JPH0298222A - エコー除去方法及びエコー除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、エコー除去方法及びエコー除去装置に関し、
特に、２線双方向デイジタル伝送を実現するためのエコ
ー除去方法及びエコー除去装置に関する。

〔従来の技術〕

ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（参考文献：　ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴｒＯＮＳＯ
Ｎ　ＡＣＯＵＳＴＩＣＳ、　５ＰＥＥＣＨ，ＡＮＤ　５
ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ。

２７巻６号、　１９７９年、７６８〜７８１ページ参照
）。かかるエコーキャンセラは、エコーのインパルス応
答の長さ分のタップ係数を持つ適応型（アダプティブ）
フィルタを用いて送出データ系列に対応した擬似エコー
（エコーレプリカ）を生成することにより、２線・４線
変換回路にて送信回路から受信回路に漏れ込むエコーを
抑圧するように動作する。このとき適応フィルタの各タ
ップ係数は、エコーと受信信号が混在した混在信号から
エコーレプリカを差し引いた差信号と送出データとの相
関をとることにより逐次修正される。適応型フィルタの
係数修正すなわち、エコーキャンセラの収束アルゴリズ
ムについては前記参考文献に記載されており、その代表
的なものとしてストーキャスティク・アイタレ−ジョン
・アルゴリズム（Ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ　１ｔｅｒａｔ
ｉｏｎ　ａ１ｇｏｒｉｔｈｓ＋）とサイン・アルゴリズ
ムが知られている。

〔発明が解決しようとする課題〕

この種のエコーキャンセラにおいて、各タップ係数更新
に必要なのは残留エコー（〔エコー〕−〔エコーレプリ
カ〕）であるため、差信号中に含まれている受信信号は
係数更新の妨害となり、エコーキャンセラの演算語長、
収束時間が長くなるという問題が発生する。特に、バイ
フェーズのように零レベルを持たない伝送路符号と、こ
のサイン・アルゴリズムを同時に用いた場合に、残留エ
コーレベルが受信信号レベルと同程度になると、差信号
中に含まれている残留エコーの極性と差信号の極性とが
一致しなくなり、適応動作が不可能になるという問題が
生じる。

以下、これを具体的に説明すると共に、その解決策とし
ての一方法について述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで、第
５図の回路は２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される。ここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部２及びアダプティブ・ディジタル・フィルタ
８に入力される。送信部２にて２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９に
てアナログ信号に変換され、ハイブリッド・トランス（
ＨＹＢ）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、
送信部２にて発生された送信信号の一部はエコー成分と
してハイブリッド・トランス３の出力に現れ、Ａ／Ｄコ
ンバータ（ＡＤＣ）ＩＩを介してローパス・フィルタ（
ＬＰＦ）５に供給される。また、第５図の回路に対向し
た相手側（ここでは局側となる）から送出された受信信
号は、２線伝送路４及びハイブリッド・トランス３を介
し、Ａ／Ｄコンバータ１１を経てローパス・フィルタ５
に供給される。

従って、ローパス・フィルタ５の出力は受信信号とエコ
ーとが混在した混在信号となる。なお、ローパス・フィ
ルタ５の役割は所望の信号帯域以外の周波数成分を抑圧
することである。ローパス・フィルタ５の出力は減算器
１０に供給される。ここで、アダプティブ・ディジタル
・フィルタ８、減算器１０、加算器１８、極性検出器１
２及び乗算器１３から成る閉ループ回路は、ローパス・
フィルタ５の出力である混在信号中のエコーを除去する
ように動作する。これはアダプティブ・ディジタル・フ
ィルタ８がエコーレプリカを生成することにより実現さ
れる。

次に、アダプティブ・ディジタル・フィルタ８について
詳細に説明する。第６図は第５図のアダプティブ・ディ
ジタル・フィルタ８の詳細構成を示したものである。第
６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第５
図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１ま
たは−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応して
いる。また、第６図における出力信号１０７は第５図の
アダプティブ・ディジタル・フィルタ８の出力信号に対
応している。２値データ系列１０５は遅延素子１００８
、乗算器１０１゜、　１０１＋、　　・・・、　ｌｏ１
＊−＋及び係数発生器Ａ、、Ａ、、・・・、Ａト、に供
給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００１．１０
０□、・・・１００Ｎ／ｌ−ｒ　はこの順に接続されて
おり、各々フリップフロップで実現することができる。

ここで、Ｎ及びＲは正整数であり、ＲはＮの約数とする
。

また、２値データ系列１０５のデータ周期はＴ秒である
。遅延素子１００直（ｉ＝１．２．　　・・・Ｎ／Ｒ−
１）の出力はそれぞれ乗算器１０１Ｊ、　１０１ｊ＋＋
。

・・・、　ｌ０ＩＪ。ト、及び係数発生器Ａ　ｊ＋　Ａ
　ｊ＋１＋・・、Ａｊ。ト、に供給される。但し、ｊ＝
ｉＸＲである。乗算器１０１ｘ、　１０ｂ−＊、　・・
＋、　　１０１ｘ−Ｎ−＊（Ｋ＝０．１．　　・・・、
Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器Ａ　Ｉｌ＋　Ａ　Ｉ
ｌ＋１１＋・・・、Ａに４８−Ｒの出力である各係数と
入力データが掛けられた後、各乗算結果はすべて加算器
１０２うに入力される。Ｒ個の加算器１０２゜、　１０
２．、　　・・・、　１０２ｍ−＋の出力はスイッチ１
０３の入力接点に供給される。スイッチ１０３はＴ秒を
周期とする多接点スイッチであり、Ｒ個の加算器１０２
゜、　１０２．、　　・・・、　１０２＋ｔ−、の出力
をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択し、出力信号１０７として
出力する。出力信号１０７はエコーレプリカであり、Ｔ
／Ｒ秒毎に発生される。Ｒは補間定数（インターポレー
ション・ファクタ）と呼ばれ所要の信号帯域内でエコー
を除去するために通常２以上の整数となる。一方、スイ
ッチ１０３と同期して動作するスイッチ１０４はスイッ
チ１０３と入出力が逆転している。すなわち、スイッチ
１０４は入力信号１０６をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に順
番に分配する機能を果たす。スイッチ１０４の各接点出
力は同期して動作するスイッチ１０３に対応した接点に
入力される信号経路に存在する係数発生器に供給されて
いる。

