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JPH0273180A - 改良形ラジオ周波数とディジタル処理による全地球位置計測システム - Google Patents

改良形ラジオ周波数とディジタル処理による全地球位置計測システム

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JPH0273180A
JPH0273180A JP1176992A JP17699289A JPH0273180A JP H0273180 A JPH0273180 A JP H0273180A JP 1176992 A JP1176992 A JP 1176992A JP 17699289 A JP17699289 A JP 17699289A JP H0273180 A JPH0273180 A JP H0273180A
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radio frequency
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signals
frequency
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ロジャー　ジェイ．ヘルキー
Robert G Lorenz
ロバート　ジー．ロレンヅ
Robert A Sutherland
ロバート　エイ．サザーランド
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  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
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  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、一般に全地球位置計測システムの衛星信号の
受信機に関するものであり、特に、それについて全体に
わたる構造およびラジオ周波数とディジタル処理による
受信部の特別な改良に関するものである。
（発明の背景） アメリカ合衆国は、全地球位置計測システム（ＧＰＳ）
の一部として多数の衛星の軌道への配置を進行中である
。いくつかの衛星はすでに配置されている。それらの衛
星からの信号を受信する受信機は、非常に精度良く位置
、速度２時間などのパラメータを決定できる。
軍用と民生用の用途がある。主な軍用用途には、飛行機
や船の位置や速度を定期的に決めるために飛行機や船に
搭載される受信機である。
民生用の用途の例には、高精度で、固定点の位置や２つ
の固定点の距離を正確に決定することがあげられる。別
の例には高精度な標準時間の生成がある。
これらを成し遂げるために、それぞれの衛星は、連続的
に２つのしバンド信号を送信する。受信機は、複数個か
らの衛星の信号を同時に検出し、位置、速度１時間など
のパラメータを計算するために信号から情報を引き出す
ように信号を処理する。
米国政府は、これらの衛星の送信信号に対する標準を採
択した。
したがって、特別な目的で受信機を作ることによって衛
星信号を使うことができる。衛星の標準送信信号は、多
くの技術文献で議論されており、ロックウェル・インタ
ーナショナルコーポレーションの“インターフェイス制
御文書”の１９８４年９月２６日付、１９８６年１２月
１９日改訂の［ナブスター　ジー　ピー　ニス（Ｎａｖ
ｓｔａｒＧＰＳ）宇宙、セグメント／航法　ユーザーイ
ンターフェイス」に詳細に公開されている。
手短に言えば、それぞれの衛星は、１５７５゜４２ＭＨ
Ｚのキャリア上にＬ１信号を送信し、通常１５４０　ｆ
、　　（ｆ、　＝１．０２３ＭＨＺ）と表される。それ
ぞれの衛星によって送信された第２のし２信号は、１２
２７．６ＭＨＺあるいは１２００ｆｏのキャリア周波数
を持っている。
これらの信号のそれぞれは、衛星に固有な少なくとも１
つの擬似ランダム信号によって、衛星内で変調される。
これは、ラジオ周波数雑音や高強度の妨害の影響に抵抗
し得るスペクトル拡散信号の開発を促している。
また、そのため、多くの衛星からのしバンド信号を、受
信機内で個々に識別し、分離することが可能となってい
る。
そのような擬似ランダム関数は、衛星内のＬｌとＬ２キ
ャリアを変調する精密なコード（Ｐコード）である。Ｐ
コードは、１０．２３ＭＨＺのクロック信号を持ち、し
たがってＬｌ、Ｌ２信号は２０゜４６ＭＨＺの帯域幅と
なる。Ｐコードは長さにして７日間である。さらにそれ
ぞれの衛星のし１信号は、第２の擬似ランダム関数によ
って変調され、それは、独特なりリヤー／取得コード（
Ｃ／Ａコード）であって、１．０２３ＭＨＺのクロック
信号を持ち、１ミリ秒ごとにそのパターンを繰り返し、
したがって１０２３ビツトを含んでいる。
さらに、Ｌ１キャリアは、また、衛星の識別、状態など
の情報を与える５０ビット／秒の航法データによって変
調される。
受信機においては、既知の擬似ランダム関数に対応する
信号が作られ、その信号を復調する過程において衛星信
号上に変調された信号と同相となるように配列される。
追従衛星からのキャリアの位相は、局部発振擬似ランダ
ム関数を持つ衛星信号に相関する結果から測定される。
多数の衛星からのキャリア信号の相対位相は、距離、速
度２時間などの希望する目的の量を計算するために使わ
れる、受信機で得られる測定量である。Ｐコード関数は
、連邦政府によって分類すべきであって、したがって、
それらは軍用目的にのみ使われることができるので、全
地球的位置計測システムの民生使用者は、Ｃ／Ａコード
擬似ランダム関数を用いてのみ利用しなければならない
。
（発明の目的） 本発明の目的は、信頼性があり、低価格、低消費電力、
簡単な受信機構造の地球位置計測受信機構成を与えるこ
とである。
本発明の別の目的は、現在可能なものよりも高い精度の
相対位相を多くの衛星から測定し、したがって、相対位
相測定から決定される、例えば位置、速度９時間の絶対
量の精度を改善することである。
