JPH0239193B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、誘導電動機の一次巻線に流す電流
を制御することによつて誘導電動機のトルクを制
御する誘導電動機の制御装置に関するものであ
る。

従来、この種の装置として第１図に示すものが
あつた。図において、１はトルクの指令値Trを
発生するトルク指令発生器、２はトルク指令Tr
を入力し、定数倍してトルク分電流Iτを発生する
回路、３は二次磁束の指令値Φ₂を発生する磁束
指令発生器、４は二次磁束指令Φ₂を入力し、定
数倍して励磁分電流IEを発生する回路、５はト
ルク分電流Iτ及び励磁分電流IEを入力し、後述す
る演算をして一次電流I₁の絶対値｜I₁｜、位相θτ
及びすべり角周波数ωsを発生する回路、６はす
べり角周波数ωsを後述の動作により補正したす
べり角周波数ωs′を発生する回路、７は誘導電動
機の回転角周波数ωrを入力し、後述する演算に
より一次電流I₁を得る駆動回路、８は一次電流I₁
により制御される誘導電動機、９は誘導電動機８
の回転を検出して回転角周波数ωrを発生する回
転検出器である。

ここで、回路５１〜５３は次式で示す演算処理
を行なう回路である。

｜I₁｜＝√²×² ………(1) θτ＝tan^-1（Iτ／IE） ………(2) ωs＝R₂／L₂×Iτ／IE ………(3) 但し、R₂、L₂はそれぞれ誘導電動機８も二次
巻線の抵抗及びインダクタンスである。

第２図は以上の関係をベクトル表示したベクト
ル図である。励磁分電流IEを横軸にとりトルク
分電流Iτを縦軸にとると、一次電流I₁はそれらの
合成ベクトルとなり、トルク分電流Iτの変化に対
して縦軸上を移動する。

また、駆動回路７から出力される一次電流I₁は
次式より演算される。

I₁＝｜I₁｜sin（ωt＋θτ）＝√²＋²sin｛
（ωr＋ωss）ｔ＋tan^-1Iτ／IE｝………(4) 但し、 ω＝ωr＋ωs このような関係により、トルク指令変化後の定
常条件が完全に満足され、かつ誘導電動機８の二
次磁束が一定、即ち二次磁束指令Φ₂が一定の場
合には誘導電動機８のトルクＴ、すべり角周波数
ωs及びトルク分電流Iτは、互いに直線的な比例
関係を保つものとなり、誘導電動機８のトルクＴ
は一次電流I₁により制御できる。以上のようにし
てこの装置は、トルク指令値Trに対して線形な
応答を示すものとなる。

しかし、上記のような特性は、二次巻線の抵抗
R₂が温度等によつて変化しない場合にのみ成立
するのであつて、実際の場合は抵抗R₂が温度に
よつて変化するので、励磁分電流IE及びトルク
分電流Iτも温度変化の影響を受ける。このため、
上記の装置におけるトルク指令値Trに対する線
形性がくずれてしまい、定常状態であつても誘導
電動機８の二次磁束が変化してしまつたり、発生
トルクに誤差を生じたりする。

このため、第１図に示すように補正回路として
回路６が設けられ、すべり角周波数ωsを次式で
補正していた。

ωs′＝ωs×R₂′／R₂＝R₂′／L₂×Iτ／IE ………(5) 第３図は(5)式を実現した回路６のブロツク図で
あり、(5)式の演算を得るように構成されている。
図において、６１は誘導電動機８の逆起電力指令
値Emの発生回路、６２は誘導電動機８中の実際
の逆起電力Em′の検出回路である。第１図に示す
装置においては誘導電動機８に供給される一次電
流が制御されるが、温度変化によつて抵抗R₂が
変化すると誘導電動機８の内部の励磁部分電流
IEとトルク分電流Iτの比が指令値と一致しなくな
る。この結果起電力指令値Emと実際の起電力
Em′との間に偏差が生じる。従つて、第３図に示
すように起電力指令値Emと実際の起電力Em′の
偏差を演算増幅器６３に入力すれば抵抗R₂の変
化量ΔR₂／R₂が得られるので、この出力と基準
値１とを加算すればR₂′／R₂が得られる。この値
が乗算器６５ですべり周波数ωsと掛算され、
ωs′となつて出力される。その結果、誘導電動機
８の内部の励磁分電流IEとトルク分電流Iτの比が
指令値と一致するように制御されるので、二次導
体抵抗R₂が変化しても良好なトルク制御性が得
られる。