次に係数発生器について詳細に説明する。第７図は第６
図の係数発生器Ａｉ　（ｉ＝０．１．　　・・Ｎ−１）
の詳細構成を示したものである。第７図の入力信号２０
０は第６図における２値データ系列１０５または遅延素
子１００＋、　ｔｏｏ、、　　・・・１００Ｎ／ｌＩ−
ｒの出力信号に対応している。また、第７図の入力信号
２０１は第６図におけるスイッチ１０４の接点出力に対
応している。さらに、第７図の出力信号２０３は第６図
における係数発生器Ａムの出力に対応している。第７図
において、入力信号２００及び２０１は乗算器２０４に
供給され、その乗算結果は加算器２０５の一方の入力と
なる。加算器２０５の出力は１秒の遅延を与える遅延素
子２０６を介し帰還されており、Ｔ秒毎に行われる係数
の更新は乗算器２０４に供給されている入力信号２００
及び２０１の相関値を１秒前の係数値に加えることによ
り実現される。出力信号２０３が係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタル・フィルタ８によりエコーレプリ
カが発生されることになる。

第５図に戻り、アダプティブ・ディジタル・フィルタ８
により発生されたエコーレプリカは、減算器ｌＯの一方
の入力となる。減算器１ｏでは、ローパス・フィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差し引いた差信号（＝〔残留
エコー〕＋〔受信信号〕。但し、Ｃ残留エコー）＝（エ
コー〕−〔エコーレプリカ〕）が得られることになる。

ここで、第５図の構成では、前述した加算器１８に加え
て、振幅制御回路１４及びランダム信号発生器１５が設
けられており、上記差信号は、受信部６、加算器１８及
び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では、クロ
ックの抽出、受信信号の復調などが行われ、識別された
データは出力端子７に現れる。振幅制御回路１４はラン
ダム信号発生器１５にて発生されたランダム信号の振幅
最大値を減算器１゜の出力である差信号の振幅または電
力を参照して制御するという機能を果たす。振幅制御回
路１４にて制御された最大振幅を持つランダム信号は加
算器１８の一方の入力となる。減算器１０の出力である
差信号と、振幅制御回路１４の出力である振幅制御を受
けたランダム信号は加算器１８にて加算された後、極性
検出器１２にてその極性のみ検出される。

さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３にて２α（
αは整数）倍された後、誤差信号としてアダプティブ・
ディジタル・フィルタ８に供給される。

第６図の入力信号１０６が誤差信号に対応している。

このようにして、アダプティブ・ディジタル・フィルタ
８には誤差信号が供給されるが、ここで、前述のアダプ
ティブ・ディジタル・フィルタ８が適応動作を行うため
には極性検出器１２にて、残留エコーの極性を正しく検
出することが必要となる。

ところが、減算器ｌＯの出力である差信号の中には、受
信信号が含まれているから、もし、第５図において、減
算器１０の出力を直接極性検出器１２に入力したと仮定
すると、残留エコーレベルが受信信号レベルと同等程度
になったとき、極性検出器１２の出力では残留エコーの
極性が正確に得られなくなってしまう。従って、アダプ
ティブ・ディジタル・フィルタ８の適応能力が失われる
ことになる。

そこで、従来は、第５図に示したように、加算器１８、
振幅制御回路１４及びランダム信号発生器１５を付加し
て、減算器１０の出力信号である差信号に受信信号レベ
ルと同等程度のランダム信号を加えることによりアダプ
ティブ・ディジタル・フィルタ８の適応動作を保証する
という方法が用いられていたのである。この方法による
ときは受信信号と同等レベルのランダム信号を差信号に
加えることにより、受信信号をキャンセルする確率を発
生させる。この確率は極性検出器１２にて、残留エコー
の極性が正しく得られる確率となるから、アダプティブ
・ディジタル・フィルタ８の適応動作が保証されること
になるけれども、しかし、以上述べたように、そのため
には、第５図に示した従来技術では、ランダム信号の発
生が必要になると共に、受信信号を相殺するために差信
号に加えるべきランダム信号の最大値を受信信号レベル
と同程度に保つという制御を必要とするという難点もあ
り、適応動作の妨害となる受信信号を除去するにあたっ
て改良すべき点は多々ある。

本発明の目的は、上述のような問題を解決し、適応動作
の妨害要因となる受信信号を適切に除去し、性能的にも
また構成上も優れたエコー除去方法及びエコー除去装置
を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のエコー除去方法は、 ２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブフィルタ
により発生される擬似エコーを用いて送信回路より受信
回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、前記エコーと受
信信号とが混存した信号から前記擬似エコーを差し引い
て差信号を得、前記受信信号のシンボル波形に対応した
複数のレジスタから前記差信号を復調して得られる復調
データ系列に対応して選択されたレジスタの出力と前記
差信号を遅延させた遅延信号とを加算または減算して第
１の誤差信号を求め、前記遅延信号を前記復調データ系
列に対応した前記複数のレジスタのうちの一つに格納し
、前記１１Ｊ（Ｉｕエコーの極性と前記差信号の極性と
の相関をとり定数倍して相関信号を得、受信信号が零の
ときは前記遅延信号を、受信信号が零でないときは前記
第１の誤差信号を選択し、その選択された信号と前記相
関信号とを用いて第２の誤差信号を生成して、第２の誤
差信号をアダプティブ・フィルタに帰還させることを特
徴としている。