（発明の概要） これらおよび付加的な目的は、受信機システムの個々の
部分における受信機全体の構造と改良を含む本発明の様
々な特徴によって達成される。受信機は、２つの主な部
分で形成されている。第１は、多数の衛星からのしバン
ド信号を同時に受信し、ディジタル回路によって容易に
処理できるように低中間周波信号に変換するラジオ周波
数部である。第２は、中間周波信号を受信し、その信号
と信号を処理すべきそれぞれの信号の相対位相の測定量
を与えるディジタル処理部である。Ｃ／Ａコード擬似ラ
ンダム関数との相関は、受信機のラジオ周波数部ではな
くディジタル部で達成される。
相対位相や他の測定は、位置、距離、速度９時間等の希
望する目的量を計算するためにプロセッサによって使わ
れる。
受信機のラジオ周波数部とディジタル処理部によって使
われるすべての時計と同期信号は、共通の発振器から救
急されるので相互に同期している。
復調周波数の特別な組合せによって、ディジタル的に処
理される中間周波数を与えることによって付は加えて、
付随的な問題が発生しないで、回路の総数と複雑さを低
く抑えることができることがわかる。
ラジオ周波数部は、Ｌ１１倍周波数をＣ／Ａコード擬似
ランダム関数のバンド幅のほぼ２倍の周波数に減少され
るために２段直列の周波数低下変換段を構成している。
得られる低周波信号は、受信機のディジタル部によって
、より容易に処理される。
ラジオ周波数部は、ディジタル処理回路のための低周波
信号を与えるために、２段直列ダウンコンバータ段と自
己相関段（２乗）を含むし２倍号の周波数を低下させる
回路をオプションとして含んでいる。
Ｌ２キャリアの変調情報は地球位置計測システムの民生
用利用者には使用できないので、信号を再生する必要は
ない。中間周波数Ｌ２キャリアの周波数と位相は、周波
数１位相測定に対する電離層の未知の効果を決定するた
めに、キャリア周波数や位相測定に対する電離層の効果
を決定するように、周波数低下し１キヤリアと組み合わ
せて、ディジタル部によって使われる。
ディジタル部は、低下周波数Ｌ１１倍を受け取る。それ
ぞれの衛星のＬ１１倍は、別々のディジタル回路チャン
ネルによって処理される。
それぞれのチャンネルは、衛星から受信したＬ１キャリ
ア信号の複製信号を作る。
衛星についてのＬ１キャリア信号の複製信号の相対位相
は、最高クロック周波数の分解能まで、同時刻に測定さ
れる。
これらが、位相測定の基本となる。それぞれのチャンネ
ルのこれらの同期にわたる平均増加位相は、チャンネル
のＬ１キャリア信号の相対位相を基本位相のみを測定す
ることによって可能な最高分解能より高い分解能まで得
るために基本位相測定に加えられる。
これよって、最大精度を得るために、Ｌ１１倍キャリア
の相対位相を用いて計算される目的量（位置、距離、速
度１時間、その他）を得ることができる。
それぞれのディジタルチャンネルは、衛星コードが知ら
れているので、メモリから、衛星のし１信号のＣ／Ａコ
ードの複製信号を作る。その位相は、位相調節回路によ
って、受信し１信号の位相と合致するように調節される
。Ｃ／Ａコードの相対位相は、距離、速度９時間等の目
的量の計算を行うために使われる情報の一部である。
しかし、同相Ｃ／Ａコードは、上述した位相測定に利用
されるＬ１信号キャリアの複製信号を得るために、それ
ぞれのチャンネルのＬ１信号を復調するためにも使われ
る。
本発明の好ましい形態において、このＬ１キャリア複複
信号は数値制御発振器（ＮＧＯ）を含むループを用いて
、それぞれと同期することによって得られる。ＮＧＯに
は、可変係数カウンタと、Ｌ１信号キャリアとカウンタ
が同相を保つように周期シフトパルスを発生する回路と
を含んでいる。
カウンタの係数は、シフトパルスを受信するごとに変化
する。それぞれのＬ１キャリア信号の基本相対位相は、
それぞれのディジタル処理チャンネルのカウンタの出力
を読み取ることによって同時刻に決定される。
上述のより精度のよい分解能の位相測定は、基本位相測
定の直後、前もって決めた周期内に生じるＮＣＯカウン
タのシフトパルス数の計数と平均化によって得られる。
これは、上述の高分解能Ｌ１信号キャリアの位相測定を
行う簡単で直接的な方法である。
本発明の種々の面の付加的な目的、利点特徴は、好まし
い実施例の次の記述から明らかになるであろう。その記
述は、付随する図と関連して行われる。
（実施例） 最初に第１図については、受信機システム全体が述べら
れている。受信機は、適当なアンテナ１１を接続する入
力端子がある。アンテナ１１からの信号は、同時にラジ
オ周波数部の２つの部分に供給される。その１つ１３は
、いくつかのＬ１信号の周波数帯の周波数を下げ、もう
１つの部分１５はいくつかのし２信号の周波数帯の周波
数を下げる。
この特別な例の場合し１部分１３の出力１７は、モニタ
すべき衛星のそれぞれによって、Ｌ１キャリアに変調さ
れたＣ／Ａコード擬似ランダム雑音で、２ｆｏのバンド
幅をもつ３．５　ｆａ　　（ｆｏ　＝１゜０２３ＭＨＺ
）の周波数の信号である。この特別の場合Ｌ２ラジオ周
波数部１５の出力１９は、実際にすべての周波数変換す
べき変調情報をもつ１ｆｏ信号であって、狭帯域となる
。ラジオ周波数部の１３と１５の両方は、共通タイミン
グ回路２１からの局部発振信号を受け取る。
１７のＬ１中間周波信号と線路１９のＬ２中間周波信号
のそれぞれは、ディジタル処理チャンネル２３，２５．
２７等のそれぞれに供給される。
いくつかの衛星からの信号を同時に処理する必要があり
、そして、求めるべき特別な情報に依存して、通常、４
つもしくはそれ以上の衛星から信号をモニタする必要が
ある。
しかし、用意すべきディジタル処理チャンネルの数は、
目的とする使用に適用されたとき受信機によって同時に
モニタされ処理される信号の衛星の最大数に等しいのが
好ましい。制御処理回路２９は、ディジタル処理チャン
ネル２３−２７の動作を制御し、受信機の目的の応用に
依存して距離や速度の目的量を計算するために、それぞ
れのチャンネルの測定位相、周波数のコード位相出力を
受け取る。
述べている特定の受信機の例では、ラジオ周波数部のＬ
２ｅ分１５を用いないで、目的の測定と計算ができる。
それゆえ、全てのディジタル処理チャンネル２３−２７