従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構
成されており、運転状態において誘導電動機の二
次巻線の抵抗の温度変化に対処すべく、すべり角
周波数を補正していたが、低速領域においては逆
起電力Em′が小さい値になるため検出誤差が発生
しやすいという欠点があつた。

この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するためになされたもので、二次銅損より二
次巻線の温度変化を推定し、その結果ですべり角
周波数を補正することにより、低速領域さらには
停止時においても温度変化による二次巻線の抵抗
変化の影響を補正できる誘導電動機の制御装置を
提供することを目的としている。

以下、この発明の一実施例の構成を第４図に示
す。図において、９は誘導電動機の回転を検出
し、回転角周波数あるいは回転角を発生させる回
転検出器、１２は電流ベクトル演算回路で例えば
回路５のような構成をしている。８，９は従来装
置と同じである。１３は可変周波数電力変換装置
で、電源（図示せず）と誘導電動機８との間に接
続された複数の固体スイツチからなる固体スイツ
チ回路であつて、例えばインバータ回路又はサイ
クロコンバータ回路である。１４は電流ベクトル
演算回路１２の出力と回転検出器９の出力から可
変周波数電力変換装置１３への制御信号を発生す
る関数発生回路、１５は誘導電動機８の内部で発
生する二次磁束や起電力などの電機的諸量を検出
するための検出手段である。１６は電流ベクトル
演算回路１２の出力のうちのすべり角周波数或い
はすべり角を修正するための第一の修正手段、１
７は検出手段１５より第一の修正手段１６に入力
される検出量の基準値を発生するための基準値発
生回路、１８は二次銅損に基づいて電流ベクトル
演算回路１２の出力のうちのすべり角周波数或い
はすべり角を修正するための第二の修正手段、１
９は第一の修正手段１６及び第二の修正手段１８
の出力から電流ベクトル演算回路１２の出力のう
ちのすべり角周波数或いはすべり角を修正する修
正回路である。

以下更に詳細に、各構成部分の実施例を示しな
がら説明する。

第５図は、第４図実施例における電流ベクトル
演算回路１２の一実施例を示す図である。図にお
いて、２つの乗算器１２０，１２２、加算器１２
３及び関数発生器１２４によつて(1)式の演算を行
ない一次電流の絶対値｜I₁｜を得る。一方、割算
器１２１によりIτ／IEを求め、これを関数発生器
１２５に入力すると(2)式のθτが得られ、基準量
R₂／L₂と乗算器１２６で掛算すると(3)式のωsが
得られる。又、微分器１２７を追加すればθτの微
分値ωτが得られ、積分器１２８を追加すればす
べり角周波数ωsの積分値、即ちすべり角が得ら
れる。

第６図は、第４図実施例における電流ベクトル
演算回路１２の他の一実施例を示し、この図では
すべり角周波数ωsの演算部分は第５図の実施例
と同一であるが、一次電流の絶対値｜I₁｜と位相
θτを演算しない励磁分電流指令IE及びトルク分
電流指令Iτを出力している点が異なる。

第７図は、第４図実施例における可変周波数電
力変換装置の一実施例を示す図である。図におい
て２０は３相交流電源、１３１は整流回路（電流
制御回路を含む）、１３２はインバータ回路（転
流制御回路を含む）及び１３３は直流リアクトル
である。この実施例では、一次電流の振幅｜I₁｜
が整流回路１３１によつて制御され、一次電流の
位相θ₁がインバータ回路１３２によつて制御され
る。

第８図は、第４図実施例における可変周波数電
力変換装置の他の一実施例を示す図である。図に
おいて、１３４はパルス幅制御方式（PWM方
式）によつて制御される電流制御形インバータ
（電流制御回路を含む）であり、この実施例では
一次電流の振幅｜I₁｜及び位相θ₁が同時に電流制
御形インバータで制御されるので３相瞬時電流指
令i₁a、i₁b、i₁cが入力される。

第９図は、第４図実施例における関数発生回路
１４の一実施例である。この図では、ωτ、
ωs′（後述の方法でωsを修正して得られるすべり
角周波数）及び誘導電動機８の回転角周波数ωr
を加算器１４０で加算した後、積分器１４１によ
り一次電流の位相θ₁を発生する。回転角周波数
ωrは、回転検出器９として、たとえばタコジエ
ネレータやロータリーエンコーダを用いれば直接
検出することができる。