また、本発明のエコー除去装置は、 ２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た信号を
もとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィルタと
、 前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬
似エコーを差し引く減算器と、減算器によって得られた
差信号を遅延させる遅延素子と、 復調を行う受信部と、 遅延素子の出力である遅延信号を分配する第１のスイッ
チと、 第１のスイッチによって分配された前記遅延信号を前記
受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して格納す
る複数のレジスタと、 複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記受
信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと、 セレクタによって選択された信号と前記遅延信号とを加
算または減算して誤差信号を生成する演算器と、 前記擬似エコーの極性を検出する第１の極性検出器と、 前記差信号の極性を検出する第２の極性検出器と、 第１の極性検出器及び第２の極性検出器の出力の相関を
とる相関器と、 相関器の出力を定数倍する第１の乗算器と、受信信号が
零のときは前記遅延信号を、受信信号が零でないときは
前記誤差信号を選択する第２のスイッチと、 第２のスイッチにより選択された信号の極性を検出する
第３の極性検出器と、 第１の乗算器の出力と第３の極性検出器の出力とを乗算
し結果をアダプティブ・フィルタに帰還させる第２の乗
算器とを備えることを特徴としている。

更に、本発明のエコー除去装置は、 ２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た信号を
もとに擬似エコーを生成するアダブチイブ・フィルタと
、 前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬
似エコーを差し引く減算器と、減算器によって得られた
差信号を遅延させる遅延素子と、 復調を行う受信部と、 遅延素子の出力である遅延信号を分配するための第１の
スイッチと、 第１のスイッチによって分配された前記遅延信号を前記
受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して格納す
る複数のレジスタと、 複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記受
信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと、 セレクタによって選択された信号と前記遅延信号とを加
算または減算して誤差信号を生成する演算器と、 前記擬似エコーの極性を検出する第１の極性検出器と、 前記差信号の極性を検出する第２の極性検出器と、 第１の極性検出器の出力及び第２の極性検出器の出力の
相関をとる相関器と、 相関器の出力を定数倍する第１の乗算器と、受信信号が
零のときは前記遅延信号を、受信信号が零でないときは
前記誤差信号を選択する第２のスイッチと、 第１の乗算器の出力と第２のスイッチにより選択された
信号とを乗算し結果をアダプティブ・フィルタに帰還さ
せる第２の乗算器とを備えたことを特徴としている。

〔作用〕

本発明は、受信信号のシンボル波形に対応した複数のレ
ジスタに差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）を
遅延させた遅延信号を格納し、受信信号のシンボル波形
に対応するレジスタから読み出した信号と前記遅延信号
とを加算または減算することで、受信信号が零のときは
前記遅延信号を、受信信号が零でないときは前記レジス
タ出力と前記遅延信号との誤差信号を選択することによ
って差信号中の受信信号が除去され、より正確な残留エ
コーが求められる。さらに、前記差信号の極性とエコー
レプリカの極性との相関と、前記遅延信号または前記誤
差信号のうち選択された信号とを用いてステップサイズ
を制御することにより収束時間の短縮を図っている。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。

第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。

第１図において、第５図と同一の参照番号を付与された
機能ブロックは第５図と同一の機能を持つものとする。

第１図と第５図の相違点は、遅延素子（Ｔ）　１７、ス
イッチ２２、レジスタ２３．、２３□、　２３ｓ。

２３４、セレクタ（ＳＥＬ）２４、加算器１６からなる
回路と、スイッチ２６と、そして極性検出器１９．３４
、相関器２０、乗算器２１からなる回路の３点であり、
その他の構成は第５図と全く同一である。

すなわち、第１図に示すように、入力端子１からの２値
データ系列が供給される送信部２と、Ｄ／Ａコンバータ
（ＤＡＣ）９と、伝送路４に接続されたハイブリッド・
トランス（ＨＹＢ）３と、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）
１１と、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）５と、減算器１
０と、出力端子７に接続された受信部６と、擬似エコー
を生成、発生させるアダプティブ・フィルタとしてのア
ダプティブ・ディジタル・フィルタ８と、極性検出器１
２と、乗算器１３とを備える他、本実施例では、上述し
た各要素を備えている。

アダプティブ・ディジタル・フィルタ８は、２線・４線
変換回路の４線側にて送信回路より受信回路へ漏れ込む
エコーを除去する際に送信部２より得た信号をもとに擬
似エコーを生成するための手段であり、また、減算器１
０は、前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から
前記擬似エコーを差し引く手段であり、これらの点につ
いては第５図の場合と同様である。

減算器ｌＯからの差信号は、復調を行う受信部６へ与え
られると共に、遅延素子１７、極性検出器３４へ与えら
れるようになっている。

遅延素子１７は、これによって減算器１０から得られた
差信号を遅延させるものであって、その遅延信号は、ス
イッチ２２、加算器１６、及びスイッチ２６の２つの選
択素子のうちの一つに与えられるようになっている。

スイッチ２２は、遅延素子１７の出力である遅延信号を
分配する第１のスイッチを構成している。

複数のレジスタ、本実施例では４つのレジスタ２３１〜
２３４は、スイッチ２２によって分配された前記遅延信
号を受信部６で得た受信信号のシンボル波形に対応して
格納するレジスタである。シンボル波形の例、並びにそ
の詳細については後述する。