から、線路１９に、周波数低減し２キャリア信号を除外
している。Ｌ２キャリア信号を用いる主な目的は、ある
量を測定すべきＬ１キャリア信号から、電離層の影響を
取り除くための参照信号を与えることである。
アンテナ１１の好ましい形は、全方向アンテナの形態を
しており、一般にマイクロストリップバッチである。衛
星からの受信信号は、右円偏波であるので、最適なアン
テナは、その偏波の信号は効率的に再生して、反射波か
ら生じる直交偏波は拒絶するものである。
Ｌ　Ｌラジオ周波数部の部分１３には２つの逓降変換器
がある。帯域フィルタ３１は、アンテナ１１から信号を
受取り、１５４０ｆ、のし１キャリア周波を通過させる
ように中心周波数が同調されている。フィルタ３１のバ
ンド幅は、Ｌ１１倍のＣ／Ａコードの２ｆｏＭＨＺの帯
域幅よりも広くなるように設定されており、典型的には
３５ＭＨＺのバンド幅である。フィルタ３１は、Ｌ２帯
付近のイメージ周波数帯を含む通過帯域以外のＬ２と他
の信号を大きく抑圧する。フィルタ出力は、ラジオ周波
数増幅器３３に供給される。その増幅器は高利得、低雑
音のものが選ばれ、ガリウムヒ素素子を用いた増幅器が
好ましいであろう。その増幅器の出力は、線路３７の１
３７２ｆ、の局部発振周波数を受け・取る第１の混合器
３５に供給される。混合器３５には、市販されている二
重平行型混合器が好ましい。
混合器３５の信号出力は、別の帯域フィルタ３９に供給
される。フィルタ３９は、混合器３５に供給される２つ
の周波数の差である１６８ｆＱに通過帯域の中心周波数
がある。
混合器３５の出力にも含まれているそれらの周波数の和
は、フィルタ３９によって除去される。
フィルタ３９のバンド幅は、はぼ２．２ＭＨＺで、Ｃ／
Ａコードのスペクトル幅よりやや広い。
フィルタ３９は、表面弾性波（ＳＡＷ）型が好ましい。
フィルタ３９の帯域制限信号出力は、モノリシックシリ
コン増幅器４１によって増幅される。その増幅器の出力
は、４５で示すタイミング回路２１からの周波数１７１
．５ｆｏの局部発振信号を受け取る第２の混合器４３に
供給される。混合器４３の約３．５ｒｏの出力周波数差
は非線形飽和領域で動作する市販の高利得増幅器４７に
よって増幅される。増幅器４７は、過大駆動をさけるた
め、その出力が接続されている素子に対して信号レベル
の制限をする。信号の位相のみが、ラジオ周波数部の構
成部品によって保存されねばならない。
したがって、信号振幅のクリッピングは関係しない。
最後に、増幅器４７の出力は、ディジタル処理チャンネ
ル２３−２７によって使われるために線路１７の増幅器
出力をディジタル論理レベルに変換するコンパレータ４
９に供給される。
Ｌ２ラジオ周波数部１５は、Ｌ２キャリア周波数である
１２００ｆｏの中心帯域通過周波数を持つ帯域通過フィ
ルタ５１に、アンテナ１１から信号を接続する。増幅器
５３は、第２の混合器５５に帯域制限信号の増幅信号を
供給する。混合器５５は、Ｌ１ラジオ周波数部１３の事
態１の混合器３５と同じ（、線路３７の局部発振信号を
受け取る。
それゆえ、もし、異なる局部発振器周波数が使われた場
合、回路が複雑になるのを防いでいる。局部発振器の周
波数１３７２ｆＯは、Ｌｌ、Ｌ２キャリア周波数の中間
値に選ばれる。
第１の混合器５５の出力は、１７２ｆＯの中心周波数の
帯域通過フィルタに供給される。
それは、混合器５５の差周波数出力を通過させる。
フィルタ信号は、混合器５５の差周波数出力１７２ｆｏ
を通過させて増幅器５７によって増幅される。増幅器５
７の出力は、結合器５９と混合器６１から構成される自
己相関器に供給される。混合器６１は、増幅器５７の出
力からラジオ周波数と局部発振器信号として同じＬ２２
倍を受け取る。
その結果、出力信号は２倍の周波数３４４ｆＯとなって
、その拡がったスペクトルは、狭帯域信号となって、帯
域通過フィルタ６３に供給される。
自己相関は、衛星の変調情報のすべてを信号から除外さ
せる結果となり、Ｌ２キャリア周波数と相対位相が測定
される。変調情報はＰコード擬似ランダム関数と、軍事
関係データであって自己相関は簡単に、この未知変調信
号の影響を、受信機によって調査すべき信号から除外す
る。
帯域通過フィルタ６３の出力は、線路６７で示される３
４３ｆＯの局部発振器信号を受け取る第２の逓降変換混
合器６５に供給される。
それゆえ、混合器の出力は、ｌｆｏの差信号である。こ
の差信号は、中心周波数がｌｆｏの帯域通過フィルター
６２に供給される。ろ波された信号は、増幅器６４によ
って増幅され、増幅処理チャンネル２３−２７に使うた
めに増幅出力をディジタルレベルに変換する比較器６６
でディジタル信号に変換される。
第１図の受信機のクロックとタイミング回路２１は、第
２図により詳細に示されている。受信機の局部発振器、
クロック信号、タイミング信号のすべては、非常に安定
な発振器７１の出力から作られる。発振器７１は、オー
ブンで温度制御された水晶を用いるのが好ましく、した
がって、出力周波数は非常に精密で安定である。
ここで述べた受信機の例では、その出力は２０ｆＯの周
波数となるように選ばれ、ディジタル回路に用いるため
にタイミング回路比カフ３の１つに直接接続される。
発振器７１の出力は、分割回路７５を通り、位相検出器
７７、ループフィルタ７８．電圧制御発振器７９９分割
回路８１．８３．８５をすべて直列ループとする位相同
期ループに供給される。この例の受信機に必要な周波数
を得るために、回路７５は発振器７１の出力を４０分割
し、電圧制御発振器は、ゼロ電圧がループフィルタ７８
に加えられたとき、１３７２ｆ、の周波数出力となる。
１３７２ｆ、出力は第１図の受信機の混合器３５と５５
に線路３７で供給される。
信号は、回路８１によって４分割され、第１図の受信機
の混合器６５に供給される線路６７の３４３ｆｏの局部
発振器信号を作ることになる。回路８３は、その周波数
を２分割し、第２図の受信機の混合器４３に供給される
線路４５の局部発振器周波数１７１．５ｆ、となる。ル
ープを閉じるために回路８５は、位相検出器に供給され
る前に３４３分割される。
付加的な周波数が、これらの基本的信号から第２図のタ
イミング回路で作られ、第１図の信号機においてディジ