第１０図は、第４図実施例における関数発生回
路１４の他の一実施例である。この図では、θτ、
θs′（後述の方法でωsを修正して得られるすべり角
周波数を積分して得られるすべり角）及び誘導電
動機８の回転角θrを加算器１４３で加算すること
により一次電流の位相θ₁を発生する。回転角θr
は、回転角周波数ωrを積分器１４２により積分
するか、又は回転検出器９として、たとえばレゾ
ルバを用いれば直接検出することができる。

第１１図は、第４図実施例における関数発生回
路１４の他の一実施例であり、３相瞬時電流指令
i₁a、i₁b及びi₁cを発生する回路である。(4)式のI₁
をi₁aとする、即、i₁aを時式で表わす。

i₁a＝｜I₁｜sniθ₁ ………(6) 但し、 θ₁＝ωt＋θτ＝θr＋θs＋θτ 次に、i₁a、i₁b及びi₁cは３相電流指令であるか
ら、i₁bはi₁aの位相を２／３πだけずらしたものに なるので、(6)式より次式が得られる。

i₁b＝｜I₁｜sin（θ₁−２／３π） ………(7) 又、i₁cは次式より得られる。

i₁c＝−（i₁a＋i₁b） ………(8) 次に、第１１図の関数発生回路の動作について
説明する。加算器１４４で、ωτ、すべり角周波
数ωs′及び誘導電動器８の回転角周波数ωrを加算
した後、Ｖ／Ｆ（電圧／周波数）コンバータ１４
５によりωτ＋ωs′＋ωrの大きさに比例したパルス
列を得る。次にこのパルス列をカウンタ１４６で
カウントすることにより位相θ₁のデイジタル量を
得る。そして、sinθ₁及びsin（θ₁−２／３π）の値を 記憶させた２つのMOR１４７，１４８のアドレ
スとして位相θ₁を入力すると、位相θ₁に対応した
２つの正弦波出力sinθ₁及びsin（θ₁−２／３π）が出 力されるので、これらの出力をそれぞれ乗算機能
をもつたＤ／Ａコンバータ１４９，１５０に入力
して、一次電流の振幅｜I₁｜と掛算すると、i₁a
及びi₁bが得られる。又、i₁cはi₁a及びi₁bを反転加
算器１５１に入力することにより得られる。

第１２図は、第４図実施例における関数発生回
路１４の他の一実施例である。まず、この回路の
演算内容について説明する。(6)、(7)式より次式が
得られる。

i₁a＝｜I₁｜sin（θ₀＋θτ） ………(9) i₁b＝｜I₁｜sin（θ₀＋θτ−２／３π） ………(10) 但し、 θ₀＝ωt＝（ωr＋ωs）ｔ (9)式を展開すると次式を得る。

i₁a＝｜I₁｜cosθτsinθ₀ ＋｜I₁｜sinθτcosθ₀ ………(11) ここで、第２図より次式が成り立つ、 ｜I₁｜cosθτ＝IE、｜I₁｜sinθτ＝Iτ ………(12) (11)、(12)式より i₁a＝IEsinθ₀＋Iτcosθ₀ ………（13） 次に(10)式を展開して、(12)式の関係を用いて整理
すると次式を得る。

i₁b＝−１／２（IEsinθ₀＋Iτcosθ₀） ＋√３／２（−IEcosθ₀＋IEsinθ₀） ………（14） 従つて、IE、Iτ、sinθ₀及びcosθ₀が与えられれ
ば、（13）、（14）及び(8)式よりi₁a、i₁b及びi₁cが
得られる。第１２図は、これらの演算を行なう回
路である。図において、１５２〜１５５は乗算
器、１５６，１６０は加算器、１５７は減算器、
１５８，１５９は係数器である。尚、図におい
て、sinθ₀、cosθ₀の発生回路及びi₁cの演算部分は
省略されているが、これらは第１１図に示した演
算回路と同様の回路によつて実現できる。

第１３図に、第４図実施例における検出手段１
５の一実施例を示す図であり、図においては、誘
導電動機８の内部に発生する二次磁束Φ₂′を誘導
電動機８の一次電流及び一次電圧から演算してい
る。この検出回路は、誘導電動機８の一次電圧検
出器１５０１と一次電流検出器１５０２、３相／
２相変換器１５０３及び１５０４、磁束成分演算
器１５０５及び１５０６及び磁束絶対値演算器１
５０７より構成される。

