JPH0279779A - インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野〕 本発明は、−石式並列共振形インバータに関し、特に、
螢光ランプのような放電灯を高周波点灯する放電灯点灯
装置に適用して好適なインバータに関する。

［従来の技術］ 従来、直流電力を交流電力に変換するインバータとして
、並列共振回路と、入力直流電圧を高周波例えば２０〜
１００ｋＨｚでオン・オフしてこの並列共振回路に印加
するスイッチング素子とを備え、この並列共振回路に誘
起される交流電圧を負荷に供給する−６式並列共振形イ
ンバータが知られている。

このような−石式並列共振形インバータにおいて、従来
は、動作周波数（スイッチング素子のオン・オフ周波数
）の制御は格別行なっていなかった。このため、動作周
波数は、通常、他励式のインバータでは一定であり、ま
た、自励式のものでは負荷に応じた周波数となっていた
。

したがって、負荷状態によりスイッチング素子に印加さ
れる電圧が変化し、このため、放電灯負荷のように、負
荷変動が大きいインバータでは、スイッチング素子に印
加される電圧が過電圧になり易く、これを避けるために
は耐圧の高い、すなわち高価なスイッチング素子を用い
る必要があるという不都合があった。

そこで、スイッチング素子に印加されるピーク電圧が一
定となるように動作周波数を制御する方式が考えられた
。この方式によれば、 ■オンした時の電源変動特性が良い。

■外来サージに対して強い。

■回路素子のばらつきに対応できる。

等の多くの利点がある。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、このようなスイッチング素子に印加されるピ
ーク電圧を一定に制御する方式では、通常不安定現象を
避けるために、制御ゲインを充分高く　（理想的には無
限大に）設定しているため、無負荷２次電圧の変動特性
が悪化する欠点があった。

例えば、このような方式のインバータを放電灯点灯装置
に適用した場合につき説明する。まずこのような放電灯
点灯装置では、放電灯の点灯のために、誘導性限流イン
ピーダンスと放電灯に並列に接続されたコンデンサとの
共振を利用して無負荷２次電圧を発生させている。この
とき制御系の利得を充分高く設定したとすれば、スイッ
チング素子に印加される電圧が電源電圧によらずにほぼ
一定となるように制御され、電源電圧が高いときは周波
数を高め、電源電圧が低いときは周波数を低めるような
制御が働く。これにより、インバータの動作周波数は共
振周波数から離れ、放電灯が点灯している状態では２次
側の共振回路のＱが低いため問題にならないが、放電灯
が消灯されている状態では２次側の共振回路のＱが高い
ので動作周波数が共振周波数から離れると無負荷２次電
圧は大きく変動する。すなわち、電源電圧が高いときは
無負荷２次電圧は大きく低下し、逆に電源電圧が低いと
きは無負荷２次電圧は過大となってしまう。そして、こ
のような現象により放電灯が点灯しない等の不具合が発
生してしまう。

本発明の目的は、上述の従来形における問題点に鑑み、
−石式並列共振形インバータにおいて、無負荷２次電圧
の変動特性を改良し、電源電圧が変動しても無負荷２次
電圧特性が平坦となるようなインバータを提供すること
にある。

［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するため、本発明は、−石式並列共振
形インバータにおいて、スイッチング素子に印加される
ピーク電圧が一定となるように動作周波数を負帰還制御
する際に、対電源電圧変動特性がほぼ平坦となるように
前記負帰還制御のループの利得を低く設定したことを特
徴とする。

本発明において、動作周波数は、特に、制限はないが、
可聴周波数より高い周波数である２０〜１００ｋＨｚが
好ましく用いられる。

［作　用コ 本発明によれば、制御利得を通常より低下させ、無負荷
２次電圧の変動特性を平坦にすることができる。これに
より、放電灯点灯装置に適用した場合に電源電圧が変化
しても放電灯を確実に始動させることができる。

［実施例］ 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明の一実施例に係る他励式インバータの
構成を示す。同図において、１は直流電源で、バッテリ
等の純直流電源の他、交流電源を整流する平滑、部分平
滑もしくは谷埋め形平滑、または非平滑の整流回路を用
いることができる。

