、製造コストが上ることを意味する。第４に、ＭＯ３製造プロセスでダイオードを作る場合、
例えば、Ｎ型半導体基板上に島状のＰ型頭域（Ｐウェル
）を設け、該Ｐウェルの中に再びＮ型領域を設け、ダイ
オードとする。しかし、Ｐウェルは通常、低電位に接続
されるのであり、複数のバイポーラ・トランジスタを直
列接続した様にダイオードを直列接続すると、ＭＯ８製
造プロセスに特有のラッチアップ現象を引き起こし、半
導体装置の破壊につながるため、この方法は採用できな
い。以上述べた様に、ＭＯ３半導体基板上に温度検出回路を
集積する上での問題点は、温度検出手段をいかに安価に
実現するかということである。本発明の目的は、通常の製造ブ［１セスで安価に製造で
きる温度検出回路を提供することである。〔課題を解決するための手段〕本発明の′ｌＡ度検出回路は、温度検出手段が、定電流
源と、定電流源の出力端子に直列接続された少なくとも
１段の、ドレイン端子とゲート端子が互いに接続された
電界効果トランジスタの組を、少なくとも１組有してい
る。〔作用〕０ＭＯ３の中にバイポーラ・トランジスタのプロセスが
ないため、温度検出手段を安価に実現できる。〔実施例）次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。第１図は温度検出回路の一般的な構成を示す図である。温度検出手段１の周囲Ｓ度により出力電圧が変化する出
力端子は、アナログ／ディジタル変換器３のアナログ入
力端子に接続されている。定電圧発生回路２の出力端子
は、アナログ／ディジタル変換器３の基準電圧入力端子
に接続されている。アナログ／ディジタル変換器３は、温度検出手段１の出
力電圧を、定電圧発生回路２の出力電圧を１１としてア
ナログ／ディジタル変換したＮビットのディジタル値を
出力する。第２図は本発明の一実施例の具体的回路の回路図である
。ここには、温度検出回路の内、温度検出手段１と定電圧
発生回路２のみを示す。定電流源３２の一端は接地され
、他端は、Ｐ型ＭＯ３電界効果トランジスタ３１のドレ
イン・ゲート接続点に接続されている。Ｐ型ＭＯ８Ｎ界
効果トランジスタ３１のソースは十電源端子に接続され
ている。温度検出手段１を構成するＰ型ＭＯ８電界効果
トランジスタ１１は、ソースが十電源端子に、ゲートが
Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジスタ３１のドレイン・ゲー
ト接続点に、ドレインが出力端子１３に接続され、ｍ段
直列に接続されたＮ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１２
１〜１２ｍは、１段目のトランジスタ１２１のドレイン
・ゲート接続点が出力端子１３とＰ型ＭＯ８電界効果ト
ランジスタ１１のドレインとに接続され、そのソースは
、２段目のトランジスタ１２２のドレイン・ゲート接続
点に接続されている。以下同様に、各段のトランジスタ
は、そのドレイン・ゲート接続点は、前段のトランジス
タのソースに、そのソースは、次段のトランジスタのド
レイン・ゲート接続点に接続されている。最後のｍ段目
のトランジスタ１２ｍは、ドレイン・ゲート接続点は前
段のトランジスタ１２ｍ−＋のソースに接続され、トラ
ンジスタ１２ｍのソースは接地されている。次に、定電圧発生回路２を構成するＰ型ＭＯ８電界効果
トランジスタ２１．２４は、ソースが十電＃１端子に、
ゲートがＰ型ＭＯ８電界効果トランジスタ３１のドレイ
ン・ゲート接続点に接続され、トランジスタ２１のドレ
インは出力端子２３と抵抗２２に接続され、トランジス
タ２４のドレインは出力端子２６と抵抗２５に接続され
、抵抗２２゜２５の他端は接地されている。第３図はＭＯ３電界効果トランジスタのドレイン・ゲー
トを互いに接続した場合のゲート・ソース電圧対ドレイ
ン電流の特性の温度変化を示すグラフである。トランジ