タル処理回路に使われる。
９分割回路８７は、線路８９で示される１　９．０５ｆ
ｏを作り、５分割回路９１は線路９３の３４．３ｆ０の
クロック信号を作る。両者の回路８７と９１は、線路４
５から１７１．５ｆ、信号を受け取る。より低い周波数
のクロック信号を作るために、１０分割回路９５が、線
路９７の２ｆｏクロツクを発生させるために、線路７３
の２０ｆＯクロック信号に接続される。同様に、２０分
割回路９９は線路１０１のｌｆｏクロックを作る。その
クロックはさらに、分割回路１０３で１０２３分割され
、それゆえ、線路１０５で示される１ミリ秒の周期を持
つクロック信号を作る。
第３図にチャンネル処理器２３−２７のそれぞれにある
ディジタル処理回路の一部が示されている。これは信号
を同時に受信し処理する数個の衛星の１つのみに対して
線路１７で示される周波数低減し１信号を処理する回路
の一部である。
これらの回路の主な目的は、距離９位置、速度。
時間等の目的量を計算するための信号を与える。
これには、Ｌ１キャリアの相対位相とＣ／Ａコードに比
例する信号が含まれる。線路１７の入力信号は、ディジ
タル混合器１１１と１１３の２台に供給される。Ｌ１信
号は、第３図の回路によって処理される信号の１つの衛
星に対して、線路１１５のＣ／Ａコードの内部的に作ら
れた推定量によって復調される。線路１１７に示すディ
ジタル混合器の出力は、航法データ（ＮＡＶ）と雑音の
みで変調された周波数低減し１信号である。ディジタル
混合器１１３に供給される線路１１９の信号は、この特
定の衛星のための線路１７に示す信号の周波数低減し１
キャリア成分の内部発生推定量である。
線路１２１で示す混合器１１３の出力は一つの衛星のＮ
ＡＶデータで変調されたＣ／Ａコードと雑音である。
位相同期ループ１２３は、線路１１７における衛星Ｌ１
信号のすべてから分離された１つの衛星のＬ１キャリア
に同期するのが主な目的である。
それぞれの衛星のＬ１信号には、ドツプラ効果による受
信機に対する衛星の速度に依存して、１５４０ｆＯのま
わりに小さな周波数領域内で変化する周波数がある。Ｃ
／Ａコードはそれぞれの衛星に対して独自であるので、
回路１２３は、回路１２７によって発生したＣ／Ａコー
ドの衛星のし１周波数に同期する。位相同期ループ１２
３の出力は、線路１１９で示すし１キャリア信号の複数
信号である。第３図の回路の第２の主な部分は、１つの
衛星に対して受信されたＬ１信号と同じ位相で同じ情報
の内容の、線路１１５で示すＣ／Ａコードの推定量の作
成を目的として持つ進み遅れ追従ループ１２５である。
進み遅れ追従ループ１２５は、スペクトル拡散衛星通信
技術で良く知られたのと同型である。１つの衛星に対す
る知られたＣ／Ａコードは、回路１２７によって作られ
る。ディジタル処理チャンネル２３−２７のそれぞれ作
られたＣ／Ａコードは異なり、それぞれの衛星に独自で
ある。１ミリ秒ごとに繰り返す擬似ランダムビットパタ
ーンは、知られているが、しかしその相対位相は知られ
ていない。それゆえ、回路１２５の目的は、独自のＣ／
Ａコードによって変調されたし１信号に同期したコード
を作るために（１１５）　、局部（内部）的に作られた
Ｃ／Ａコードを位相シフトすることである。さらに進み
後れ追従ループ１２５は、相対位相シフトを測定し、制
御処理回路２９に使用するために、位相シフトに比例し
た１２９の信号を作ることを目的としている。この量は
、位置。
速度等の究極の量を計算するために処理回路によって使
われる重要な情報である。
ループ１２５は、センサ１３３のＣ／Ａコードの進み位
相信号と１３５のＣ／Ａコードの遅れ位相信号を作る回
路１２７の一部として位相シフト回路を含んでいる。
これらの信号は１２１の信号と相関をとるためにディジ
タル混合器１３７と１３９にそれぞれ供給される。それ
らの混合器の出力は、アップ／ダウンカウンタ１４１に
供給される。そのカウンタは１３３と１３５の進み遅れ
Ｃ／Ａコードが、処理されるべき信号が含まれている１
２１で示されるＣ／Ａコードのどちらかに同相で等しく
置き換えられないとき、生じる誤差に比例する信号を出
力１４３として発生する。
そのような誤差があるとき、誤差がゼロとなるように調
節する回路１２７内の位相シフタに、フィルタ１４５を
通して、供給される。その調節は、処理すべきＬ１信号
のＣ／Ａコードと一致させるために回路１２７の発生器
のＣ／Ａコードが１１５の信号と同相となるようにシフ
トさせる結果となる。
同様に、位相同期ループ１２３は、キャリア信号に同期
させるために衛星通信システムにおいて良く知られてい
る。このキャリア信号は、線路１１７の信号位相と線路
１１９の信号位相の差を線路１４９の出力として作る位
相検出器１４７に供給される。アップ／ダウンカウンタ
１５１は、線路１４９の信号を受取り、Ｃ／Ａコードの
一周期にわたって積算するように動作する。線路１３１
は、内部的に生成した名目上のＣ／Ａコードの特定の状
態の発生時点で信号を伝送する。これは、１ミリ秒の割
合で、名目的に生じ、ドツプラ効果や局部発振器オフセ
ットによって生じる位相シフトによって修正を受ける。
データ転送と同期した線路１４９の信号の積算によって
、積算期間中データ転送は生じないことが保証される。
カウンタ１５１の出力は、Ｌ１キャリアの位相に比例し
、ループフィルタとプロセッサ１５３を通して数値制御
発振器（ＮＧＯ）１５５に供給される。線路１５７の信
号は、Ｌ１キャリアとキャリアの内部生成推定量の間の
位相誤差に比例する。それは制御処理回路２９に有用で
ある。
ＮＣ０Ｌ５５には測定されるし１キヤリアの相対位相か
らの線路１５９で示される出力がある。
その信号とＮＣＯ１５５からの線路１６１で示されるシ
フトパルス信号は位相測定回路１６３に供給される。回
路１６３は種々のクロックと線路１６５０制御信号に応
答できる。線路１６７の信号は、他のディジタル処理チ
ャンネル２３−２７で処理される他の衛星からのＬ１キ
ャリアの位相対に対して、１つの処理チャンネルによっ
て処理されている信号の１つの衛星からのＬ１キャリア
の位相に比例する。
それぞれの衛星によって生成されたし１キャリアの周波
数は、非常に安定しているが、受信信号は、ドツプラ効