セレクタ２４は、レジスタ２３＋　〜２３４のうちの一
つのレジスタの出力を受信信号のシンボル波形に対応し
て選択するための手段である。

加算器１６は、セレクタ２４からの出力、すなわち選択
されたレジスタの信号と、前記遅延信号、すなわち前記
差信号を遅延させた遅延信号とを用いて第１の誤差信号
を生成するための演算器を構成するものであって、本例
では、両信号を加算することにより当該誤差信号を得る
ようにしているため加算器１６を用いている。かかる演
算器としては、後述するように、減算器を用いる構成と
することも可能である。

スイッチ２６は、第２のスイッチであって、受信信号が
零の場合には前記遅延信号を、また受信信号が零でない
場合には上記誤差信号を選択するための手段であり、図
示の例では、極性検出器（第３の極性検出器）１２に接
続されている。

前述したアダプティブ・ディジタル・フィルタ８からの
擬似エコーは、減算器ｌＯに供給される一方、極性検出
器１９にも与えられるようになっている。

極性検出器１９は、擬似エコーの極性を検出する第１の
極性検出器であり、一方、前述した差信号が供給される
極性検出器３４は、差信号の極性を検出する第２の極性
検出器であり、各検出器１９．３４は相関器２０に接続
されている。

相関器２０は、極性検出器１９及び極性検出器３４の出
力の相関をとる手段であって、相関器２０の出力は、第
１の乗算器である乗算器２１により定数倍（２α）され
て乗算器１３の一方の入力として供給されるようになっ
ている。

乗算器２１の出力が供給される乗算器１３、すなわち第
２の乗算器は、スイッチ２６側の信号（受信信号が零の
とき選択される前記遅延信号か、受信信号が零でないと
き選択される加算器１６の信号のいずれかの信号）と、
乗算器２１側からの信号、すなわち擬似エコーの極性と
差信号の極性との相関をとり定数倍して得た相関信号と
を用いて第２の誤差信号を生成して、これをアダプティ
ブ・ディジタル・フィルタ８に帰還させるための手段を
構成する。図示の例では、スイッチ２６と乗算器１３と
の間に、スイッチ２６により選択された信号の極性を検
出する第３の極性検出器である極性検出器１２が設けら
れているので、乗算器１３は、乗算器２１の出力と極性
検出器１２の出力とを乗算し結果をアダプティブ・ディ
ジタル・フィルタ８に帰還させるよう構成されている。

このように、第１図に示した本発明に従うエコー除去装
置は、２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受
信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部２より得
た信号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フ
ィルタとしてのアダプティブ・ディジタル・フィルタ８
と、前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から前
記擬似エコーを差し引く減算器１０と、減算器１０によ
って得られた差信号を遅延させる遅延素子１７と、同時
に前記差信号を得て復調を行う受信部６と、遅延素子１
７の出力である遅延信号を分配する第１のスイッチ２２
と、第１のスイッチ２２によって分配された前記遅延信
号を受信部６で得た受信信号のシンボル波形に対応して
格納する複数のレジスタ２３゜〜２３４　と、複数のレ
ジスタ２３．〜２３４のうちの一つのレジスタの出力を
前記受信信号のシンボル波形に対応して選択するセレク
タ２４と、セレクタ２４によって選択された信号と前記
遅延信号とを加算または減算して誤差信号（第１の誤差
信号）を生成する演算器としての加算器１６と、前記擬
似エコーの極性を検出する第１の極性検出器１９と、前
記差信号の極性を検出する第２の極性検出器３４と、第
１の極性検出器１９及び第２の極性検出器３４の出力の
相関をとる相関器２０と、相関器２０の出力を定数倍す
る第１の乗算器２１と、受信信号が零のときは前記遅延
信号を、受信信号が零でないときは前記誤差信号を選択
する第２のスイッチ２６と、第２のスイッチ２６により
選択された信号の極性を検出する第３の極性検出器１２
と、第１の乗算器２１の出力と第３の極性検出器１２の
出力とを乗算し結果をアダプティブ・フィルタ８に帰還
させる第２の乗算器１３とを備えている。

更に、第２図〜第４図をも参照して具体的に説明する。

まず、全体の構成の動作について簡単に述べる。

入力端子１に供給された２値データ系列は送信部２に供
給され、ここで伝送路符号に変換された後、Ｄ／Ａコン
バータ（ＤＡＣ）９にてアナログ信号に変換され、ハイ
ブリッド・トランス（ＨＹＢ）３を介して２線伝送路４
へ送出される。ここで、ハイブリッド・トランス３のイ
ンピーダンス不整合に起因して、送信部２の出力が受信
回路へエコーとして漏れ込み、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ　
Ｄ　Ｃ）１１でディジタル信号に変換された後、ローパ
ス・フィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。一方、受信信
号も伝送路４及びハイブリッド・トランス３を介ＬＡ／
Ｄコンバータ１１ヲ経てローパス・フィルタ５に供給さ
れる。ローパス・フィルタ５にて不要な高周波数成分を
抑圧された混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は
減算器１０に供給され、アダプティブ・ディジタル・フ
ィルタ８にて生成された擬似エコー（エコーレプリカ）
が減算される。従って、減算器１０の出力である差信号
（＝（混在信号）　−（エコーレプリカ〕＝〔エコー〕
＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）の成分のうち、
残留エコー（＝　Ｃエコー）−（エコーレプリカ〕）が
受信信号に比べて十分小さくなれば、受信信号は受信部
６にて正確に復調され、出力端子７には受信された２値
データ系列が現れる。

