JPH02272910A - 自動１／４周期移相回路 - Google Patents
自動１／４周期移相回路Info
- Publication number
- JPH02272910A JPH02272910A JP1094638A JP9463889A JPH02272910A JP H02272910 A JPH02272910 A JP H02272910A JP 1094638 A JP1094638 A JP 1094638A JP 9463889 A JP9463889 A JP 9463889A JP H02272910 A JPH02272910 A JP H02272910A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output terminal
- phase difference
- output
- signal
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、通信機用アナログ回路一般で使用される移相
回路に関し、特に、４相ＰＳＫ方式や、１６または６４
ＱＡＭ等のＱＡＭ方式を行なう際に用いられる１７４周
期移相回路に関する。
回路に関し、特に、４相ＰＳＫ方式や、１６または６４
ＱＡＭ等のＱＡＭ方式を行なう際に用いられる１７４周
期移相回路に関する。
［従来の技術］
第３図は従来のこの種の移相器の回路構成を示す図であ
る。
る。
発振器（ＯＳＣ）３０より出力された信号は、抵抗３１
を通った後に分岐され、第１出力端子４１および第２出
力端子４２より出力される。
を通った後に分岐され、第１出力端子４１および第２出
力端子４２より出力される。
方の信号線路となる抵抗３１と第１出力端子４１の間に
は直列に抵抗３８．３９が設けられ、かつ、これらの抵
抗３８．３９の接続点接地との間には抵抗４０が設けら
れている。また、他方の信号線路となる抵抗３１と第２
出力端子との間には、直列にコイル３１、抵抗３７が設
けられ、さらに接地との間に並列にコンデンサ３３，３
４、抵抗３６、＝Ｔ変コンデンサ３２が設けられている
。
は直列に抵抗３８．３９が設けられ、かつ、これらの抵
抗３８．３９の接続点接地との間には抵抗４０が設けら
れている。また、他方の信号線路となる抵抗３１と第２
出力端子との間には、直列にコイル３１、抵抗３７が設
けられ、さらに接地との間に並列にコンデンサ３３，３
４、抵抗３６、＝Ｔ変コンデンサ３２が設けられている
。
従来、第１出力端子４１と第２出力端子４２に現われる
信号に位相差を生じさせることは、可変コンデンサ３２
の容量を手動にて変化させ、コイル３１の持つインダク
タンスや各コンデンサの有する容量および各抵抗の抵抗
値によって決定される伝達特性および位相特性を変える
ことによって行なわれていた。利用者は第２出力端子４
２に現われる信号が、第１出力端子４１に現われる信号
に対して１７４周期 （π／２）の位相差を持つように
、測定器（ペルトルポルトメータ等）を見ながら可変コ
ンデンサ３２の容量を調整していた。
信号に位相差を生じさせることは、可変コンデンサ３２
の容量を手動にて変化させ、コイル３１の持つインダク
タンスや各コンデンサの有する容量および各抵抗の抵抗
値によって決定される伝達特性および位相特性を変える
ことによって行なわれていた。利用者は第２出力端子４
２に現われる信号が、第１出力端子４１に現われる信号
に対して１７４周期 （π／２）の位相差を持つように
、測定器（ペルトルポルトメータ等）を見ながら可変コ
ンデンサ３２の容量を調整していた。
［発明が解決しようとする課題］
上述した従来の移相器は、可変コンデンサの容Ｆ１１を
手動にて調整するように構成されている。このため、利
用者は、測定器等を用いて各出力端子間に現われる位相
差を目視しながら調整を行なう必要があり、手間がかか