果によって衛星と受信機の間の相対運動によって影響さ
れる。とりわけ、地上受信機では、特定の衛星からのし
１キヤリアの周波数と相対位相は、衛星が、受信機に対
して見ることのできる上空を横切って移動するにつれて
変動するであろう。
特定の衛星によって伝送される航法データ（ＮＡＶ）を
引き出すために、線路１１７の信号は回路１７５によっ
て９０度位相シフトした後、線路１１９のＬキャリアの
推定量を線路１７３の復調信号として受け取る混合器１
７１に供給される。
その結果得られた復調信号は、線路１７９のデータがそ
の衛星の希望する航法データであるアップ／ダウンカウ
ンタ１７７に供給される。
Ｌ２キャリアもまた、処理されるそれらの受信機では、
それぞれのディジタル処理チャンネル２３−２７には、
第４図で示される処理回路が含まれる。位相同期ループ
１８１は、第３図のループ１２３と同じ基本設計で与え
られる。また、Ｌ１キャリアの代わりにＬ２キャリアに
対して動作することを除いて同じ一般的な機能を持って
いる。
自己相関（２乗）Ｌ２キャリアには航法データを取り扱
うための用意がない。同様に、Ｌ２２倍を２乗すること
は、擬似ランダム信号を取り除くことになる。その結果
、第３図の回路にはＣ／Ａコードがあるのに対して、第
４図の回路には、変調信号の局部発振や相対位相シフト
はない。
興味ある衛星のＬ２キャリアに位相同期ループ１８１が
同期するために、制御処理回路２９はＬ１１倍から衛星
に対するドツプラ周波数シフトを計算し、異なるし２周
波数に対する周波数シフトを概算し、２倍して、公称Ｌ
２周波数にそれを加算し、それから計算したし２周波数
でループ１８１の数値制御発振器をスタートする。
その周波数に一旦、同期した後、ループ１８１は、衛星
が上空を横切るときに生ずる周波数変化に追従する。
今、述べている受信機の重要な部分は、Ｌ１キャリアの
相対位相の測定を非常に高い精度と分解能で行うことで
ある。これは、第３図の位相測定回路１６３で達成され
る。位相測定回路１６３の詳細は、数値制御発振器１５
５との相互作用を含めて第５図に与えられる。位相測定
回路１６３には、基本位相測定回路２０１と、増加位相
測定回路２０３がある。回路２０３の出力２３８はプロ
グラム分割回路２１０によって分割される。分割出力２
０７は、線路１６７の相対位相値を与えるために加算器
２０９によって、回路２０１の基本位相出力２０５と供
給される。素子１０９と２１０の加算の分割機能は、処
理回路２９のソフトウェアによって交互に実行される。
第５図の位相測定回路の動作を理解するために、数値制
御発振器１５５の動作をある程度理解する必要がある。
ＮＣＯ１５５の主要な部品は、線路１５９の多数のビッ
ト（桁）を出力するカウンタである。カウンタ出力の最
上位桁は、線路１１９によって出力される。線路１１９
の信号周波数は、ドツプラ周波数シフトの影響を受けな
いでディジタル処理回路に供給されるし１キヤリアの公
称中間周波数である３、５ｆｏであるのが望ましい。
しかし、Ｌ１キャリア周波数が、ドツプラ効果のために
いくらか変化するとカウンタ２１１はその周波数変動に
追従し、同期するのに充分可変でなければならない。こ
の例のカウンタ２１１は１０まで計数して自動的に繰り
返すものが、選ばれる。それにより、カウンタ２１１を
駆動するクロック信号の周波数の１０分の１である１１
９の信号を通常作る。線路１６１は、カウンタ２１１に
制御信号を伝える。カウンタが、線路１６１のパルスを
受け取ると、その次の周期は１０ではなく９まで計数し
、さらにその次の周期は、線路１６１の次のパルスが受
け取られるまでは１０まで計数する。
線路１６１のカウンタシフトパルスは、加算器２１５と
多くの並列フリップフロップ２１７から成る状態装置（
Ｓｔａｔｅ　　ｍａｃｈｉｎｅ）２１３から作られる。
フリップフロップ２１７の出力は、加算器２１５の２つ
の入力の１つから成り、加算器の他の入力は、ＮＣＯ１
５５出力の希望の周波数を表すデータを入力する制御レ
ジスタ２１９から得られる。
フリップフロップ２１７に蓄積されたデータの最上位桁
は、線路２２１０波形の０から１への遷移の度ごとに線
路１６１のパルスを出力するパルス立上り検出回路２２
３に線路２２１によって伝えられる。
第６図の波形における特別な動作例を考慮することは、
第５図の回路の動作を理解する上で役に立つ。第６図（
Ａ）は、０．７ｆＯの公称周波数であるＮＣＯにおける
２２１の波形を示し、すなわち、２ｆｏのクロックによ
って駆動された回路２１３となる。その結果、第６図（
Ｂ）に示すようにその信号のそれぞれの立上りで１６１
のシフトパルスとなる。第６図（Ｄ）はカウンタ２１１
の線路１１９の出力が、シフトパルスの受信直後を除い
て３４．３ｒｏクロツクの１０サイクルの周期となるこ
とを示している。第６図（Ｄ）の領域２２５は、カウン
タ２１１が実線で示すようにシフトパルスに応答して、
９カウント計数するときと破線で示すように完全な１０
カウントになるときの線路１１９の波形形状の差を表し
ている。
この例にある周波数において、カウンタ２１１は、ドツ
プラ周波数シフトしないとき、低減周波数Ｌ１信号に同
期するように第３図の位相同期ループ１２３を保つ線路
１１９の、３．５ｆｏ信号を作るためにタロツク信号３
４．３ｆＯを９．８で割ることが必要である。これは、
１１９の同相クロックの５サイクル毎にカウンタ２１１
の割算の除数を９に変えることで達成され、これにより
、３４．３ｆ。
クロックを５サイクルにわたって９．８の平均で割るこ
とによって達成される。
他のチャンネルによって処理された信号の位相に対する
ある処理チャンネルで第５図の回路によって処理される
Ｌ１キャリア信号の位相の測定は、同時にそれぞれのチ
ャンネルのＮＣＯカウンタ２１１の出力１５９をラッチ
することによって得られる。
ラッチ２２７はこのために与えられ、１ミリ秒クロック
の立下りでラッチされる。
第ＢＥ’　（Ｃ）は１ミリ秒クロックの例と、立下り２
２９を示す。第６図（Ｄ）はこのチャンネルによって処
理されるＬ１信号の相対位相の測定値を与えるため、２
２９で示される時刻で、すべてのビットを読み込み、時
間の関数としてカウンタ２１１の最上位桁の出力を示す
。
