JPH0298344A

JPH0298344A - 超音波診断装置

Info

Publication number: JPH0298344A
Application number: JP63251251A
Authority: JP
Inventors: Kinya Takamizawa; 高見沢　欣也; Makoto Hirama; 信平間; Hironobu Hongo; 宏信本郷
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1988-10-05
Filing date: 1988-10-05
Publication date: 1990-04-10
Anticipated expiration: 2009-03-02
Also published as: EP0362820A3; EP0362820B1; EP0362820A2; DE68912866D1; JPH0614934B2; US5050611A; DE68912866T2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の■的コ（産業上の利用分野）本発明は、超音波送受信における断層像モード走査（Ｂ
モード走査）とドプラモード走査（Ｄモード走査）とを
行うことができ且つチャンネル毎の受信信号をディジタ
ル化した後に前記走査毎の信号処理を行い、Ｂモード走
査により断層像。

Ｄモード走査により血流データや２次元血流像（カラー
・フロー・マツピング１ｍ　；　ＣＦ　Ｍ像）等を得、
それぞれ表示に供するようにした超音波診断装置に係り
、特に、受信系をディジタル化した場合に好適とし得る
超音波診断装置に関する。

（従来の技術）超音波診断は、媒質や移動物体に対する超音波の反射率
、減衰率、ドプラ偏移等の反映された情報を、単一振動
子からなるシングルプローブや微小振動子を多数配列し
てなるアレイプローブを用いて無侵襲で得るものであり
、近時に至っては、操作が容易であることやリアルタイ
ム性があること等の利点からアレイプローブを用いる電
子走査型超音波診断装置が多用されている。

以下、この種、従来の超音波診断装置を、Ｂモード走査
とＤモード走査とを行うことができる電子走査型超音波
診断装置を示す第６図を参照して説明する。

すなわち、基本構成としては、アレイプローブ１と、送
信系２と、受信系３と、Ｂモード処理系４と、Ｄモード
処理系５と、映像系６とからなる。

アレイプローブ１は、ｎ個の振動子１−１．　１−２・
・・１−１１を並設してなり（ｎチャンネル）、例えば
セクタ走査にて動作される。すなわち、ｎ個の振動子１
−１．　１−２・・・１−ｎは、それぞれ送信系２によ
り励振駆動され、図示しない生体内に超音波ビームを受
波し、その反射波を間じ振動子で受波し、それぞれエコ
ー受信信号として受信系３に送る。

送信系２は、パルス発生器２Ａと、送信遅延回路２Ｂ　
（２Ｂ−１，２Ｂ−２・・・２Ｂ−ｎ）と、パルサ２Ｃ
（２Ｃ−１，２Ｃ−２・・・２Ｃ−ｎ）とからなる。パ
ルス発生器２Ａは、超音波送受信のタイミングを決定す
るレートパルス（ａ返しパルス）を、送信遅延回路２Ｂ
　（２Ｂ−１，２Ｂ−２−２８−ｎ）に与える。送信遅
延回路２Ｂ　（２Ｂ−１，２Ｂ−２−２８−ｎ）は、送
信フォーカスの設定やセクタ走査におけるビーム振り角
の設定のために励振タイミングを振動子毎に変えるつま
り送信遅延制御を行う。パルサ２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−
２−２Ｃ−ｎ）は、送信遅延回路２　Ｂ　（２Ｂ−１，
２Ｂ−２−・・２　Ｂ−ｎ）からの送信遅延制御信号に
基づき振動子１−１．　１−２・・・１−ｎに対して高
電圧を与え、送信駆動する。

受信系３は、可変利得型のプリアンプ３Ａ（３Ａ−１，
３Ａ−２−３Ａ−ｎ）と、受信遅延回路３　Ｂ　（３Ｂ
−１，３Ｂ−２−３８−ｎ）と、加算器３Ｃとからなる
。プリアンプ３Ａ　（３Ａ−１，３Ａ−２・・・３Ａ−
ｎ）は、アレイプローブ１の振動子１−１゜１−２・・
・１−ｎからエコー信号を受け、これを後段の信号処理
に適合するレベルまで増幅する。受信遅延回路３Ｂ　（
３Ｂ−１，３Ｂ−２・・・３Ｂ−ｎ）は、プリアンプ３
　Ａ　（３Ａ−１，３Ａ−２＝・３　Ａ−ｎ）を通った
エコー信号（アナログ信号）に対し、送信フォカスやセ
クタ走査におけるビーム振り角に応じて遅延を施す。加
算器３Ｃは、受信遅延回路３Ｂ（３Ｂ−１，３Ｂ−２−
３８−ｎ）を通った振動子毎のエコー信号をアナログ加
算し、この加算出力はＢモード処理系４又はＤモード処
理系５に！ｊえられる。