２は出カドランスで、この出カドランス２の１次巻線２
ｐは、一端を直流電源１の正側端子に接続し、他端をス
イッチング素子であるトランジスタ３のコレクタに接続
するとともに、この１次巻線２ｐと並列に共振用コンデ
ンサ４を接続しである。これらの１次巻線２ｐと共振用
コンデンサ４とは並列共振回路を構成している。さらに
１．出カドランス２の２次巻線２ｓには負荷８として例
えば螢光ランプ等の放電灯を接続している。

また、トランジスタ３のエミッタを直流電源１の負側端
子に接続し、このトランジスタ３のコレクタ・エミッタ
に対し、逆並列にダイオード５を接続するとともに順方
向のダイオード６１とコンデンサＢ２との直列回路であ
るピーク電圧検出回路６を接続しである。抵抗８３と６
４は、このコンデンサ６２の端子電圧を分圧して周波数
制御回路７へ送出するためのものである。

周波数制御回路７は、基準電圧源７１．ピーク電圧検出
回路６の出力電圧を基準電圧源７１の出力電圧と比較し
てその誤差電圧を所定の利得で増幅し出力する誤差増幅
回路７２、誤差増幅回路７２の利得調節のための可変抵
抗器７３、および誤差増幅回路７２の出力に応じた周波
数で発振する電圧制御形発振器（ＶＣＯ）７４を具備し
、コンデンサＳ２の端子電圧、すなわちトランジスタ３
のコレクタ電圧に応じた周波数でトランジスタ３のベー
スを駆動する。

次に、第１図の放電灯点灯装置の動作を説明する。

直流電源１を投入すると、ＶＣＯ７４が発振を開始し、
トランジスタ３のベースを駆動する。これにより、トラ
ンジスタ３がＶＣＯ７４の発振周波数でオン・オフし、
出カドランス２の１次巻線２ｐと共振用コンデンサ４と
の並列共振回路を駆動し、出カドランス２の２次巻線２
Ｓに高周波出力電圧が誘起される。すなわち、インバー
タが起動する。

定常動作時、ピーク電圧検出回路６では、ダイオードＢ
１を介してコンデンサ６２がほぼｌ・ランジスタ３のコ
レクタ電圧のピーク値に充電され、周波数制御回路７に
おいては、このコンデンサ６２の端子電圧を抵抗６３と
６４とで分圧した電圧と基準電圧源７１の出力である基
準電圧Ｖ　ｒｅｆ’とが近づくようにＶＣＯ７４の発振
周波数ｆ１が制御される。ここで、ＶＣＯ７４の発振周
波数は、上記並列共振回路の共振周波数ｆ０より常に高
目となるように設定されているものとする。

定常動作時、ピーク電圧Ｖｐが設定電圧ｖ　ｓｅｔより
高くなると、コンデンサＢ２の端子電圧ｖｐを抵抗６３
と６４とで分圧した電圧Ｖｐ／ｎ（但し、ｎは分圧比）
が基準電圧Ｖ　ｒｅｆ’より高くなり、誤差増幅器７２
の出力が上昇し、Ｖ　ＣＯ７４の発振周波数ｆ、すなわ
ちインバータの動作周波数ｆ１が上昇する。これにより
、動作周波数ｆ１が共振周波数ｆ、から離れ、上記ピー
ク電圧Ｖｐが低下する。

同時に、出カドランス２の２次巻線２ｓから負荷８へ供
給される高周波出力電圧も低下する。

一方、ピーク電圧Ｖｐが設定電圧ｖ　ｓｅｔより低くな
り、電圧Ｖｐ／ｎが基準電圧Ｖ　ｒｅｒより低くなると
、誤差増幅器７２の出力が低下し、Ｖ　ＣＯ７４の発振
周波数ｆ１すなわちインバータの動作周波数ｆ１が低下
する。これにより、動作周波数ｆ１が共振周波数ｆ。に
近付き、上記ピーク電圧Ｖｐおよび高周波出力電圧が上
昇する。