スタのしきい値電圧（以下Ｖ　Ｔと記す）を超える電圧
をゲート・ソース間に印加すると、ドレイン電流（以下
１　ｏｓと記す）が流れ始める。電流が微小な領域Ａで
は、ＶＴの温度特性が支配的である。ゲート・ソース電
圧（以下Ｖｃｓと記す）をさらに上げると、トランジス
タの電流供給能力を示すパラメータである移動度の温度
特性とＶＴの温度特性が互いに打消し合う領域Ｂが存在
し、それ以上のＶｃｓを印加すると、移動度の温度特性
が支配的な領域りとなる。第２図の温度検出手段１においてゲートとドレインが互
いに接続されたＮ型ＭＯ３電界効果トランジスタ１２１
〜１２ｍは、定電流源のＰ型ＭＯ８電界効果トランジス
タ１１の流す電流値により、その室温（２５℃）での出
力電圧と、その温度係数が変化する。電流が微小な領域
（第３図Ａ）では、端子１３に表われる出力電圧の温度
係数は、はぼＶＴの温度係数と等しく、Ｎ型ＭＯ８電界
効果トランジスタ１段当り−２ｍｖ　／　”Ｃ程度とな
る。Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１１の流す電流値を増
やし、移動度の温度特性とＶＴの温度特性が互いに打消
し合う領域（第３図Ｂ）では、端子１３に表われる出力
電圧の温度係数はＯとなる。Ｐ　’（２Ｍ　ＯＳ電界効果トランジスタ１１の流す電
流をさらに増やすと（第３図Ｄ）、端子１３に表われる
出力電圧の温度係数は反転し、２１１Ｖ　／　’Ｃ程度
とすることも可能である。しかし２ｖＪ／’Ｃの温度係
数を実現する場合、端子１３に表われる出力電圧は室温
でＮ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１段当り約３ｖとな
るため複数段の直列接続は電源電圧の制約のため困難で
ある。また、温度検出手段１の機能として、温度特性は
できるかぎり大きい方が次段に接続されるアナログ／デ
ジタル変換器３０分解能に対する要求をゆるくすること
が可能となる。したがって、Ｎ型ＭＯ８電界効果トラン
ジスタ１２１〜１２ｍに流す電流は、微小に抑さえ（第
３図へ領域）、温度係数の絶対値が最大となるように設
定しなければならない。さらに、Ｎ型ＭＯ８電界効果トランジスタの１段当たり
のドレイン・ソース電圧は概略ＶＴであり、その温１σ
特性は−２＋ＩＶ　／　”Ｃである。これをｍ段重ねる
ことにり、−２Ｘ　ｍ　（ａｖ／　”Ｃ）の温度係数が
（９られる。電源電圧を５ｖとすると、Ｎ型ＭＯ８電界
効果トランジスタを４段直列接続しても、十分な電圧マ
ージンがあるため、Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１
１は順相領域で動作し、定電流性を保障することができ
、端子１３の出力電圧は−８ｍｖ　／　”Ｃの温度係数
を持つ。このとき、出力電圧は、ＶＴを０．７ｖとすると、周囲
温度−４０〜８５℃において、端子１３の出力電圧は２
．８ｖ±０．５■の範囲となる。したがって、定電圧発
生回路２は、アブログ／ディジタル変換器３の基準電圧
として３．３ｖを端子２３に出力しなければならない。しかし、アナログ／ディジタル変換器３の分解能を８ビ
ツトとしても、アナログ入力電圧馳囲がＯ〜３．３■の
とき、量子化のきざみ（１ＬＳ［３）は約１３ｍｖとな
る。周囲温度が−４０−８５℃まで変化してもアナグ入
力電圧は１■しか変化しないため、７７通りに量子化さ
れるにすぎず、分解能は６ビツト相当にすぎない。この
ため、定電圧発生回路２において、高電圧側の基ｒＩ！
電圧として３．３Ｖ、低電圧側の基準電圧として２．３
■を出力し、両雄準電圧の差をアナログ／ディジタル変
換器３のアナ

【１グ入力電圧範囲（２，３Ｖ〜３．３Ｖ
ｌとすることにより、アナログ／ディジタル変換器３の
性能を最大限に使うことが可能となる。第２図の定電圧発生回路２において、Ｐ型ＭＯ８ｆｆ界
効果トランジスタ２１．２４の寸法を等しくすると、抵