Ｂモード処理系４は、対数増幅器４Ａと、包路線検波回
路４Ｂと、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）
４Ｃとからなる。対数増幅器４Ａは、エコー加算出力の
信号振幅を対数変換する。

包路線検波回路４Ｂは、対数増幅器４への出力の包絡線
を検出する。アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ
）４Ｃは、包絡線検波回路４Ｂからの包絡線出力（アナ
ログ信号）をディジタル信号に変換し、映像系６に与え
る。

Ｄモード処理系５は、位相検波回路５Ａａ。

５Ａｂと、発振器５Ｂと、π／２移相器５Ｃと、ロー争
パス・フィルタ（Ｌ−Ｐ　−Ｆ）５Ｄａ。

５Ｄｂと、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）
５Ｅａ、５Ｅｂと、ＭＴＩフィルタ５Ｆａ。

５Ｆｂと、血流データを算出するためのＦＦＴ演算部や
ＣＦＭ像を算出するための相関演算部等を有する演算回
路５Ｇとからなる。位相検波回路５Ａａ、５Ａｂは、エ
コー加算出力に対し、発振器５Ｂとπ／２移相器５Ｃと
から得られる送信における超音波信号の周波数とほぼ同
じ周波数を有するπ／２位相の異なる２つの参照信号を
ミキシングすることにより、実数部、虚数部の直交位相
検波出力を得る。

ロー・パス・フィルタ（Ｌ　中Ｐ　１１Ｆ）５Ｄａ。

５Ｄｂは、位相検波出力の中から低周波数成分のみを抽
出してドプラ偏移を受けた成分のみを得る。アナログ／
ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）５Ｅａ、５Ｅｂは、ロ
ー・パス・フィルタ（Ｌ・Ｐ−Ｆ）５Ｄａ、５Ｄｂから
のドプラ偏移信号をディジタル信号化する。ＭＴＩフィ
ルタ５Ｆａ。

５Ｆｂは、ディジタル化したドプラ偏移信号に含まれて
いる心臓や血管の壁の動きに伴うクラッタ成分を除去す
る。演算回路５Ｇは、血流の平均速度１分散等の血流デ
ータをＦＦＴ演算部により周波数解析することにより算
出し、また、血流の速度、方向及びその位置を相関演算
部により自己相関方式等により算出し、カラー処理して
ＣＦ’ＭＩ象データを得る。

映像系６は、超音波スキャンをＴＶスキャンに変換する
ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）の主要部
をなす画像メモリ６Ａと、ＴＶモニタ６Ｂからなる。画
像メモリ６ＡはＴＶ画面の１フレームにｔ１当する記憶
領域が設定されており、この領域には上記Ｂモード処理
系４からの断層像データ（白黒）と、Ｄモード処理系５
からのＣＦＭ像データ（カラー）が、１超音波ラスク毎
に重畳して書込まれ、１フレームを構成したときには、
断層１象にＣＦＭ像が重畳された画像又は断層像と血流
データ（数値）とが現われている画像が得られ、ＴＶモ
ニタ６Ｂにて標鵡Ｔｖフォーマットにて表示が行なイ〕
れる。なお、図示しないコントローラにより各県及び系
毎の要素は制御される。

以上の構成の下で、次のように動作する。先ず、オペレ
ータの所望により例えばセクタ走査であって、ある深さ
にフォーカス（１段フォーカス）を設定し、これを送受
信共に行い、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示する診断条
件を設定したとする。

この条件設定の後に、コントローラからの指令により第
７図のタイミング図に示す動作が起動される。すなわち
、パルス発生器２Ａからレートパルスが出力され、５つ
のパルスで１つの超音波ラスタが形成される。

１つ１］のパルスでは、上述のフォーカス条件と最初の
ビーム振り角とを反映した送信遅延データが送信遅延回
路２　Ｂ　（２Ｂ−１，２Ｂ−２−２８−ｎ）に与えら
れ、送信遅延回路２Ｂ　（２Ｂ−１，２Ｂ−２・・・２
Ｂ−ｎ）は上記の送信遅延に基づきパルサ２Ｃ（２Ｃ−
１，２Ｃ−２・・・２Ｃ−ロ）をそれぞれ駆動する。