同様に、第６図（Ｅ）は異なる衛星からのＬ１キャリア
周波数を処理する別のチャンネルの同相クロックの例を
示す。２２９で示される時刻でのその相対位相は、いく
らか異っており、そのＮＧＯカウンターはラッチされた
異なる出力を持っている。
同様に、第６図（Ｆ）は出力が別の相対位相を示す３番
目のディジタル処理チャンネルの同相クロックを示す。
これらの相対位相値は距離、速度等の希望の量を計算す
る上で重要である。
しかし、そのような位相測定の精度と分解能は、ＮＣＯ
カウンタ２１１を駆動するクロックの周波数によって限
定される。今の例では９３のクロックは３４．３ｆＯで
３５．０８８９ＭＨＺである。
これは、望ましい論理素子の速度の限界に近い。
クロック周波数と分解能は高速論理素子、（例えば、エ
ミッター結合論理素子）を使うことによって増大できる
が、しかし、その大きさや、電力消費のためにこの応用
に用いるには実際的でない。
したがって上述の方法で測定された位相の分解能は、カ
ウンタクロックの周波数を増加させて、実際に上げるこ
とができない。
それゆえ、第５図の位相測定回路では回路２０３を用い
て、ラッチ２２７で蓄積された相対位相を改善している
。実際には、増加位相測定回路２０３は、基本位相がラ
ッチ２２７でカウンタ２１１の計数値を蓄積することに
よって測定される瞬間２２９の後に、ある時間内で生じ
る線路１１９のＬ１信号の複製信号の多くの周期の位相
をモニタする。
この精密な位相測定は、第５図で示される回路２０３に
よってうまく行われる。この回路では１６１で生じるシ
フトパルスの平均数が、基礎位相ラッチの瞬間２２９の
後、３．４３ｆｏクロックサイクルの数学“Ａ”の期間
中に測定される。
多くの数百のクロックにわたるシフトパルスの平均数は
、ラッチ２２７に蓄積された基礎位相測定と算術的に組
み合わせられたとき、非常に精密で分解能の高い、この
チャンネルの相対位相測定１６７を与える高分解能増加
位相測定を行う。
第５図の回路２０３は、第７図と第８図で与えられるそ
の動作の特別な例について説明される。
線路９３の３４．３ｆ、クロックは回路２３２によって
１０分割される。線路２３３の得られた３４゜３ｆｏの
積算クロック（第７図（Ｆ））は、カウンタ２３１と、
積算器２３７に対してタイミング信号を作るタイミング
論理回路２３６を駆動する。
回路の動作は、第６図、第７図のエツジ２２９のような
１ミリ秒クロックの立下りで調子が合わせられる。基本
位相は、シフト積算器２３７が動作可能になったと同時
に、ラッチ２２７でラッチされる。クリア／リセット信
号（第７図（Ｇ））は、それぞれのシフトパルスの蓄積
サイクルの始まりよりも先に時間２２９に先立つ時間で
生じ、カウンタ２３１と蓄積器２３７に線路２３５で入
力される。同様に、線路２３４は、蓄積器２３７にイネ
ーブル信号（第７図（Ｈ））を入力される。タイミング
論理回路２３６は、時間２２９で開始させるイネーブル
信号を発生し、２３３の蓄積器クロックの“Ａ”回サイ
クルだけ持続する。この数は簡単なために、今述べてい
る例では４であるが、実際には１００あるいはそれ以上
が典型的である。
定数“Ａ”は、線路１６５を通してハードウェア的接続
あるいはソフトウェア制御によって設定される。
線路１６１のシフトパルス数は、カウンタが時間２２９
でリセットされた後、動作を開始するカウンタ２３１に
よって計数される。カウンタ２３１は、別のサイクルの
開始自転で再びリセットされるまでシフトパルスを計数
し続ける。蓄積器２３７は、線路２３３の蓄積クロック
（第７図（Ｆ））によって同期がとられる。蓄積器２３
７はリセットされたとき時刻２２９で、ゼロから開始す
る。
時刻２２９の後、生じる蓄積器クロックの最初のサイク
ルの立上りで、それはカウンタ２３１の計算値を蓄積す
る。次のクロックの立上りで、蓄積器２３７は、すでに
ある蓄積器に、その瞬間のカウンタ値を加算する。これ
は、３．４３ｆｏ蓄積器のタロツクサイクルの“Ａ”回
だけ連続する。
蓄積器２３７が停止する時間で、その蓄積された数は回
路２１０によって“Ａ”で割算され、線路２０７の増加
位相測定の出力は、ラッチ２２７に蓄積された基本位相
測定に加算される。
第５図の回路の動作の特別に簡単な例は、２つの受信機
チャンネル１と２に対し第７図と第８図が与えられる。
すなわち、第５図のディジタル処理回路はチャンネル１
と２のそれぞれに複写される（第１図のブロック２３と
２５）。
第７図（Ｂ）はチャンネル１の処理回路の線路１１９の
Ｌ１信号キャリアを示し、第７図（Ｄ）はチャンネル２
の処理回路のし１信号キャリアを示す。
それぞれのチャンネルは異なる衛星からの信号に同期し
ている。第７図（Ｃ）は、蓄積器クロックサイクルの“
Ａ″回の期間中、チャンネル１の処理回路の線路１６１
で受信された２つのシフトパルスの例を示す。さらに第
７図（Ｅ）は、チャンネル２の処理回路によってその期
間中に受信された単一のシフトパルスを示す。
第８図（Ａ）の表は、２つの例のチャンネルのそれぞれ
に蓄積されているデータを示す。第７図（Ｆ）で示され
た最初のサンプル周期において、シフトパルスはどちら
のチャンネルでもその期間中発生しないので、いずれの
チャンネルの蓄積器２３７に何も蓄積されない。それぞ
れのカウンタ２３１はそれゆえ、その期間中増加しない
。
しかし、第２のサンプル周期では、シフトパルス（第７
図（Ｃ））はチャンネル１のカウンタ２３１で受信され
、その周期の終わりでは、第８図（Ａ）の表に示すよう
に蓄積器２３７に加算される。第３のサンプル周期では
、シフトパルスは、チャンネル２の回路によって受信さ
れるが、しかし、チャンネル１ではそうでなく、したが
って、それぞれのチャンネルのカウンタ２３１の状態は
１であり、これは、それぞれの蓄積器２３７に加算され
、第４のサンプル周期では、シフトパルスはチャンネル
１で発生し、それゆえ、カウンタ２３１を２の値に増加
させる。その数字は、４番目のサンプル周期の終わりで
チャンネル１の蓄積器２３７に加算される。チャンネル
２の第４のサンプル周期の間にシフトパルスは発生しな
いので、カウンタ２３１は１の計数値を保持し、その数
値は、サンプル周期の期間中、蓄積器２３７に加算され