るという欠点がある。また、−度調整を行なったもので
も、温度変化や外乱等によって特性が変化してしまった
場合には再度調整をし直す必要があり、煩わしいという
欠点がある。
手動にて調整するように構成されている。このため、利
用者は、測定器等を用いて各出力端子間に現われる位相
差を目視しながら調整を行なう必要があり、手間がかか
るという欠点がある。また、−度調整を行なったもので
も、温度変化や外乱等によって特性が変化してしまった
場合には再度調整をし直す必要があり、煩わしいという
欠点がある。
本発明は、各出力端子間に現われる位相差が自動的に１
７４周期 （π／２）となり、また変動が生じた場合に
も自動的に修整が行なわれる自動１７４周期位相器を提
供することを目的とする。
７４周期 （π／２）となり、また変動が生じた場合に
も自動的に修整が行なわれる自動１７４周期位相器を提
供することを目的とする。
［課題を解決するための手段コ
発振器より送出される信号を出力する第１の信号出力端
子および第２の信号出力端子と、第１および第２の信号
出力端子へ発振器より送出される信号をそれぞれ伝送す
る第１の伝送線路および第２の伝送線路と、 第１および第２の伝送線路のいずれか一方に設けられ、
外部より与えられる制御電圧に応じてその容量を変化さ
せ、該容量の変化により第１および第２の信号出力端子
に現われる各信号の位相差を調整する移相器と、 第１および第２の信号出力端子に現われる各信号を人力
するミキサと、 ミキサの出力を人力し、前記位相差がπ／２よりも大き
いものであるか、または小さいものであるかを直流成分
にて示すもののみを通過させるローパスフィルタと、 ローパスフィルタ出力を増幅するアンプと、アンプの出
力を入力し、この値を積分した出力電圧を制御電圧とし
て移相器に対して送出する積分回路とを有する。
子および第２の信号出力端子と、第１および第２の信号
出力端子へ発振器より送出される信号をそれぞれ伝送す
る第１の伝送線路および第２の伝送線路と、 第１および第２の伝送線路のいずれか一方に設けられ、
外部より与えられる制御電圧に応じてその容量を変化さ
せ、該容量の変化により第１および第２の信号出力端子
に現われる各信号の位相差を調整する移相器と、 第１および第２の信号出力端子に現われる各信号を人力
するミキサと、 ミキサの出力を人力し、前記位相差がπ／２よりも大き
いものであるか、または小さいものであるかを直流成分
にて示すもののみを通過させるローパスフィルタと、 ローパスフィルタ出力を増幅するアンプと、アンプの出
力を入力し、この値を積分した出力電圧を制御電圧とし
て移相器に対して送出する積分回路とを有する。
［作用］
上述の積分回路および移相器としては、初期状態時にそ
の積分定数に相当する電圧が移相器に加えられたときに
π／２の位相差が各信号間に与えられるものを使用する
。この後、温度変化や外乱等によって両信号間の位相差
がπ／２からずれた場合には、π／２よりはずれた位相
量に応じた直流成分の電圧がローパスフィルタより出力
され、積分回路は、この電圧を両信号間の位相差がπ／
２となるまでり、１分する。このため、両信号間の位相
差は自動的にπ／２に保たれる。
の積分定数に相当する電圧が移相器に加えられたときに
π／２の位相差が各信号間に与えられるものを使用する
。この後、温度変化や外乱等によって両信号間の位相差
がπ／２からずれた場合には、π／２よりはずれた位相
量に応じた直流成分の電圧がローパスフィルタより出力
され、積分回路は、この電圧を両信号間の位相差がπ／
２となるまでり、１分する。このため、両信号間の位相
差は自動的にπ／２に保たれる。
［実施例］
次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例の構成を示す回路ブロック図
である。
である。
本実施例は、発振器１、移相器２、積分器３、アンプ４