ここで、アダプティブ・ディジタル・フィルタ８、減算
器１０、遅延素子１７、スイッチ２２、レジスタ２３．
、２３□、２３３．２３４、セレクタ２４、加算器１６
、スイッチ２６、極性検出器１２及び乗算器１３から成
る閉ループ回路はアダプティブ・ディジタル・フィルタ
８の適応動作を実現するものである。アダプティブ・デ
ィジタル・フィルタ８の構成については、第５図の従来
例で説明したものと同一でよい。

極性検出器１２の出力と乗算器２１の出力とは、乗算器
１３によって乗算され誤差信号としてアダプティブ・デ
ィジタル・フィルタ８に供給される。

すなわち、本発明に従うエコー除去方法では、２線・４
線変換回路の４線側にてアダプティブ・ディジタル・フ
ィルタ８により発生される擬似エコーを用いて送信回路
より受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、前記エ
コーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬似エコ
ーを差し引いて差信号を得た後、前記受信信号のシンボ
ル波形に対応した複数のレジスタ２３．〜２３．から前
記差信号を復調して得られる復調データ系列に対応して
選択されたレジスタの出力と前記差信号を遅延させた遅
延信号とを加算または減算して第１の誤差信号を求め、
前記遅延信号を前記復調データ系列に対応した前記複数
のレジスタ２３．〜２３４のうちの一つに格納し、前記
擬似エコーの極性と前記差信号の極性との相関をとり定
数倍して相関信号を得、受信信号が零のときは前記遅延
信号を、受信信号が零でないときは前記第１の誤差信号
を選択し、その選択された信号と前記相関信号とを用い
て第２の誤差信号を生成して、第２の誤差信号をアダプ
ティブ・ディジタル・フィルタ８に帰還させるようにす
る。

適用し得る伝送路符号は、下記のいずれであってもよく
、まず、第２図を用いて２値打号の代表例である２つの
伝送路符号について説明する。第２図（ａ）はバイフェ
ーズ符号を、第２図（ｂ）はＭＳＫ　（ミニマム・シフ
ト・キーイング）符号のパルス波形を表す。バイフェー
ズ符号では“０”及び１”のデータに対し極性の反転し
たパルス波形を割り当てる。両者のパルスは共に１シン
ボル周期幅Ｔ秒の中心で極性が反転しており、１シンボ
ル周期内で正負がバランスしているという特徴をもつ。

これに対し、ＭＳＫ符号では“０”及び“１”のデータ
それぞれに対し極性の反転した０”モードと１”モード
の２種類のパルス波形を用意しており、全部で４種類の
波形を持つ。

これら２種類のモード遷移は、第２図（ｂ）の矢印で示
されており、現時点のモードは、１シンボル前のモード
により決定される。ＭＳＫ符号は、シンボル周期の境界
にて必ず極性が反転するという特徴を持っている。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用したときの受
信アイパターン例を表す。第３図（ａ）及び（ｂ）はそ
れぞれバイフェーズ符号、ＭＳＫ符号の受信アイパター
ンである。第３図に示すように、受信アイパターンは高
域成分がカットされ丸みを帯びたものとなる。さらに、
第４図（ａ）はＭＳＫ符号、第４図（ｂ）はバイフェー
ズ符号の１シンボル周期内に取り得る波形を示したもの
である。第４図（ａ）に示す波形についている番号００
０，００１．　　・・・、１１１は各波形に対応する連
続した３つのデータの組合せで、例えば０１０の場合、
最初の０は１シンボル前のデータ、次の１は現在のデー
タ、最後のＯは１シンボル後のデータを表す。第４図（
ｂ）に示す波形についている番号００．０１，１０．１
１はモードとデータの組合せを表し、例えば０１の場合
、Ｏはモード、１はデータを表す。ＭＳＫ符号の４種類
の波形のうち、００と１Ｏ１０１と１１、バイフェーズ
符号の８種類のシンボル波形のうち、０００と１１１．
００１と１１０．０１０と１０１．０１１と１００はそ
れぞれ互いに極性が逆な波形であり、加算すると相殺さ
れるという関係にある。

受信信号では第４図（ａ）、　　（ｂ）に示したシンボ
ル波形がランダムに連続して現れる。このため、過去に
受信した波形のサンプル値を波形の種類に対応して保持
しておき、これと逆極性の波形を受信した際に取り出し
て加算することによって受信信号を相殺することができ
る。このような性質を利用して受信信号を除去する目的
で設けたのが、遅延素子１７、スイッチ２２、レジスタ
２３．、　２３□。