本実施例の装置では誤差増幅器７２の利得を可変抵抗器
７３により調節し、通常より低い利得となるように設定
しである。そして、無負荷の場合例えば放電灯が未だ点
灯していない場合等であっても入力端子に対する無負荷
２次電圧特性がフラットとなるようにしている。

第２図は、誤差増幅器７２の構成例を示す。７８は演算
増幅器、７９は利得調節のための抵抗である。

第３図は、入力電圧に対する無負荷２次電圧特性を示す
グラフである。１０１は通常の設計すなわち利得が高く
設定しである場合、１０２は制御なしすなわち利得がゼ
ロの場合、１０３は本実施例のように利得を低く設定し
た場合を示す。本実施例の装置によれば、フラットな特
性となることが分る。

第４図は、本発明を自励式インバータに適用した例を示
す。同図において、１０１は交流電源で、この交流［ｊ
ｉＨｏｔに整流装置例えば全波整流回路１０２を接続し
、以降の回路にはこの整流回路１０２からの非平滑直流
（整流出力）を供給する。この整流出力端子ａ、ｂ間に
、平滑用コンデンサ１０３を接続するとともに、インバ
ータを接続している。

２０は出カドランスで、この出カドランス２０の１次巻
線は、一端を整流出力端子ａに接続し、他端を主スイツ
チング素子であるトランジスタ３０のコレクタに接続す
るとともに、この１次巻線と並列に共振用コンデンサ４
０を接続しである。これらの１次巻線と共振用コンデン
サ４０とは並列共振回路を構成している。さらに、出カ
ドランス２０の２次巻線には螢光ランプ等の放電灯８１
１起動用コンデンサ８２、および負荷電流を検出してト
ランジスタ３０のベースに正帰還する可飽和形電流トラ
ンス（ＣＴ）９１の１次巻線を直列に接続している。

トランジスタ３０のエミッタは負側整流出力端子すに接
続し、ＣＴ９１の２次巻線は一端をトランジスタ３０の
ベースに接続するととともに他端はコンデンサ９２を介
して負側整流出力端子すに接続しである。また、トラン
ジスタ３０のベース争エミ・ソタ間には逆並列にダイオ
ード９５と抵抗９６との直列回路を接続しである。９３
はコンデンサ、９４はトランジスタ７５のコレクタ電圧
に応じてインピーダンスが変化する可変インピーダンス
素子としてのＦＥＴである。これらは、発振周波数制御
回路９０を構成している。

電圧検出回路ＢＯＡは、トランジスタ３０のコレクタ電
圧のピーク値Ｖｐを検出するためのもので、トランジス
タ３０のコレクタ・エミッタに対し順方向接続されたダ
イオード６１とコンデンサ６２との直列回路を具備する
。分圧回路ＢＯＢは抵抗６３と６４からなり、上記コン
デンサ６２の端子電圧を分圧してＶｌ）／ｎの電圧を作
成し誤差増幅回路７０へ送出する。

７１は抵抗とゼナーダイオードからなる基準電圧発生回
路で、ゼナーダイオードのゼナー電圧である基準電圧Ｖ
　ｒｅｆを作成し誤差増幅回路７０へ送出する。誤差増
幅回路７０は、基準電圧Ｖ　ｒｅｆと分圧回路ＢＯＢの
出力電圧Ｖｐ／ｎと比較してその誤差電圧に応じたコレ
クタ電圧を発生するトランジスタ７５を具備し、その利
得は抵抗７６、７７によって定めることができる。

次に、第４図の放電灯点灯装置の動作を説明する。

電源１０１を投入すると、トランジスタ８０は図示しな
い起動回路より微小なベース電流が供給され、僅かに導
通する。これにより、出カドランス２０の１次巻線が僅
かに駆動され、２次巻線に負荷電流が流れる。この負荷
電流はＣＴ９１により検出され、トランジスタ３０のベ
ースに正帰還される。このトランジスタ３０のベースか
らコレクタ、出カドランス２０およびＣＴ９１を経てト
ランジスタのベース３０に至る正帰還ループによりトラ
ンジスタ３ｏは急速にオンする。コンデンサ９２．９３
は、このトランジスタ３０をオンさせるためのベース電
流により充電され、その結果、トランジスタ３ｏのベー
ス電流は減少する。すると、今度は、上記正帰還ループ
によりトランジスタ３０が急激にオフする。オフ時は上
記並列共振回路の共振により出カドランス２ｏの２次巻
線に誘起される交流電圧により、負荷電流は極性を反転
した後、再度正転する。すると、トランジスタ３０はベ
ースに印加される電圧が正となり、上記正帰還により再
びオンする。以後、このような正帰還および並列共振に
より、このインバータは発振を継続する。