、ローパスフィルタ５、ミキサ６、第１１１力端子７お
よび第２出力端子８より構成され、発振器１より出力さ
れる信号を２つに分岐して第１出力端子７および第２出
力端子８より出力させ、これらの各出力端子に現われる
信号間にＩ７４周期（π／２）の位相差を与えるもので
ある。
、ローパスフィルタ５、ミキサ６、第１１１力端子７お
よび第２出力端子８より構成され、発振器１より出力さ
れる信号を２つに分岐して第１出力端子７および第２出
力端子８より出力させ、これらの各出力端子に現われる
信号間にＩ７４周期（π／２）の位相差を与えるもので
ある。
分岐された発振器１の出力のうち、一方のものは第１出
力端子７へ伝送され、他方のものは、第１出力端子７へ
伝送されたものに対してＩ７４周期（π／２）の位相差
を与えるために設けられた移相′？Ｓ２を通った後のも
のが第２出力端子８へ伝送されている。なお、この移相
器２は、移相ｊ１ｔの制御が可能なものとされている。
力端子７へ伝送され、他方のものは、第１出力端子７へ
伝送されたものに対してＩ７４周期（π／２）の位相差
を与えるために設けられた移相′？Ｓ２を通った後のも
のが第２出力端子８へ伝送されている。なお、この移相
器２は、移相ｊ１ｔの制御が可能なものとされている。
ミキサ６は第１出力端子７および第２出力端子８へ伝送
される信号を人力し、これらの（？７相差に応じた電圧
を出力する。ミキサ６の出力は、ローパスフィルタ５、
アンプ４および積分器３を通った後に移相器２に加えら
れ、位相器２は、該出力に応じて位相量を調整する。
される信号を人力し、これらの（？７相差に応じた電圧
を出力する。ミキサ６の出力は、ローパスフィルタ５、
アンプ４および積分器３を通った後に移相器２に加えら
れ、位相器２は、該出力に応じて位相量を調整する。
第２図は、第１図に示した実施例の具体的な構成を示す
回路図である。
回路図である。
発振器１の出力は、コンデンサ１５および抵抗２８を通
った後に分岐されている。−力信号線路となる抵抗２８
と第１出力端子７との間には、抵抗２７．２５およびコ
ンデンサ２０が順に直列に設けられ、かつ、これらの抵
抗２７．２５の接続点と接地との間には抵抗２６が設け
られている。
った後に分岐されている。−力信号線路となる抵抗２８
と第１出力端子７との間には、抵抗２７．２５およびコ
ンデンサ２０が順に直列に設けられ、かつ、これらの抵
抗２７．２５の接続点と接地との間には抵抗２６が設け
られている。
また、他方の信号線路となる抵抗２８と第２出力端子８
との間には、コイル１３、抵抗２４、コンデンサ１９が
順に直列に設けられ、抵抗２８とコイル１３の間はコン
デンサ１６を介して接地さねている。コイル１３と抵抗
２４の間は並列に設けられたコンデンサ１７および抵抗
２１をそれぞれ介して接地され、さらに位相差を調整す
るためのバラクタダイオード１２のアノードが接続され
ている。ミキサ６は、抵抗２７．２５間の電圧とコイル
１３、抵抗２４間の電圧とを入力し、これらをミキシン
グしたものを出力する。オペアンプ１０は、ミキサ６と
バラクタダイオード１２との間に設けられており、その
負入力端子にはミキサ６の出力が抵抗２３を介して人力
され、正入力端子は接地されている。オペアンプ１０の
負入力端子と出力端子との間には並列にコンデンサ１８
と抵抗２２とが設けられ、その出力はコイル１４を介し
てバラクタダイオード１２のカソードに印加されている
。
との間には、コイル１３、抵抗２４、コンデンサ１９が
順に直列に設けられ、抵抗２８とコイル１３の間はコン
デンサ１６を介して接地さねている。コイル１３と抵抗
２４の間は並列に設けられたコンデンサ１７および抵抗
２１をそれぞれ介して接地され、さらに位相差を調整す
るためのバラクタダイオード１２のアノードが接続され
ている。ミキサ６は、抵抗２７．２５間の電圧とコイル