２３、、２３．、セレクタ２４、加算器１６からなる回
路で、第１図と第５図の第１の相違点である。

先に、第２図を用いて説明したＭＳＫ符号（第２図（ｂ
））を例にとり、かかる回路、すなわち上記した遅延素
子１７以下の要素からなる回路を説明する。

スイッチ２２は受信部６から受信信号を符号判定した結
果を制御信号として受け、受信されたシンボル波形のサ
ンプル値を格納しているレジスタを選択する。つまり、
第４図（ｂ）の４種の波形のうち、００．０１．１０．
１１の波形が受信されたという制御信号を受けると、そ
れぞれ００．０１．１０．１１の波形のサンプル値が格
納されているレジスタ２３．、２３□、　２３ｓ、　２
３−を選択する。レジスタ２３．．２３□、２３３．２
３ａはそれぞれ第４図（ｂ）に示した４種の波形に対応
し、波形毎にサンプル値を保持するためのレジスタであ
る。各レジスタは各サンプリング位相でのサンプル値を
格納するために、Ｒ個（Ｒは補間定数）のサブレジスタ
を有する。また、同一シンボル同一サンプリング位相に
おける値は同一レジスタ内の同一サブレジスタへ重ねて
書き込まれるため、レジスタの値は常に更新されること
になる。セレクタ２４はスィッチ２２同様受信部６から
受信信号を符号判定した結果を制御信号として受け、受
信されたシンボル波形とは逆の極性を持つ波形のサンプ
ル値を保持しているレジスタの出力を選択する。つまり
、００゜０１．１０．１１の波形が受信されたという制
御信号を受けると、それぞれ逆の極性を持つ１０゜１１
．００．０１のシンボル波形のサンプル値を保持してい
るレジスタ２３３．２３４．２３．、２３．の出力を選
択する。遅延素子１７は減算器ＩＯで得られた差信号に
符号判定と等しい時間の遅延を与えるものである。先に
述べたようにスイッチ２２及びセレクタ２４は共に、受
信信号を符号判定した結果により制御される。このため
、制御信号は符号判定にかかる時間だけ差信号より遅れ
る。そこで、制御信号と差信号のタイミング同期をとる
ために遅延素子１７を設けている。波形の識別に要する
時間は、ＭＳＫ符号の場合、各シンボルの境界において
必ずθレベルを通るため、長くともＴ秒となる。加算器
１６では、遅延信号とセレクタ２４により選択されたレ
ジスタ出力が加算され、遅延信号内の受信信号が除去さ
れる。加算器１６の出力である誤差信号はスイッチ２６
へ供給される。

ここで、第１図と第５図の第２の相違点であるスイッチ
２６について説明する。先に説明したパイフェーズ符号
及びＭＳＫ符号を用いた場合、サンプリングレートは１
／４Ｔ　（Ｔは１シンボル周期）となり、それぞれ第３
図（ａ）、　　（ｂ）に矢印で示した位相でサンプリン
グされる。第４図（ａ）。

（ｂ）から、受信信号は、バイフェーズ符号では３番（
＃３）　、ＭＳＫ符号では１番（＃１）の矢印で示した
サンプリング位相で必ず零となる。すなわち、このサン
プリング位相で受信される信号はすべて残留エコーであ
るとみなせる。一方、先に述べた遅延素子１７、スイッ
チ２２、レジスタ２３．。

２３２、２３３．２３．　、セレクタ２４、加算器１６
からなる回路より得られる前記誤差信号には、残留受信
信号が含まれるので、受信信号が必ず零となるサンプリ
ング位相においては、先の回路より得られる前記誤差信
号を用いずに遅延素子１７の出力を用いた方が、より正
確に残留エコーを得ることができ、収束時間の短縮が図
れる。そこで、スイッチ２６を設け、受信部における判
定結果を用いて、受信信号が零のときは遅延信号を、零
でないときは誤差信号を選択する。

次に、第１図と第５図の第３の相違点である極性検出器
１９．３４、相関器２０、乗算器２１からなる回路につ
いて説明する。極性検出器３４の出力と極性検出器１９
の出力との相関値は相関器２０にて計算され、乗算器２
１により２α（αは定数）倍されて乗算器１３に供給さ
れる。ここで、極性検出器３４では減算器１０で得られ
た差信号の極性が検出される。

一方、極性検出器１９の出力にはエコーレプリカの極性
が現れる。そこで、差信号中には残留エコーが含まれて
おり、残留エコーが大きい場合には残留エコーの極性と
エコーレプリカの極性が相関を持つのに対し、残留エコ
ーが小さい場合には両者は相関を持たないという点に注
目すれば、相関器２０の出力は残留エコーが大きい場合
には大きな値、小さい場合には小さな値となる。従って
、相関器２０の出力に対し乗算器２１にて２α倍にスケ
ーリングを施してステップ・サイズとして用い、このス
テップ・サイズに残留エコーの極性を検出する極性検出
器１２（第３の極性検出器）の出力の極性を付与して、
アダプティブ・ディジタル・フィルタ８に帰還すること
により収束時間を短縮することが可能となる。

次に、第１図のレジスタ２３＋、　２３ｚ、　２３ｓ、
　２３４を２つにし、１つのレジスタに逆極性の関係に
ある２つの波形を対応させる方法を説明する。この場合
、第１図におけるレジスタは第４図（ｂ）に示した波形
のうち“０”モードの波形ＯＯと０１に対応して２つに
なり、これに伴いスイッチ２２及びセレクタ２４は符号
判定結果のデータ信号によってどちらのレジスタを選択
するか制御される。また、レジスタは“０″モードの波
形に対応しているため、遅延素子１７とスイッチ２２の
間にサンプル値の絶対値をとるための絶対値回路を設け
て、レジスタへの入力波形をすべて“０”モードに変換
する。

さらに、符号判定結果のモード信号によって、“Ｏ”モ
ードなら−１、′″１”モードなら＋１を選択する新た
なセレクタを導入し、この新たなセレクタとセレクタ２
４の出力との積をとるための乗算器を設けて、この乗算
器の出力を加算器１６へ供給する０乗算器の出力は、加
算器１６のもう一つの入力信号である遅延信号中の受信
信号のシンボル波形と逆の極性を持つ波形となるため、
これによって受信信号を相殺することができる。その他
の動作は上述した実施例と同様である。この方法によれ
ば、メモリ数が波形の種類の半分ですむ。

また、加算器１６は、先に触れたように、減算器に置き
換えることが可能である。この場合、セレクタ２４は遅
延信号と等しい波形に対応するレジスタの出力を選択す
るように制御される。つまり、符号判定結果で、第４図
（ｂ）の４種の波形のうち００．０１．１０．１１の波
形が受信されたという制御信号を受けると、それぞれｏ
ｏ、ｏｉ。