これによりアレイプローブ１からは、１段フォーカスの
条件であって、あるビーム振り角で超音波ビームが図示
しない生体に送波される。この送波に伴う反射波は、ア
レイプローブ１．プリアンプ３　Ａ　（３Ａ−１，３Ａ
−２−３Ａ−ｎ）を通って送信遅延とほぼ同じ遅延時間
を持つ受信遅延回路３Ｂ（３Ｂ−１，３Ｂ−２−３８−
ｎ）に入り、ここで受信遅延がなされた後に加算器３Ｃ
にてエコー加算信号が得られる。このエコー加算信号は
、Ｂモーｒ：処理系４にて対数増幅、包絡線検波がなさ
れ、ディジタル化された後に映像系６の画像メモリ６Ａ
に１つの超音波ラスク上の断層像データとして記録され
る。

２つ目のパルスでは、上記Ｂモード走査と同じくフォー
カス条件とビーム振り角とを反映した送信遅延データが
送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１゜２Ｂ−２・・・２Ｂ−ｎ
）に与えられ、送信遅延回路２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２
・２　Ｂ−ｎ）は上記の送信遅延に基づきパルサ２　Ｃ
（２Ｃ−１，’２　Ｃ−２・２　Ｃ−ｎ）をそれぞれ駆
動することにより、アレイプローブ１からは１段フォー
カス条件であり１１つあるビーム振り角で超音波ビーム
が図示しない生体に送波される。この送波に伴う反射波
は、アレイプローブ１、プリアンプ３　Ａ　（３Ａ−１
，３Ａ−２−３Ａ−ｎ）を通って送信遅延とほぼ同じ遅
延時間を持つ受信遅延回路３　Ｂ　（３Ｂ−１，３Ｂ−
２−３８−ｎ）に入り、ここで受信遅延がなされた後に
加算器３Ｃにてエコー加算信号が得られる。このエコー
加算信号ハ、Ｄモード処理系５にて直交位相検波されて
実数部。

虚数部の２つの検波出力が得られ、この２つの検波出力
に対してロー−パス・フィルタ処理がなされドプラ偏移
信号が抽出された後、ディジタル化され、ＭＴ！フィル
タ処理によりクラッタ成分を除去して演算回路５Ｇにス
トアする。

以上の動作を、３つのパルス、４つのパルス。

５つのパルスについて繰返すことにより、演算回路５Ｇ
内には同一位置における４つのドプラ偏移データが得ら
れ、この４つのデータによりあるビーム振り角下の位置
におけるＣＦＭ像データが算出される。このＣＦ　Ｍ像
データは映像系６の画像メモリ６Ａに送られ、先にスト
アされている断層像データ共に１つの超音波ラスク上の
重畳画像データが生成される。

なお、第７図の動作では、Ｂモード走査による１つの受
信信号のみをＢモード処理系に導入し、断層像データを
生成するために用い、且っＤモード走査による４つの受
信信号のみをＤモード処理系に導入し、ＣＦＭ（象等の
血流情報データを生成するために用いるものとなってい
るが、この他に、Ｂモード走査による受信信号を血流情
報データを生成するために用いたり、Ｄモード走査によ
る受信信号を断層像データを生成するために用いたりす
る動作がある。

以上の動作を、セクタスキャンにおけるビーム振り角を
所定角度づつずらしながら、１フレーム分繰返すことに
より、画像メモリ６Ａ上には断層像とＣＦＭ像との重畳
画像が作られ、これはＴＶモニタ６Ｂにて表示がなされ
る。

以上のように第６図に示す構成の超音波診断装置によれ
ば、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示することができ、断
層像により診断部位の形態的情報を把握することができ
る上、血流の方向、速度等を２次元的にしかも視角的に
識別が容易なカラー画像にて把握することができるよう
になる。

ここで、フォーカスを設定した位置（方位方向の位置）
は、他の部位よりも方位分解能が高い画像となっている
が、この分解能の向上はフォーカスの精度に依存し、さ
らには送受信における遅延時間の精度に依存している。

ここで、遅延時間について考察すると、まず、遅延素子
として、送信遅延回路では、送信における振動子を駆動
するパルスのタイミングを決定するだけでよいので、比
較的簡単なディジタル回路にて実現できる。・これに対
して、受信遅延回路では、受信信号をそのまま受信遅延
するものであるため、アナログ遅延線が必要であり、一
般には、ＬＣ遅延線が用いられている。

一方、要求される遅延時間の最大値は、５μｓｅｃ以上
であり、そして、超音波ビームのサイドローブの発生を
抑制する等の観点から、量子化される遅延時間の粘度は
受信信号の周波数の１／１０以下であることが望ましい
が、ＬＣ遅延線では、この要求に応じきれないものであ
った。