誘導電動機の等価回路は周知のごとく、第１４
図で示される。R₁は一次巻線抵抗、1₁は一次巻
線漏れインダクタンス、R₂は二次巻線抵抗、I₂は
二次巻線漏れインダクタンス、Ｍは一次二次巻線
間の相互インダクタンス、Ｖ〓₁は一次電圧ベクト
ル、I〓₁は一次電流ベクトル、I〓₂は二次電流ベクト
ル、Ｓはすべりである。第１４図の等価回路か
ら、一次側の電圧と電流との関係について次式が
成り立つ。

V〓₁＝（R₁＋jω1₁）I〓₁＋jωM（I〓₁＋I〓₂）
………（15） 二次磁束Φ〓₂′は、二次電流による磁束（Ｍ＋1₂）
I〓₂と一次電流による磁束中、二次巻線に鎖交する
磁束MI〓₁の和であるから（16）式となる。

Φ〓₂′＝（Ｍ＋1₂）I〓₂＋MI〓₁ ………（16） （15）、（16）式より次式を得る。但し、L₁、
L₂はそれぞれ一次、二次巻線の自己インダクタ
ンスであり、L₁＝Ｍ＋I₁、L₂＝Ｍ＋1₂である。

V〓₁＝R₁I〓₁＋jω（L₁−M²／L₂）I〓₁＋jωＭ／L₂Φ〓
₂′ ………（17） ここで簡単のため、1₀＝L₁−M²／L₂とおき、（17） 式を瞬時値に対する微分方程式に書き直し、実数
部（ｄ軸成分）と虚数部（ｑ軸成分）とに分ける
と、次の二式が得られる。

これらを磁束に関して解くと次式が得られる。

二次磁束のｄ軸、ｑ軸成分は（19）式で求めら
れるが、両成分は直交した軸上の成分だから、二
次磁束Φ₂′の絶対値は（20）式で求めることがで
きる。

Φ₂′＝√₂′_-＋₂′² ………（20） 第１３図の回路は、以上の原理に基づいてお
り、検出器１５０１及び１５０２により３相の交
流電圧、交流電流がそれぞれ検出され、３相／２
相変換回路１５０３，１５０４により２相の電
圧、電流に変換される。３相／２相変換回路は、
公知の３相／２相変換である次式を計算するもの
である。

磁束成分演算器１５０５，１５０６は（19）式
を計算し、磁束絶対値演算器１５０７は（20）式
を演算するものである。

第１５図は、第４図実施例における第一の修正
手段１６の一実施例を示す図である。検出手段１
５より得られた二次磁束Φ₂′が基準値発生回路１
７によつて与えられた二次磁束基準Φ₂より大き
いときは、電流に対してすべりが小さいことを意
味するのですべり角周波数ωsが大きくなるよう
に補正する必要がある。逆に、検出された二次磁
束Φ₂′が基準値Φ₂より小さいときは、電流に対し
すべりが大きいことを意味するので、すべり角周
波数ωsが小さくなるように補正する必要がある。
従つて、検出された二次磁束Φ₂′と二次磁束基準
Φ₂との偏差をホールド機能（動作を一旦停止さ
せる機能）をもつた積分器１６１に入力すれば二
次抵抗の補正量ΔR₂₁／R₂（この値の意味について
は後述する）が得られる。積分器１６１にホール
ド機能が必要な理由は以下の通りである。即ち、
誘導電動機８の回転が低速になると（19）式にお
けるv₁d、v₁qの値が小さくなり、抵抗R₁の温度
変化の影響が積分誤差の影響が大きくなり、二次
磁束Φ₂′が正確に演算できなくなる。そのため、
低速域でも積分器１６１を動作させると間違つた
補正量ΔR₂₁／R₂を発生する。従つて、回転数が
所定値よりも低くなると積分器１６１にホールド
信号を発生するための回路１６２を用いることに
より、低速域では積分器１６１はホールド状態と
なり出力は一定に保たれる。

第１６図は、第４図実施例における第二の修正
手段１８と修正回路１９の一実施例を示す図であ
る。図において、１０はトルク分電流指令Iτの発
生器、１８０，１８１は乗算器、１８２，１８
３，１８６は係数器、１８４は乗算器１８１の出
力から係数器１８６の出力を減ずる減算器、１８
５は積分器、１９０は係数器１８３の出力、第一
の修正手段１６の出力及び基準値１を加算する加
算器、及び１９１は電流ベクトル演算回路１２の
出力のうちのすべり角周波数ωsと加算器１９０
の出力を乗算する乗算器である。次に、第二の修
正手段１８の原理について説明する。ベクトル制
御される誘導電動機においては、二次回路に流れ
る電流はトルク分電流指令Iτに等しい。従つて、
二次回路に発生する二次銅損P₂は、実際の二次
巻線抵抗値をR₂′とすると次式で与えられる。