１０．１１の波形が格納されているレジスタ２３１゜２
３！、　２３３．２３ｇの出力を選択する。但し、レジ
ス夕への書き込みと読み出しのタイミングは、書き込ま
れた値がそのまま読み出されて減算された結果が０とな
ってしまわないように、読み出してから書き込むように
する。この方法は常に同一のシンボル波形同士が減算さ
れるので、シンボル波形の正負パルスのアンバランスが
存在する場合にも確実に受信信号を除去できる。

これまで、ＭＳＫ符号を採用した場合について説明した
が、次にバイフェーズ符号を用いた場合を説明する。第
１図に示した一実施例について、スイッチ２２及びセレ
クタ２４はＭＳＫ符号を用いた場合と同様に動作する。

つまり、スイッチ２２は受信波形と等しい波形、すなわ
ち第４図（ａ）に示す。ｏｏ、ｏｏｉ、ｏｔｏ、　　・
・・、１１１なら、０００．００１．　　・・・、１１
１の波形に対応したレジスタを選択し、セレクタ２４は
受信シンボル波形と逆の極性を持つ波形、すなわちｏｏ
ｏ、。

０１．０１０，０１１なら、１１１，１１０，１０１．
１００の波形に対応するレジスタ出力を選択する。但し
、この際用いられる制御信号はＭＳＫ符号のようにデー
タ信号とモード信号ではなくてデータ信号だけである。

ＭＳＫ符号の場合との相違点は、レジスタ２３＋、　２
３ｔ、　２３ｓ、　２３ｍにあたるレジスタが第４図（
ａ）に示す８種のシンボル波形に対応して８個必要とな
る点と、シンボルの境界において必ず前後の波形の影響
を受けるため、遅延素子１７の与えるべき遅延が２Ｔ秒
必要となる点である。逆極性の関係にある２つの波形を
１つのレジスタに対応させる方法については、レジスタ
を第４図（ａ）に示す波形のうちｏｏｏ、ｏ。

１．０１０．０１１に対応して４個用意する点、スイッ
チ及び２つのセレクタの制御信号がすべてデータ信号で
ある点がＭＳＫ符号の場合と異なる。

また、加算器１６を減算器に置き換えることも可能で、
この場合セレクタ２４において受信波形と等しいシンボ
ル波形に対応するレジスタの出力が選択される。

以上、本発明について実施例に基づいて詳細に説明した
が、ＭＳＫ符号を採用した場合、“０”と１１″に対す
るパルス波形が異なることと、各々“Ｏ”モードと“１
”モードを有するという２つの理由によりアダプティブ
・ディジタル・フィルタ８の構成はバイフェーズ符号の
場合と若干異なる。すなわち、′０”及び“ｌ”のパル
ス波形が異なることに対応させて、タップ係数を２種類
用意し個別に更新させる必要があること、また送信部２
よりモードの信号を受け、タップ係数を区別することが
必要になる。

・これまで、アダプティブ・ディジタル・フィルタの係
数収束アルゴリズムとしてサイン・アルゴリズムを用い
た場合について説明してきたが、ストーキャスティク・
アイタレ−シラン・アルゴリズムを用いた場合について
説明する。ストーキャスティク・アイタレ−ジョン・ア
ルゴリズムは誤差信号の大きさを用いてアダプティブ・
ディジタル・フィルタの係数更新を制御するので極性検
出器１２（第３の極性検出器）は不必要となり、乗算器
１３へは加算器１６の出力がそのまま供給される。

また、加算器１６を減算器に置き換えることも可能で、
サイン・アルゴリズムと同様に制御される。

すなわち、本発明のエコー除去装置としては、２線・４
線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路へ漏れ込
むエコーを除去する際に送信部２より得た信号をもとに
擬像エコーを生成するアダプティブ・フィルタと、前記
エコーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬像エ
コーを差し引く減算器１０と、減算器１０によって得ら
れた差信号を遅延させる遅延素子１７と、同時に前記差
信号を得て復調を行う受信部６と、遅延素子１７の出力
である遅延信号を分配するための第１のスイッチ２２と
、第１のスイッチ２２によって分配された前記遅延信号
を前記受信部６で得た受信信号のシンボル波形に対応し
て格納する複数のレジスタ２３１〜２３４　と、複数の
レジスタ２３．〜２３４のうち一つのレジスタの出力を
、前記受信信号のシンボル波形に対応して選択するセレ
クタ２４と、セレクタ２４によって選択された信号と前
記遅延信号とを加算または減算して誤差信号を生成する
演算器と、前記擬像エコーの極性を検出する第１の極性
検出器１９と、前記差信号の極性を検出する第２の極性
検出器３４と、第１の極性検出器１９の出力及び第２の
極性検出器３４の出力の相関をとる相関器２０と、相関
器２０の出力を定数倍する第１の乗算器２１と、受信信
号が零のときは前記遅延信号を、受信信号が零でないと
きは前記誤差信号を選択する第２のスイッチ２６と、前
記第１の乗算器出力と第２のスイッチ２６により選択さ
れた信号とを乗算し結果をアダプティブ・フィルタに帰
還させる第２の乗算器１３とを備えて成る構成のもので
あってもよい。

本発明をストーキャスティク・アイタレ−シラン・アル
ゴリズムに適用することによって、従来方法に比べより
確実に受信信号を消去することが可能となり、演算語長
が短く、係数収束時間も短くなる。