そこで、受信遅延にあって、ＬＣ遅延線を用いるアナロ
グ遅延回路に代えてディジタル遅延回路を用いることが
考えられている。しかし乍、ディジタル遅延回路により
受信遅延を行うには、極めて大きなビット数を持つＡ／
Ｄ変換器を必要とする問題点がある。以下、この問題点
を、第８図に示すディジタル受信方式超音波診断装置を
参照して説明する。

先ず、装置構成について説明する。装置のＵ本構成は、
第６図のものと同じアレイプローブ１と、第６図のもの
と同じ送信系２と、ディジタル受信系７と、Ｂモード処
理系８と、Ｄモード処理系９と、第６図のものと同じ映
１象系６とからなる。以下、異なる系について説明する
。

ディジタル受信系７は、プリアンプ７Ａ（７Ａ−１，７
Ａ−２−＝７Ａ−ｎ）と、アナログ／ディジタル変換器
（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ　（７Ｂ−１゜７Ｂ−２・・・７Ｂ
−ｎ）と、受信遅延回路をなすシフトレジスタ７　Ｃ（
７Ｃ−１，７Ｃ−２−７Ｃ−ｎ）と、加算器７Ｄとから
なる。プリアンプ７Ａ（７Ａ−１゜７Ａ−２・・・７　
Ａ−ｎ）は、アレイプローブ１の振動子１−１．１−２
・・・１−１１からエコー信号を受け、これを後段の信
号処理に適合するレベルまで増幅する。

アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７　Ｂ　（
７Ｂ−１，７Ｂ−２−７８−ｎ）は、プリアンプ出力を
ディジタル信号化する。受信遅延回路をなすシフトレジ
スタ７　Ｃ（７Ｃ−１，７Ｃ−２・７　Ｃ−ｎ）は、ア
ナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ　（７Ｂ
−１，７Ｂ−２・・・７Ｂ−口）からのチャンネル毎の
出力を一時保持し、その出力に際しては送信遅延制御に
対応させ、送信フォーカスやセクタ走査におけるビーム
振り角に応じた遅延時間にｔ目当する読出しタイミング
で読出し制御を行ない、実質的な受信遅延制御を行う。

加算器７Ｄは、遅延制御後の各チャンネルのエコー信号
をディジタル加算し、この加算出力はＢモード処理系８
又はＤモード処理系９に与えられる。

Ｂモード処理系８は、絶対値回路及びロー・パス・フィ
ルタからなる包路線検出回路８Ａと、ＲＯＭ　（リード
オンリーメモリ）等からなる対数変換テーブル８Ｂとか
らなる。包路線検出回路８Ａは、エコー加算出力の包路
線を検出する。対数変換テーブル８Ｂは包路線検出信号
の振幅を対数変換して、映像系６の画像メモリ６Ａにス
トアする。

Ｄモード処理系９は、ディジタル方式で直交位相検波を
実現するりサンプル回路９Ａａ、９Ａｂと、クラッタ成
分除去のためのＭＴＩフィルタ９Ｂａ、９Ｂｂと、血流
データを算出するためのＦＦＴ演算部やＣＦ　Ｍ　ｔｓ
を算出するための相関演算部等を有する演算回路９Ｃと
からなる。リサンプル回路９Ａａ、９Ａｂは、エコー加
算出力に対し、π／２位相の異なる２つのサンプリング
パルスによって２つの直交位相検波出力を得る。

ＭＴＩフィルタ９Ｂａ、９Ｂｂは、２つの直交位相検波
出力中のドプラ１−秒信号に含まれている心臓や血管の
壁の動きに１′１′うクラッタ成分を除去する。演算回
路９Ｃは、血流の平均速度１分散等の血流データをＦＦ
Ｔ演算部により周波数解析することにより算出して画像
メモリ６Ａにストアし、また、血流の速度、方向及びそ
の位置を相関演算部により自己相関方式等により算出し
、カラー処理してＣＦ　Ｍ　Ｉ’ｆｆデータを得る、こ
れを画像メモリ６Ａにストアする。

以上の構成の下で、第６図の構成と同じように動作する
が、受信遅延制御はシフトレジスタ７Ｃ（７Ｃ−１，７
Ｃ−２＝・７　Ｃ−ｎ）の読出し制御であり、また、Ｂ
モード処理及びＤモード処理は全てディジタル処理にて
行なわれる。

ここで、ドプラ信号は断層像信号の信号強度よりも一般
に４０ｄＢ〜８０ｄＢ以下であることが知られている。

従って、断層像信号を飽和させることなく、ドプラ信号
を十分な感度でｉするために、受信系７の各チャンネル
のアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂ　（
７Ｂ−１，７Ｂ−２・・・７Ｂ−ｎ）としては、１４ビ
ット以上の分解能を持つものを必要とする。