動作周波数の制御は前記第１図の場合と同様であるが、
本実施例ではトランジスタ３０のコレクタ電圧のピーク
値が所定の値（基準電圧発生回路７１の基準電圧に基づ
いて定まる）に近づくように制御される。

すなわち、基準電圧発生回路７１から供給される基準電
圧とトランジスタ３０のコレクタｉｔ圧ピーク値を分圧
回路６０Ｂで分圧した電圧とを、誤差増幅回路７０で比
較し、その誤差を所定の利得で増幅してＦＥＴ９４のイ
ンピーダンスを変化させる。

このインバータにおいては、トランジスタ３０のオフ期
間は上記並列共振により定まるため、一定である。しか
し、オン期間は、コンデンサ９２．９３に流れるトラン
ジスタ３０のベース電流により定まる。そして、このト
ランジスタ３０のベース電流は、ＣＴ９１の２次巻線に
対しトランジスタ３０のベースと直列に接続されるコン
デンサ９２．９３およびＦＥＴ９４のインピーダンスに
より定まる。したがって、ＦＥＴ９４のインピーダンス
を可変することにより、インバータの発振周波数をを可
変することができる。

今、トランジスタ３０のコレクタのピーク電圧Ｖｐが設
定電圧ｖ　ｓｅｔより低下すると、トランジスタ７５に
流れる電流が増加し、ＦＥＴ９４のインピーダンスが低
下する。これにより、コンデンサ９２゜９３にトランジ
スタ３０のベースを駆動するに充分な電流が流れる時間
が長くなってトランジスタ３ｏのオン期間が延び、発振
周波数が低下して共振周波数に接近し、ピーク電圧ｖｐ
が上昇する。ピーク電圧Ｖｐが設定電圧ｖ　ｓｅｔより
上昇すると、回路各部が上記とは逆に動作してピーク電
圧Ｖｐは低下する。したがって、ピーク電圧ｖｐが安定
化される。また、電源電圧の変動に対しては出力電圧も
安定化される。

この場合、誤差増幅回路７０の利得は、トランジスタフ
５および抵抗７８．７７によって定められる。したがっ
て、これらにより誤差増幅器７０の利得を下げ無負荷２
次電圧特性をフラットにすればよい。

なお、利得を下げるには分圧回路ＢＯＢの分圧比を大と
しても同様であるし、周波数制御の感度を低下させても
よい。

［効　果］ 以上説明したように、本発明によれば、インバータの動
作周波数を制御する際に制御利得を通常より低く設定す
るだけで、無負荷時の２次電圧の電源電圧変動特性を改
良することができ、放電灯点灯装置に適用すれば放電灯
を確実に点灯することができる。また、制御利得を低下
させるので、誤差増幅器の回路構成を簡単なものとする
ことができコストを低減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例に係る他励式インバータの
回路図、 第２図は、誤差増幅器の構成例を示す回路図、第３図は
、入力電圧に対する無負荷２次電圧特性を示すグラフ、 第４図は、本発明の他の実施例に係る自励式インバータ
の回路図である。 １：直流電源、２：出カドランス、３：トランジスタ、
４：共振用コンデンサ、６：ピーク電圧検出回路、７：
周波数制御回路、Ｂ１：ダイオード、６２：コンデンサ
、６３．６４：抵抗、７２：誤差増幅回路、７４：電圧
制御形発振器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、一石式並列共振形インバータにおいて、スイッチン
   グ素子に印加されるピーク電圧が一定となるように動作
   周波数を負帰還制御する際に、対電源電圧変動特性がほ
   ぼ平坦となるように前記負帰還制御のループの利得を低
   く設定したことを特徴とするインバータ。