R₂＝R₂′Iτ ………（22） 強制通風式の誘導電動機においては、二次導体
の温度変化値Δtは二次銅損P₂はほぼ比例し、温
度変化特性は一次遅れ系で近似できることが知ら
れている。従つて、（22）式によつて二次銅損P₂
が計算されれば、温度変化値Δtを求めることが
できる。

次に、温度がΔt変化したときの二次巻線抵抗
の変化率ΔR₂₂／R₂は、抵抗の温度係数をα₀とし
たとき（23）式で表わされる。

ΔR₂₂／R₂＝α₀Δt ………（23） 但し、R₂は二次巻線抵抗基準値である。

第１６図の第二の修正手段１８は以上の原理に
基づいており、係数器１８２にR₂の値をセツト
しておけば、係数器１８２の出力はR₂Iτ²となる。
そこで乗算器１８１で、二次巻線抵抗基準値R₂
に対する実際の二次巻線抵抗値R₂′の比R₂′／R₂と
掛算すれば、乗算器１８１の出力はR₂′Iτ²となり
（22）式より二次銅損P₂が求まる（R₂′／R₂の値
の演算については後述する）。次に、二次銅損P₂
と温度変化値Δtの関係が一次遅れ系で表わされ
ること、及び（23）式においてα₀が定数であるこ
とから、二次銅損P₂と二次巻線抵抗の変化率
ΔR₂₂／R₂の関係も一次遅れ系となる。係数器１
８３，１８６、減算器１８４及び積分器１８５は
一次遅れ回路を構成しているので、係数器１８
３，１８６のゲインを調整することにより、二次
銅損P₂と二次巻線抵抗の変化率ΔR₂₂／R₂の関係
を正確に実現できる。以上のことから、二次銅損
による二次巻線抵抗の変化率ΔR₂₂／R₂が第二の
修正手段１８によつて求めるこができる。

さて、実際の二次巻線抵抗は二次銅損P₂ばか
りでなく、周囲温度変化によつても変化する。第
二の修正手段１８では周囲温度変化に対しては修
正を行なわないが、第一の修正手段１６は二次巻
線抵抗が変化さえすれば修正を行なう。但し、第
一の修正手段１６は低速域では動作しない。そこ
で、これら２つの修正手段１６，１８を並用す
る。すると、温度変化による二次巻線抵抗の変化
分のうち、周囲温度変化による変化分は第一の修
正手段１６で補正され、二次銅損P₂による変化
分は第二の修正手段１８で補正される。さらに、
低速域において第一の修正手段１６が動作しなく
なつたとしても、第一の修正手段１６が周囲温度
による二次巻線抵抗の変化分のみを修正している
ことを考慮すれば、周囲温度が急変する場合はほ
とんどないので、問題にはならない。修正回路１
９は以上の原理より構成されている。即ち、実際
の二次巻線抵抗R₂′を次式のように表わす。

R₂′＝R₂＋ΔR₂₁＋ΔR₂₂ ………（24） 但し、ΔR₂₁は周囲温度変化による二次巻線抵
抗の変化分 ΔR₂₂は二次銅損P₂による二次巻線抵抗変化分 （24）式の両辺を基準値R₂で割ると次式を得
る。

R₂′／R₂＝１＋ΔR₂₁／R₂＋ΔR₂₂／R₂ ………（25） 第二項のΔR₂₁／R₂、第三項のΔR₂₂／R₂はそれ
ぞれ第一の修正手段１６及び第二の修正手段１８
の出力として与えられるから、加算器１９０によ
り（25）式の演算を行なえば、二次巻線抵抗基準
値R₂に対する実線の二次巻線抵抗値R₂′の比R₂′／
R₂が得られる。そこで、乗算器１９１により、
(5)式の乗算を行なえば修正されたすべり角周波数
ωs′が得られる。