（発明が解決しようとする課題）このように従来の技術において、断層像モード走査とド
プラモード走査とを、ディジタル遅延方式にて実施する
には、受信系の各チャンネル毎に高ビットのＡ／Ｄ変換
器を用いる必要があり、チャンネル毎の増大と共にコス
ト上ｙ？を招く、という問題があった。

そこで本発明の目的は、受信系の各チャンネル毎に設け
るＡ／Ｄ変換器が低ビットのものであっても、断層像モ
ード走査とドプラモード走査とを、ディジクル遅延方式
にて実施することをｎＪ　Ｉｉ’Ｑとした超音波診断装
置を提１」（することにある。

［発明のｌ＋Ｘ１成コ（課題を解決するための手段）本発明は上記課題を解決し且つ目的を達成するために次
のような手段を講じた構成としている。

すなわち、本発明は、超音波送受信における断層像モー
ド走査とドプラモード走査とを行うことができ１１つチ
ャンネル毎の受信信号をディジタル化し、加算した後に
前記走査毎の信号処理を行うようにした超音波診断装置
において、前記受信信号をディジタル化する回路の前段
に、前記受信信号の利得を制御する手段を設けたことを
特徴とする。

（作用）このような構成によれば、Ｂモードの場合にはＢモード
用信号振幅がＡ／Ｄ変換器の入力レンジに適合し、また
、Ｄモードの場合には利得を下げることによってＤモー
ド用信号振幅が前記Ａ／Ｄ変換器の入力レンジに適合す
ることになるので、受信系の各チャンネル毎のＡ／Ｄ変
換器は低ビットのもので済み、そして、断層像モード走
査とドプラモード走査とを、はぼ同時に実施することが
できるようになる。

（実施例）以下本発明にかかる超音波診断装置の一実施例を第１図
を参照して説明する。

第１図では第５図と同一部分には同一符号を付しており
、説明にあっては異なる部分であるディジタル受信系１
０についてのみを説明する。

すなわち、本実施例装置におけるディジタル受信系１０
は、ＮＩ弯利得型のプリアンプ１【〕Ａ（ＩＯＡ−１，
ｌ０Ａ−２・・・ｌ０Ａ−ｎ）と、利１９制陣回路１０
Ｂ　（ＩＯＢ−１，１ＯＢ−２−１０Ｂ−ｎ）と、アナ
ログ／ディジタル変換ｕ（Ａ／Ｄ−（：）１０Ｃ（ＩＯ
Ｃ−１，ｌ０Ｃ−２＝１０Ｃ−ｎ）と、受信遅延回路を
なすシフトレジスタｌ０Ｄ（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２・
・−１０Ｄ−ｎ）と、加算器１０Ｅとからなる。

プリアンプ１０Ａ　（１０Ａ−１，１０Ａ−２−・・１
０Ａ−ｎ）は、アレイプローブ１の振動子１−■。

１−２・・・１−ｎからエコー信号を受け、これを後段
の信号処理に適合するレベルまで増幅する。

利得制御回路１０Ｂ　（ＩＯＢ−１，ｌ０Ｂ−２・・・
１０Ｂ−ｎ）は、Ｂモード走査のときは低利得であって
Ｄモード走査のときは高利得と−なるように、利得制御
されるものとなっている。

アナログ／ディジタル変換ＷＶ（Ａ／Ｄ−Ｃ）Ｉ　ＯＣ
（ＩＯＣ−１，１０ｃｍ２−１０Ｃ−ｎ）は、その詳細
を第２図に示す利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ−１，１０
Ｂ−２−１０Ｂ−ｎ）により利得制御された各チャンネ
ルの受信信号をディジタル信号化する。受信遅延回路を
なすシフトレジスタ１０Ｄ　（１０Ｄ−１，１０Ｄ−２
−１０Ｄ−ｎ）は、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ−Ｃ）ＩＯＣ（１０Ｃ−１，１０Ｃ−２＝−１０Ｃ−
ｎ）からのチャンネル毎の出力を一時保持し、その出力
に際しては送信遅延制御に対応させ、送信フォーカスや
セクタ走査におけるビーム振り角に応じた遅延時間に相
当する読出しタイミングで読出し制御を行ない、実質的
な受信遅延制御を行う。加算器７Ｅは、遅延制御後の各
チャンネルのエコー信号をディジタル加算し、この加算
出力をＢモード処理系８又はＤモード処理系９に与える
。