る。第４のサンプルの終わりで、蓄積器のイネーブル信
号（第７図（Ｈ））が、すべてのチャンネルの蓄積器２
３７かそれ以上動作しないように低いレベルになると、
チャンネル１の蓄積器は、数字４を保持し、チャンネル
２は数字２を保持する。
それらの蓄積されたシフトパルスの数値は平均するため
にそれぞれのチャンネルの回路２１０でサンプル周期の
数値によって分割される。チャンネル１の平均は１．０
であり、チャンネル２は０．５である。第８図（Ｂ）の
表に示すように、それぞれのチャンネルの回路２０９に
よって、それらのチャンネルの基礎位相測定に加算され
る。その結果、希望された高分解能の相対位相測定とな
る。
チャンネル１のこの例の基礎位相測定は、４で示される
ように時刻２２９で第７図（Ｂ）の信号の位相となる。
同様に、チャンネル２の基礎位相は、５のように時刻２
２９で第７図（Ｄ）で与えられる。第７図（Ｂ）と第７
図（Ｄ）の信号で示される位相は１０進表示である。
この例について述べたような動作をする市販の受信機は
、実際、蓄積器クロックサイクルの多数にわたって多数
のシフトパルスを計数するので、蓄積器２３７は非常に
大きくできる。それゆえ、それぞれのチャンネルでシフ
トカウンタ２３１に対するアップ／ダウンカウンタを選
択するのが通常好ましい。シフトパルスは、上昇計数を
引き起こし、それぞれの受信機チャンネルのカウンタに
適用される周期的に生じるクロック信号がカウンタを下
降計数させる。それが、蓄積に必要な数の大きさに制限
を与える。
しかし、それぞれのチャンネルの処理回路と類似してい
るので、測定される相対位相は変化しない。
ここで述べた回路の例では、そのような計数クロックは
線路・２３３の蓄積器クロックを５で分割することによ
って得ることができる。
第５図の回路は、Ｌ１信号処理に対して詳細に記述され
た。類似の方法で動作する類似の回路は異なるキャリア
周波数のために、クロック周波数とシフトレートを調節
して、Ｌ２信号を処理するために図４の一部として与え
られている。
本発明の種々の特徴が好ましい実施例について記述され
ているが、本発明は特許請求の範囲内で保護の権利が与
えられることは理解できよう。
【図面の簡単な説明】
第１図は、ラジオ周波敷部回路を含む、本発明の改良を
実施する受信機の構造を図示しているブロック図である
。 第２図は１．第１１！ｌのシステムのクロックとタイミ
ング回路を示すブロック図である。 第３図は、第１図のシステムのディジタル処理チャンネ
ルの１つにおけるし１キャリア信号を処理する回路を示
すブロック図である。 第４図は、第１図の受信機のディジタル処理チャンネル
の１つにおけるし２信号を処理する回路を示すブロック
図である。 第５図は、第３．第４図に示されたディジタル処理回路
の数値制御発振器と位相測定回路のより詳細な表現のブ
ロック図である。 第６図（Ａ）〜（Ｆ）は、第５図の動作を一般的に示す
波形図である。 第７図（Ａ）〜（Ｈ）は、第５図の回路の動作の特別な
例を示す波形図である。 第８図（Ａ）、　　（Ｂ）は、第５図の回路の動作例を
さらに示す説明図である。 １３・・・Ｌｌ １５・・・Ｌ２ ２１・・・クロ ２３・・・チャ ２５・・・チャ ラジオ周波数部 ラジオ周波数部 ツタタイミング回路 ンネル１ディジタル処理 ンネル２ディジタル処理 ７・・・チャンネルＮディジタル処理 ９・・・制御処理 １・・・バンドパスフィルタ ３・・・高利得増幅器 ５・・・混合器 ９・・・バンドパスフィルタ ３・・・混合器 ７・・・高利得増幅器 １、　５６．　６２．　６３ ・・・バンドパスフィルタ ３・・・増幅器 ５・・・第１の混合器 ７・・・増幅器 ４・・・増幅器 ５・・・逓降変換混合器 ６・・・比較器 １・・・２０ｆｏ水晶基準発振器 ５・・・＋４０（分割回路） ７・・・位相検出器 ８・・・ループフィルタ １４５・・・ループフィルタ処理器 １４７・・・ディジタル混合器 １５１・・・アップ／ダウンカウンタ １５３・・・ループフィルタ処理器 １５５・・・数値制御発振器 １５７・・・位相誤差 １６３・・・位相測定 １７５・・・位相シフト １７７・・・アップ／ダウンカウンタ ２０５・・・基本位相出力 ２０９・・・加算器 ２１０・・・÷Ａ（プログラム分割回路）２１１・・・
１０もしくは９可変除数カウ２１５・・・加算器 ２１７・・・フリップフロップ ２１９・・・コントロールレジスタ ２２３・・・立上がりエツジ検出器 ２２７・・・ラッチ ２３１・・・シフトカウンタ ２３２・・・＋１０　（分割回路） ンタ ７９・・・Ｖ、　Ｃ，０（電圧制御発信器）８１・・・
÷４（分割回路） ８３・・・÷２（分割回路） ８５・・・÷３４３（分割回路） ８７・・・÷９　（分割回路） ９１・・・÷５（分割回路） ９５・・・＋１０　（分割回路） ９９・・・＋２０（分割回路） １０３・・・＋１０２３　（分割回路）１０５・・・ア
ップ／ダウンカウンタ １１１・・・ディジタル混合器 １１３・・・ディジタル混合器 １１５・・・Ｃ／Ａコードの推定 １２３・・・位相同期ループ １２５・・・進み遅れ追従ループ １２７・・・Ｃ／Ａコード発端と位相シフタ１３１・・
・アップ／ダウンカウンタ １３７・・・ディジタル混合器 １３９・・・ディジタル混合器 １４１・・・アップ／ダウンカウンタ ２３６・・・タイミング論理回路 ２３７・・・蓄積器（ｏｒ積算器）

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）公称キャリア周波数が１５４０ｆ＿０（ｆ＿０＝
    １．０２３ＭＨＺ）のＬ１ラジオ周波数信号をアンテナ
    で受信し、中間周波信号を、希望する位相情報を引き出
    すために中間周波信号を処理するディジタル部に伝える
    ために適用されるラジオ周波数部を持つ、全地球位置計
    測システム受信機において、次からなる改良された受信
    部： 出力端を持ちアンテナに接続できる第１のラジオ周波数
    部、 第１のラジオ周波数段の信号出力を第１の中間周波数信
    号にするために、前記第１のラジオ周波数段の出力を受
    取り第１の局部発振信号に応答する第２の混合器、 第１の中間周波数に応答し、かつ出力端のある第２のラ