（発明の効果〕 以上詳細に述べたように、本発明によれば、符号判定結
果を制御信号として各シンボル波形に対応して差信号の
サンプル値を保持しているレジスタより読み出した信号
と判定時間だけ差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号
〕）を遅延させた遅延信号とを加算または減算して誤差
信号を得、スイッチにより受信信号が零のときは遅延信
号を零でないときは誤差信号を選択することにより、ア
ダプティブ・フィルタの適応動作の妨害となる受信信号
を除去することができる。このため、残留エコーを正確
に検出することが可能となる。また、遅延信号の極性と
エコーレプリカの極性との相関をとってステップサイズ
を制御することにより収束時間を短縮できる。よって、
簡単でかつハードウェア規模の小さいエコー除去方法及
びエコー除去装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、 第２図（ａ）、　　（ｂ）は伝送路符号のパルス波形を
示す図、 第３図（ａ）、　　（ｂ）は伝送路符号に対応する受信
アイパターンを示す図、 第４図（ａ）、　　（ｂ）は受信アイパターンの１シン
ボル周期内にとり得る波形を示す図、第５図は従来例を
示す構成図、 第６図は本発明にも適用し得るアダプティブ・フィルタ
の一例を示すアダプティブ・ディジタル・フィルタの構
成図、 第７図は第６図の係数発生器の構成を示す図である。 ・・・・・入力端子 ・・・・・送信部 ・・・・・ハイブリッド・トランス ・・・・・２線伝送路 ・・・・・ローパス・フィルタ ・・・・・受信部 ・・・・・出力端子 ・・・・・アダプティブ・ディジタル・フィルタ ９・・・・・Ｄ／Ａコンバータ １０・・・・・減算器 １１・・・・・Ａ／Ｄコンバータ １２、１９．３４・・・極性検出器 １３、２１・・・乗算器 １６、１８・・・加算器 １７・　・　・　・ ２０・　・　・　・ ２２．２６・　・ ２３、〜２３４ ２４・　・　・　・ ・遅延素子 ・相関器 ・スイッチ ・・・レジスタ ・セレクタ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）２線・４線変換回路の４線側にてアダプティブフ
   ィルタにより発生される擬似エコーを用いて送信回路よ
   り受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、前記エコ
   ーと受信信号とが混存した信号から前記擬似エコーを差
   し引いて差信号を得、前記受信信号のシンボル波形に対
   応した複数のレジスタから前記差信号を復調して得られ
   る復調データ系列に対応して選択されたレジスタの出力
   と前記差信号を遅延させた遅延信号とを加算または減算
   して第１の誤差信号を求め、前記遅延信号を前記復調デ
   ータ系列に対応した前記複数のレジスタのうちの一つに
   格納し、前記擬似エコーの極性と前記差信号の極性との
   相関をとり定数倍して相関信号を得、受信信号が零のと
   きは前記遅延信号を、受信信号が零でないときは前記第
   １の誤差信号を選択し、その選択された信号と前記相関
   信号とを用いて第２の誤差信号を生成して、第２の誤差
   信号をアダプティブ・フィルタに帰還させることを特徴
   とするエコー除去方法。
2. （２）２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受
   信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た
   信号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィ
   ルタと、 前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬
   似エコーを差し引く減算器と、 減算器によって得られた差信号を遅延させる遅延素子と
   、 復調を行う受信部と、 遅延素子の出力である遅延信号を分配する第１のスイッ
   チと、 第１のスイッチによって分配された前記遅延信号を前記
   受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して格納す
   る複数のレジスタと、 複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記受
   信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと、 セレクタによって選択された信号と前記遅延信号とを加
   算または減算して誤差信号を生成する演算器と、 前記擬似エコーの極性を検出する第１の極性検出器と、 前記差信号の極性を検出する第２の極性検出器と、 第１の極性検出器及び第２の極性検出器の出力の相関を
   とる相関器と、 相関器の出力を定数倍する第１の乗算器と、受信信号が
   零のときは前記遅延信号を、受信信号が零でないときは
   前記誤差信号を選択する第２のスイッチと、 第２のスイッチにより選択された信号の極性を検出する
   第３の極性検出器と、 第１の乗算器の出力と第３の極性検出器の出力とを乗算
   し結果をアダプティブ・フィルタに帰還させる第２の乗
   算器とを備えることを特徴とするエコー除去装置。
3. （３）２線・４線変換回路の４線側にて送信回路より受
   信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に送信部より得た
   信号をもとに擬似エコーを生成するアダプティブ・フィ
   ルタと、 前記エコーと受信信号とが混在した混在信号から前記擬
   似エコーを差し引く減算器と、 減算器によって得られた差信号を遅延させる遅延素子と
   、 復調を行う受信部と、 遅延素子の出力である遅延信号を分配するための第１の
   スイッチと、 第１のスイッチによって分配された前記遅延信号を前記
   受信部で得た受信信号のシンボル波形に対応して格納す
   る複数のレジスタと、 複数のレジスタのうちの一つのレジスタの出力を前記受
   信信号のシンボル波形に対応して選択するセレクタと、 セレクタによって選択された信号と前記遅延信号とを加
   算または減算して誤差信号を生成する演算器と、 前記擬似エコーの極性を検出する第１の極性検出器と、 前記差信号の極性を検出する第２の極性検出器と、 第１の極性検出器の出力及び第２の極性検出器の出力の
   相関をとる相関器と、 相関器の出力を定数倍する第１の乗算器と、受信信号が
   零のときは前記遅延信号を、受信信号が零でないときは
   前記誤差信号を選択する第２のスイッチと、 第１の乗算器の出力と第２のスイッチにより選択された
   信号とを乗算し結果をアダプティブ・フィルタに帰還さ
   せる第２の乗算器とを備えたことを特徴とするエコー除
   去装置。