ここで、第２図に示す利得制御回路１０Ｂ（１０Ｂ−１
，１０Ｂ−２−１０Ｂ−ｎ）の詳細について説明する。

第２図に示す利得制御回路１０Ｂ（ＩＯＢ−１゜１０　
Ｂ−２−１０Ｂ−ｎ）は、減衰量がζｄＢの減衰器２１
と、図示しないコントローラがらの制御信号により図示
ＢとＤとに接点が切換る電子スイッチ２２とからなる。

そして、Ｂモード走査のときに電子スイッチ２２は図示
Ｂ側に切換り、プリアンプ１０Ａの出力は、減衰器２１
を通ってアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）Ｉ
ＯＣに与えられる。また、Ｄモード走査のときに電子ス
イッチ２２は図示り側に切換り、プリアンプＩＯＡの出
力は、そのままアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−
Ｃ）ＩＯＣに与えられる。

次に、本実施例装置の動作の説明に先立ちＢモード走査
による断層像信号（以下「Ｂモード信号」と称する。）
と、Ｄモード走査にょるドプラ信号（以下「Ｄモード信
号」と称する。）とについて説明する。すなわち、第３
図に示すように、Ｂモード信号のダイナミックレンジが
（ａ＋β＋γ）ｄＢであり、そして、Ｂモード信号の表
示成分のダイナミックレンジがαｄＢであるに対して、
βｄＢ低いレベルにγｄＢのダイナミックレンジを白゛
するＤモード信号か存在している場合について考察する
。Ｄモード信号には、血球の動きを反映したドプラ偏移
信号と、心臓や血管の壁の動きを反映したクラッタ成分
とが含まれている。この場合、クラッタ成分がＢモード
信号の表示成分の最少レベルに等しい（図示の斜線の如
くラップすることもある。）とするならば、アナログ／
デイ’）９ル’ｌ換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）ＩＯＣ（ＩＯＣ−
１゜１０　Ｃ−２−１０Ｃ−ｎ）は、少なくとも、δｄ
Ｂのダイナミックレンジを有する必要がある。これは、
飽和することなくドプラ偏移信号を得るためには、ドプ
ラ偏移信号が重畳しているクラッタ成分も飽和すること
なくディジタル化される必要があることに基づいている
。

そして、Ｂモード信号に対しては減衰器２１を通すこと
により第３図の範囲（Ａ）で処理が行なわれ、Ｄモード
信すに対しては減衰器２１を通さないでドプラ偏移信号
及びクラッタ成分のいずれも含まれる第３図の範囲（Ｂ
）で処理が行なイ〕れる。

次に、第１図の構成の動作説明をする。すなわち、オペ
レータの所望により例えばセクタ走査であって、ある深
さにフォーカス（１段フォーカス）を設定し、これを送
受信共に行い、断層像とＣＦＭ像とを重畳表示する診断
条件を設定したとする。この条件設定の後に、コントロ
ーラがらの指令により第７図のタイミング図に示す動作
が起動される。この場合、Ｂモード信号及びＤモード信
号とは第３図の関係にあるとする。

そして、パルス発生器２Ａがらレートパルスが出力され
、５つのパルスで１つの超音波ラスタが形成されるが、
１つ目のレートパルスでは、図示しないコントローラか
らの制御信号により利得制御回路１０Ｂの電子スイッチ
２２は接点Ｂに切換わっており、その受信信号（Ｂモー
ド信号）は、減衰器２１にてζｄＢだけ減衰を受けてア
ナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）ＩＯＣに入力
され、ディジタル化処理される。このとき、手動により
可変利得型のプリアンプＩＯＡの利得を調整し、減衰器
２１を通ったＢモード信号の振幅がアナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの入力レンジに合うよう
にする。これにより、減衰を受けたＢモード信号は、そ
のダ・ｆナミックレンジの全てに渡って的確にディジタ
ル化される。そして、ディジタル化された各チャンネル
のＢモード信号はディジタル加算の後に、Ｂモード処理
系８にて断層１象データが生成され、映像系６の画像メ
モリ６Ａにストアされる。

２つ口のレートパルスでは、図示しないコントローラか
らの制御信号により利得制御回路１０Ｂの電子スイッチ
２２は接点りに切換わっており、その受信信号（Ｄモー
ド信号）は、利得制御回路１０Ｂによる減衰を受けるこ
となくアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）ＩＯ
Ｃによりディジタル化される。この場合、Ｄモード信号
の信号振幅のほとんどはアナログ／ディジタル変換器（
Ａ／Ｄ−Ｃ）ＩＯＣの人力レンジ範囲で許容されるもの
である。Ｄモード信号に含まれる管腔内において得られ
るクラッタ成分に対しても同様である。