抗２２．２５に流れる電流は等しい。したがって、抵抗２２の抵抗値を、端子２３の出力電圧
が３．３■となるように、また、抵抗２５の抵抗値を端
子２６の出力電圧が２．３■となるように設計すること
ができる。さらに、半導体製造プロセスのばらつきによ
りＩｒ！１検出手段１の出力電圧が変化するが、抵抗２
２．２５は、レーザーやヒユーズによりトリミングする
ことで、製造プロセスのばらつきを吸収することができ
る。第４図は本発明の第２の実施例の具体的回路である。温度検出回路の内、温度検出手段１と、定電圧発生回路
２のみを示す。温度検出手段１は、Ｐ型ＭＯ８’Ｊｔｉｉ界効果トラン
ジスタ１１と１４のソースは十電源端子に、ゲートがＰ
型ＭＯ３電界効果トランジスタ３１のドレイン・ゲート
接続点に接続されている。Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジ
スタ１１のドレインは４段直列接続されたＮ型ＭＯ８電
界効果トランジスタの１段目のトランジスタ１２１のト
レイン・ゲート接続点に接続されている。以下、トラン
ジスタ１２１のソースがトランジスタ１２２のドレイン
・ゲート接続点に、トランジスタ１２２のソースはトラ
ンジスタ１２３のドレイン・ゲート接続点に、トランジ
スタ１２３のソースはトランジスタ１２４のドレイン・
ゲート接続点に接続され、トランジスタ１２４のソース
は接地されている。Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１
４のドレインは、２段直列接続されたＮ型ＭＯ８電圧効
果トランジスタ１５１．１５２の１段目のトランジスタ
１５１のドレイン・ゲート接続点に、トランジスタ１５
１のソースは２段目のトランジスタ１５２のドレイン・
ゲート接続点に接続され、トランジスタ１５２のソース
は接地されている。トランジスタ１１および１２１のド
レイン接続点ａは抵抗Ｒ１を介して演算増幅！Ｓ１６の
反転入力に、トランジスタ１４および１５のドレイン接
続点すは抵抗Ｒ２を介して演算増幅器１６の非反転入力
に接続されている。また、演算増幅器１６の非反転入力
は抵抗Ｒ４を介して接地され、反転入力は抵抗Ｒ３を介
して演算増幅器１６の出力端子と端子１３に接続されて
いる。Ｐ型ＭＯ８電圧効果トランジスタ１１は微小電流、例え
ば１μＡを流すように設定する（第３図８領域）。トラ
ンジスタ１１および１２１のドレイン接続点ａの電圧は
、ＶＴを０．７　ｖとすると周囲温度−４０〜８５℃の
範囲において、２．８ｖ±０．５ｖの範囲となる。Ｐ型
ＭＯ８電界効果トランジスタ１４は、Ｎ型ＭＯ３ｍ界効
果トランジスタ１５１．１５２の移動度の温度特性と、
ＶＴの温度特性が互いに打消し合う領域よりわずかに大
きな電流を流す様に設定する（第３図Ｃ領域）。このと
ぎトランジスタ１５１，１５２の１段当たりのドレイン
・ソース電圧は２ＸＶＴより大きくなり、その温度特性
はわずかに正の温度係数を持つ。したがって、Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１４のｆ
ｆ１ｌ値とＮ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１５１　　
１５２の寸法を適当に選ぶことにより、トランジスタ１
４および１５１のドレイン接続点すの電圧を、周囲温度
−４０〜８５℃において３．４ｖ±０．７■とすること
ができる。演算増幅器１６および抵抗Ｒ１〜Ｒ４は減算
回路を構成する。ｒｆｃＲを２Ｒ１＝　２Ｒ２−Ｒ３＝＝Ｒ４と設定スル
ト、端７１３には、接続点すと接続点ａの差電圧の２倍
の電圧が出力される。定電圧発生回路２を構成するＰ型ＭＯ８電界効果トラン
ジスタ２１は、ソースが十電源端子に、ゲートがＰ型Ｍ
Ｏ８電界効果トランジスタ３１のドレイン・ゲート接続