    ジオ周波数部、 第２のラジオ周波数段の信号出力を第２の中間周波数信
    号にするために、前記第１のラジオ周波数段の出力を受
    取り第２の局部発振信号に応答する第２の混合器、 第２の中間周波信号をディジタル部の入力に接続する第
    ３のラジオ周波数段、 共通の精密な参照発振器に応答する手段であって、前記
    第１と第２の局部発振信号と前記ディジタル部のための
    クロック信号を発生し、それらの信号は互いに相互に可
    干渉性をもち、 前記参照発振器は実質的に２０ｆ＿０の周波数をもち、 前記第１の局部発振器は実施的に１３７２ｆ＿０の周波
    数をもち、ここで、第２の中間周波信号は実質的に３．
    ５ｆ＿０となり、 これにより、前記ディジタル処理部は、第２の中間周波
    信号を容易に処理できる。
  2. （２）第２のラジオ周波数段が帯域フィルタを含む請求
    項１記載の改良された受信機。
  3. （３）全地球位置計測システム受信機であって、Ｌ１ラ
    ジオ周波数信号を受信するためのアンテナとの接続のた
    めに、適合された第１のラジオ周波数とＬ２ラジオ周波
    信号を受信するためにアンテナとの接続のために適合さ
    れた第２のラジオ周波数部を持ち、Ｌ１とＬ２信号は第
    １と第２の離れたキャリア周波数を持ち、第１と第２の
    ラジオ周波数部のそれぞれは、Ｌ１とＬ２のラジオ周波
    信号の位相を測定するように中間周波信号を処理するた
    めにディジタル部に、個々の中間周波信号を伝えるよう
    に接続され、次の改良を含む、 第１のラジオ周波数部は、Ｌ１ラジオ周波信号を受信す
    るために接続された第１の混合器を持ち、第２のラジオ
    周波数部は、Ｌ２ラジオ周波信号を受信するために接続
    された第２の混合器を持ちそして、局部発振器は、Ｌ１
    とＬ２ラジオ周波数の中間周波数である固定周波数信号
    を発生させるために、第１と第２の発振器のそれぞれに
    接続され、それにより共通の局部発振器信号を用いて、
    第１の中間周波信号が第１の混合器の出力で得られ、第
    ２の混合器の出力で第２の中間周波数信号が得られる。
  4. （４）共通の局部発振周波数が１３７２ｆ＿０（ｆ＿０
    ＝１．０２３ＭＨＺ）である請求項３記載の改良された
    受信機。
  5. （５）第１のラジオ周波数部に第１の混合器の中間周波
    信号出力を受け取るために接続された第３の混合器が含
    まれる請求項４記載の改良された受信機。
  6. （６）局部発振器が、第１の信号と同期した第２の局部
    発振器信号を作り、それが第３の混合器に入力され、そ
    して第２の局部発振信号が１７１．５ｆ＿０に等しくな
    る請求項５記載の改良された受信機。
  7. （７）第２のラジオ周波数部が、中間周波信号を自己相
    関するために第２の混合器の中間周波出力を受け取り、
    自己相関された中間周波信号を受け取る第４の混合器、
    および第１と第２局部発振器信号と同期した第４の混合
    器に第３の局部発振器信号を供給する局部発振器を含む
    請求項６記載の改良された受信機。
  8. （８）第３の局部発振信号が実質的に３４３ｆ＿０に等
    しい請求項７記載の改良された受信機。
  9. （９）アンテナからラジオ周波数信号を受信し、中間周
    波信号を受信ラジオ周波数信号の相対位相の情報を引き
    出すディジタル処理器の入力に伝えるために接続された
    ラジオ周波数部と、ディジタル処理器の改良された相対
    位相を測定する部分からなる全地球位置計測電子受信機
    において、 中間周波信号を受信し同期するために接続された位相同
    期ループ回路であり、 最上位桁が位相同期ループに使われる多桁カウンタが含
    まれ、そのカウンタは中間周波信号を同期し続けるため
    に、位相同期ループの一部として作られた入力パルスに
    応じてその出力を位相量だけシフトする、 前記カウンタの出力に接続される手段であり、周期的な
    クロック信号に応じて、その出力のすべての桁を周期的
    にラッチするため、それゆえ、中間周波信号の相対位相
    の基本測定を得る、 固定の時間周期にわたってパルスの平均数を周期的に決
    定するために、前記カウンタの位相シフトパルスを受信
    する手段であり、これにより、位相端数の計測を提供し
    、 基本位相測定と、増加位相測定とを受け取る手段であり
    、 測定の和をとり、これにより、受信ラジオ周波信号の相
    対位相を得る。
  10. （１０）独特の変調を持ち、多くの全地球位置システム
    衛星に起源を持つ、多くのＬ帯ラジオ周波信号の相対位
    相を決定する方法で、次からなる、多くのラジオ周波信
    号を受信し、共通のラジオ周波数変換システムによって
    、それらを多くの中間周波信号に変換する工程と、 独特の変調によって多くの中間周波信号のそれぞれをデ
    ィジタル的に識別する工程と、 別々の位相同期ループ電子回路で、多くの信号に同時に
    同期する工程と、 基本相対位相の決定よりも分解能の高い増加相対位相を
    相対位相に応答する量から多くの中間周波信号のそれぞ
    れに対して別々に決定する工程と、それぞれの中間周波
    信号に対して、基本および増加位相値を算術的に組み合
    わせる工程であり、これによりラジオ周波信号のそれぞ
    れの相対位相が決定される。
  11. （１１）ラジオ周波信号を、次の工程を含む多くの中間
    周波信号に変換する請求項１０記載の方法、受信ラジオ
    周波信号を１３７２ｆ＿０（ｆ＿０＝１．０２３ＭＨＺ
    ）の局部発振周波数と混合する工程をもち、これにより
    ラジオ周波信号の周波数を減らす、 減少した周波数信号を、１７１．５ｆ＿０の局部発振器
    周波数と混合する工程を持ち、これらより多くの中間周
    波信号を得る。
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