次に、各チャンネルのディジりル化Ｄモード信号はディ
ジタル加算の後に、Ｄモード処理系９の演算回路９Ｃ内
にストアされる。この動作を、３つのパルス、４つのパ
ルス、５つのパルスについて繰返すことにより、演算回
路９Ｃ内には同一位置における４つのドプラ偏移データ
がｉすられ、この４つのデータによりあるビーム振り川
下の１立置におけるＣＦＭ像データが算出される。この
ＣＦＭ像データは映像系６の画像メモリ６Ａに送られ、
先にストアされている断層像データ共に１つの超音波ラ
スク上の重畳画１象データか生成される。

以上のように本実施例よれば、Ｂモード走査とＤモード
走査とに応じてディジタル受信系１０のアナログ／ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）１０Ｃの前に設けた利得制
御回路１０Ｂの利得がψノ換わり、アナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）ＩＯＣの入力レンジに対応する
ような信号振幅を有するＢモード信号とＤモード信号と
が作られる（ここではＢモード信号は減衰を受け、Ｄモ
ード信号は減衰を受けない。）。

従って、Ｂモード信号に対し、減衰を受けないＤモード
信号とほぼ同じ信号振幅となるように、減衰を施すこと
ができる減衰器２１を設けることにより、Ｄモード走査
におけるプリアンプＩＯＡの出力の信号振幅に合う入力
レンジを有するアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−
Ｃ）ＩＯＣを用いて、ディジタル整相加算を行うことが
できる。

つまり、従来は、１４ビット以上のアナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）７Ｂをｎ個（チャンネル数ｎ）
必要としたが、本実施例では８ビット程度のもので対処
できる。

特に、超音波受信で用いるアナログ／ディジタル変換器
はサンプリング周波数が高いものであり、しかも−層高
周波の超音波を用いる傾向にあり、また、近時チャンネ
ル数の増大化が進展する状況にあっては、８ビット程度
の汎用のアナログ／ディジタル変換器を用いてディジタ
ル整相加算を行なえる効果は絶大である。

次に第４図及び第５図を参照して本発明の他の実施例を
説明する。この実施例では、第１図及び第２図の構成で
は減衰器２１により利得制御を行うちのとしていたのを
、主に可変利得アンプにより利得制御を行うものとして
いる。すなわち、ディジタル受信系１１は、ｉ′ＩＩ変
利得型のプリアンプ１１Ａ　（１１Ａ−１，１１Ａ−２
−１１Ａ−ｎ）と、利得制御回路１１Ｂ　（１１Ｂ−１
，１１Ｂ−２・・・１１Ｂ−ｎ）と、アナログ／ディジ
タル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）　１１　Ｃ（１１Ｃ−１，１
１Ｃ−２・・・１１Ｃ−ｎ）と、受信遅延回路をなすシ
フトレジスタ１１Ｄ　（１１Ｄ−１，１１Ｄ−２−１１
Ｄ−ｎ）と、加算器１０Ｅとからなる。

ここで、利得制御回路１１Ｂ（ＩＩＢ−１゜１１　Ｂ−
２−１１８−ｎ）の詳細について、７５図を参照して説
明する。

第５図に示すように、利得制御回路１１Ｂ（１１Ｂ−１
，１１Ｂ−２−１１８−ｎ）は、減衰器３１と、可変利
得アンプ３２と、図示しないコントローラからの制御信
号により図示ＢとＤとに接点が切換る電子スイッチ３３
とからなる。そして、Ｂモード走査のときに電子スイッ
チ３３は図示Ｂ側に切換り、プリアンプＩＩＡの出力は
、減衰器３１を通ってアナログ／ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ−Ｃ）ＩＩＣに与えられる。また、Ｄ、モード走査
のときに電子スイッチ３３は図示り側に切換り、プリア
ンプＩＩＡの出力は、可変利得アンプ′う２を経てアナ
ログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）Ｉ　ＩＣに与え
られる。

ここで、アナログ／ディジタル変換ｕ　（Ａ／ＤＣ）Ｉ
ＩＣの入力レンジに合うように、Ｂモード信号はプリア
ンプ１１Ａ及び減衰器３１により利１１）制御され、ま
た、Ｄモード信号はプリアンプ１１Ａ及び可変利得アン
プ３２により利得制御される。この場合、ＢからＤ又は
ＤからＢへと走査が切換わるのと同じに、電子スイッチ
３３の切換制御と、プリアンプＩＩＡ及び可変利得アン
プ３２の利ｉり制御とが図示しないコントローラにより
行なわれる。