点に接続されている。Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジスタ
２１のドレインは２段直列接続されたＮ型ＭＯ８電界効
果トランジスタ２７１のドレイン・ゲート接続点に、ト
ランジスタ２７１のソースはトランジスタ２７２のドレ
イン・ゲート接続点に接続され、トランジスタ２７２の
ソースは接地されている。Ｐ型ＭＯ３電界効果トランジ
スタ２１は、Ｎ型ＭＯ８電界効果トランジスタ２７１．
２７２が、移動度の温度特性と、ＶＴの温度特性が互い
に打消し合う領域（第３図８領域）となるようにＩｆ流
を設定する。このとき、トランジスタ２７１．２７２の１段当たりの
ドレイン・ソース電圧は約２・ＶＴとなり、温度特性は
０となる。したがって、トランジスタ２１．２７１のド
レイン接続点から引き出した出力端子２３には約２．８
ｖの電圧が一４０〜８５℃の範囲一て安定に出力される
。温度検出回路１と定電圧発生回路２は、同一のブ［］セ
スで作られるＰ型ＭＯ８電界効果トランジスタ１１．１
４．２１により定電流を流すため、相対誤差を無視でき
るほどに抑えることができる。また、同一・のプロセス
で作られるＮ型ＭＯ３電界効果トランジスタ１２１〜１
２４．１５１１５２．２７ｔ　、２７２に定電流を流し
、電圧を発生させるため、製造プロセスによるばらつき
は相対誤差のみとなり、トリミングｈゞ不要となる。第５図は第２の実施例の出力電圧の温度特性を示す図で
ある。接続点ａの電圧をａ、接続点すの電圧をす、端子
１３の電圧をＣ９端子２３の電圧をｄで示す。温度検出
手段１の出力電圧は０〜２．４ｖ程度となり、アナログ
／ディジタル変換器３のＭｌ電圧は高電圧側のみで良い
ため、定電圧発生回路２の出力端子は１つのみとするこ
とができる。以上述べたように、Ｎ型ＭＯ８電界効果トランジスタに
流す電流を微小領域、温度係数を打消す領域（第３図Ａ
、Ｂ）に設定することにより、製造プロセスのばらつき
に対して高安定な温度検出回路を実現できる。〔発明の効果〕以上説明したように本発明は、温度検出手段として、定
電流源と、定電流源の出力端子に直列接続された少なく
とも１段の、ドレイン端子とゲート端子が互いに接続さ
れた電界効果トランジスタの組を、少なくとも１組持つ
ことにより、通常のＭＯ８製造ブ【】セスで安価に、高
安定に実現できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は温度検出回路の一般的な構成図、第２図は、本
発明の第１の実施例の温度検出回路の回路図、第３図は
ＭＯ８電界効果トランジスタの電圧電流特性図、第４図
は本発明の第２の実施例の温度検出回路の回路図、第５
図は第２の実施例の出力電圧の温度特性図である。１・・・温度検出手段、２・・・定電圧発生回路、３・
・・Ｎビットアブログ／ディジタル変換器、１１゜１４
．２１．２４．３１・・・Ｐ型ＭＯ８電界効果トランジ
スタ、１２１〜１２ａ、１５１，１５２゜２７１．２７
２・・・Ｎ型ＭＯ８電界効果トランジスタ、１３．２３
．２６・・・出力端子、２２．２５゜Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３
，Ｒ４・・・抵抗、１６・・・演算増幅器、３２・・・
定電流源。

Claims

【特許請求の範囲】１、半導体基板上に集積された温度検出手段と、定電圧
発生回路と、温度検出手段の出力端子がアナログ入力端
子に、定電圧発生回路の出力端子が基準電圧端子に接続
されたアナログ／ディジタル変換器を有し、前記温度検
出手段の出力電圧アナログ／ディジタル変換したディジ
タル値を出力する温度検出回路において、前記温度検出手段は、定電流源と、定電流源の出力端子
に直列接続された少なくとも１段の、ドレイン端子とゲ
ート端子が互いに接続された電界効果トランジスタの組
を、少なくとも１組持つことを特徴とする温度検出回路
。