なお、第６図の実施例では二次銅損P₂の演算
に、トルク分電流の指令値を用いたが、二次電流
の計測値を使用しても同様の効果を奏することは
いうまでもない。

また、第二の修正手段１８において、温度上昇
を一次系で近似する場合に限らず、二次系或いは
非線形の特性を持つた系で近似することも可能で
ある。

以上のように、この発明によれば、誘導電動機
の二次磁束の基準値と検出値の誤差或いは起電力
の基準値と検出値の誤差に基づいて二次巻線抵抗
値を推定する第一の修正手段１６と二次銅損から
二次巻線抵抗を推定する第二の修正手段１８を並
用した構成としたので、停止状態も含めた全速度
域で温度変化によるトルク制御誤差を、温度セン
サ等の特殊なセンサを必要とせずに補正できると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の誘導電動機のトルク制御装置
のブロツク図、第２図は、第１図に示す装置の動
作のベクトル図、第３図は第１図に示す装置のす
べり角周波数補正回路のブロツク図、第４図はこ
の発明の一実施例による誘導電動機のトルク制御
装置のブロツク図、第５図及び第６図は、第４図
に示す装置に含まれる電流ベクトル演算回路の実
施例を示すブロツク図、第７図及び第８図は、第
４図に示す装置に含まれる可変周波数電力変換装
置の実施例を示すブロツク図、第９図、第１０
図、第１１図及び第１２図は、第４図に示す装置
に含まれる関数発生回路の実施例を示すブロツク
図、第１３図は、第４図に示す装置に含まれる検
出手段の一実施例を示すブロツク図、第１４図は
誘導電動機の等価回路、第１５図は、第４図に示
す装置に含まれる第一の修正手段の一実施例を示
すブロツク図、第１６図は、第４図に示す装置に
含まれる第二の修正手段及び修正回路のブロツク
図である。 ８……誘導電動機、９……回転検出器、１０…
…トルク指令発生器又はトクル分電流指令発生
器、１１……二次磁束指令発生器又は励磁分電流
指令発生器、１２……電流ベクトル演算回路、１
３……可変周波数電力変換装置、１４……関数発
生回路、１５……検出手段、１６……第一の修正
手段、１７……基準値発生回路、１８……第二の
修正手段、１９……修正回路、２０……３相交流
電源、なお各図中の同一符号は同一または相当部
分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機の回転を検出して回転角周波数を
   発生する回転検出器と、前記誘導電動機を可変周
   波数で駆動制御する可変周波数電力変換装置と、
   前記誘導電動機に供給する一次電流を、トルク指
   令値及び磁束指令値に従つて少なくとも前記誘導
   電動機の二次巻線抵抗の基準値に基いた関数関係
   を持つてベクトル量として演算し、少なくともす
   べり周波数を出力する電流ベクトル演算回路と、
   前記電流ベクトル演算回路の出力及び前記回転検
   出器の出力を入力し、前記可変周波数電力変換装
   置へ制御信号を出力する関数発生回路と、前記誘
   導電動機中で発生する磁束を検出する検出手段
   と、磁束指令値と前記検出手段によつて検出した
   前記誘導電動機中の磁束の実際値との偏差が零と
   なるように前記電流ベクトル演算回路の出力であ
   るすべり周波数を修正する第一の修正手段と、二
   次銅損から前記誘導電動機の二次導体温度変化値
   を推定する熱モデルと、前記二次導体温度変化値
   から前記誘導電動機の二次巻線抵抗の実際値を推
   定し、前記二次巻線抵抗の基準値を前記実際値と
   一致するように修正する第二の修正手段とを備え
   た誘導電動機の制御装置。 ２ 誘導電動機の回転を検出して回転角周波数を
   発生する回転検出器と、前記誘導電動機を可変周
   波数で駆動制御する可変周波数電力変換装置と、
   前記誘導電動機に供給する一次電流をトルク指令
   値及び磁束指令値に従つて少なくとも前記誘導電
   動機の二次巻線抵抗の基準値に基いた関数関係を
   持つてベクトル量として演算し、少なくともすべ
   り周波数を出力する電流ベクトル演算回路と、前
   記電流ベクトル演算回路の出力及び前記回転検出
   器の出力を入力し、前記可変周波数電力変換装置
   へ制御信号を出力する関数発生回路と、前記誘導
   電動機中で発生する逆起電力を検出する検出手段
   と、逆起電力指令値と前記検出手段によつて検出
   した前記誘導電動機の逆起電力の実際値との偏差
   が零となるように前記電流ベクトル演算回路の出
   力であるすべり周波数を修正する第一の修正手段
   と、二次銅損から前記誘導電動機の二次導体温度
   変化値を推定する熱モデルと、前記二次導体温度
   変化値から前記誘導電動機の二次巻線抵抗の実際
   値を推定し、前記二次巻線抵抗の基準値を前記実
   際値と一致するように修正する第二の修正手段と
   を備えた誘導電動機の制御装置。