なお、第１図及び第４図の構成にあって、プリアンプＩ
ＯＡ、ＩＩＡに、折返り雑音を防止するため入力信号の
帯域を制限するロー・パス・フィルタを含ませるように
してもよい。また、このロー・バス・フィルタを、プリ
アンプ１０Ａ。

１１Ａとアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ　−Ｃ）
ＩＯＣ，ＩＩＣとの間に介挿するようにしてもよい。

もちろん、Ｂモード走査、Ｄモード走査のビーム方向は
異なるものでもよく、従来のようにＢ。

Ｄモード信号を相互に利用しないかぎりは、第７図のタ
イミングに限定されるものではない。アニューラアレイ
プローブを用いる装置にも適用できる。

この池水発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施できるものである。

［発明の効果］以上のように本発明では、受信信号をディジタル化する
回路の前段に、前記受信信号の利得を制御する手段を設
けたことにより、Ｂモード信号とＤモード信号との振幅
を各々独立にＡ／Ｄ入力レンジに対応させることが可能
となるので、受信系の各チャンネル毎のＡ／Ｄ変換器は
低ビットのもので済む。

従って、本発明によれば、断層像モード走査とドプラモ
ード走査とにおいて遅延回路の精度を向上させることに
よって指向特性が改善され、分解能が優れた超音波診断
装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる超音波診断装置の一実施例の構
成を示すブロック図、第２図は第１図における利ｉす制
御回路の詳細なブロック図、第３図はＢモード信号とＤ
モード信号との関係を示す図、第４図は本発明にかかる
超音波診断装置の他の実施例の構成を示すブロック図、
第５図は第４図における利ｉす制御回路の詳細なブロッ
ク図、第６図は従来の超音波診断装置であってアナログ
整相加算方式の構成を示すブロック図、第７図は超音波
走査のタイミング図、第８図は従来の超音波診断装置で
あってディジタル整相加算方式の構成を示すブロック図
である。１・・・アレイプローブ、１−１．　１−２・・・１−
ｎ・・・振動子、２・・・送信系、２Ａ・・・パルス発
生器、２Ｂ（２Ｂ−１，２Ｂ−２−２８−ｎ）　＝・送
信遅延回路、２Ｃ（２Ｃ−１，２Ｃ−２・・・２Ｃ−ｎ
）・・・パルサ、８・・・Ｂモード処理系、８Ａ・・・
包絡腺険波回路、８Ｂ・・・対数変換テーブル、９・・
・Ｄモード処理系、９Ａａ、９Ａｂ−・・リサンプル回
路、９Ｂａ。９Ｂｂ・・・ＭＴＩフィルタ（Ｂ−Ｐ−Ｆ）　、９Ｃ・
・・演算回路、１０・・・ディジタル受信系、ｌ０Ａ（
ＩＯＡ−１，ｌ０Ａ−２・・・ｌ０Ａ−ｎ）・・・プリ
アンプ、１０Ｂ　（１０Ｂ−１，１０Ｂ−２−１０Ｂ−
ｎ）　−利得制御回路、ＩＯＣ（ＩＯＣ−１，ｌ０Ｃ−
２−０゜１０Ｃ−ｎ）・・・アナログ／ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ−Ｃ）　、１０Ｄ　（１０Ｄ−１，１０Ｄ−
２・・・１０Ｄ−ｎ）・・・シフトレジスタ、ＩＯＥ・
・・加算器、１１・・・ディジタル受信系、ＩＩＡ（Ｉ
ＩＡ−１゜１１Ａ〜２・・・ＩＩＡ−ｎ）・・・可変（
す前型プリアンプ、１１Ｂ　　（ＩＩＢ−１，ＩＩＢ−
２・・・ＩＩＢ−ｎ）・・・利ｉｉｌ制御回路、１１　
Ｃ（１１Ｃ−１，１１Ｃ−２−・・１１　Ｃ−ｎ）・・
・アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ−Ｃ）　、１１
　Ｄ　（１１Ｄ−１，１１Ｄ−２・・・１１Ｄ−ｎ）・
・・シフトレジスタ、１１Ｅ・・・加算器、２１．３１
・・・減衰器、２２・・・電子スイッチ、３３・・・可
変アンプ。

Claims

【特許請求の範囲】

超音波送受信における断層像モード走査とドプラモード
走査とを行うことができ且つチャンネル毎の受信信号を
ディジタル化し、加算した後に前記走査毎の信号処理を
行うようにした超音波診断装置において、前記受信信号
をディジタル化する回路の前段に、前記受信信号の利得
を制御する手段を設けたことを特徴とする超音波診断装
置。