１３、抵抗２４間の電圧とを入力し、これらをミキシン
グしたものを出力する。オペアンプ１０は、ミキサ６と
バラクタダイオード１２との間に設けられており、その
負入力端子にはミキサ６の出力が抵抗２３を介して人力
され、正入力端子は接地されている。オペアンプ１０の
負入力端子と出力端子との間には並列にコンデンサ１８
と抵抗２２とが設けられ、その出力はコイル１４を介し
てバラクタダイオード１２のカソードに印加されている
。
上述した各抵抗の抵抗値、各コンデンサの容量およびコ
イルのインダクタンス量は、第１出力端子７と第２出力
端子８に現われる信号の位相差がπ／２であるときにロ
ックするように選定されている。
イルのインダクタンス量は、第１出力端子７と第２出力
端子８に現われる信号の位相差がπ／２であるときにロ
ックするように選定されている。
第１図に示したローパスフィルタ５、アンプ４および積
分器３はオペアンプ１０を用いたアクティブフィルタに
て置き換えられている。移相器２に相当するバラクタダ
イオード１２は、そのアノード、カソード間の電圧差に
応じてその容量を変えるものであり、オペアンプ１０の
出力にて、バラクタダイオード１２の容量を変え、伝達
特性を変えることが行なわれる。
分器３はオペアンプ１０を用いたアクティブフィルタに
て置き換えられている。移相器２に相当するバラクタダ
イオード１２は、そのアノード、カソード間の電圧差に
応じてその容量を変えるものであり、オペアンプ１０の
出力にて、バラクタダイオード１２の容量を変え、伝達
特性を変えることが行なわれる。
次に、本実施例の動作について説明する。
ミキサ６に人力される第１出力端子７に現われる信号を
Ａｓ１ｎωし、第２出力端子８に現われる信号をＢｓ１
ｎ（ωＬ＋φ）とする。［ただしωは角速度、φは位相
差］ ミキサー６の出力は、 Ａｓ１ｎ ωｔ ｘ Ｂｓ１ｎ（ωし ＋φ）＝ π／
２ Ａ Ｂ （ｃｏｓφ−ｃｏｓ（２ωＬ＋φ））とな
る。次に、この出力はローパスフィルター５を通り、 １／２ Ａ Ｂ （ｃｏｓφ−ｃｏｓ（２ωｔ、＋φ）
）＝ １／２ｃＡ Ｂｏｓφ となる。これを時定数をτとした積分器３に通すと、 １／２ Ａ Ｃ（Ｉｓ φｄＬ＝ π／２ Ａｃ
ｏｓ φ・τ＋αとなる。αは積分定数であり、この
回路がロックしたときの位相差φ＝π／２であるから、
オペアンプｌＯはこの積分定数αに相等する′電圧を出
していることになる。
Ａｓ１ｎωし、第２出力端子８に現われる信号をＢｓ１
ｎ（ωＬ＋φ）とする。［ただしωは角速度、φは位相
差］ ミキサー６の出力は、 Ａｓ１ｎ ωｔ ｘ Ｂｓ１ｎ（ωし ＋φ）＝ π／
２ Ａ Ｂ （ｃｏｓφ−ｃｏｓ（２ωＬ＋φ））とな
る。次に、この出力はローパスフィルター５を通り、 １／２ Ａ Ｂ （ｃｏｓφ−ｃｏｓ（２ωｔ、＋φ）
）＝ １／２ｃＡ Ｂｏｓφ となる。これを時定数をτとした積分器３に通すと、 １／２ Ａ Ｃ（Ｉｓ φｄＬ＝ π／２ Ａｃ
ｏｓ φ・τ＋αとなる。αは積分定数であり、この
回路がロックしたときの位相差φ＝π／２であるから、
オペアンプｌＯはこの積分定数αに相等する′電圧を出
していることになる。
バラクタダイオード１２は、初期状態において」二記の
積分定数αがダえられたときに第１出力端子７と第２出
力端子８の各々に現われる信号間にπ／２の位相差が生
じる容量となる。
積分定数αがダえられたときに第１出力端子７と第２出
力端子８の各々に現われる信号間にπ／２の位相差が生
じる容量となる。
このように、ミキサ６の出力はローパスフィルタ５を通
すことによりＤＣ成分とされ、さらに積分器３に通され
ることにより、積分定数αに向かって収束される。
すことによりＤＣ成分とされ、さらに積分器３に通され
ることにより、積分定数αに向かって収束される。
上記のように構成された本回路の各部の動作について、
電圧の変動をプラス、マイナスとして成人に示す。
電圧の変動をプラス、マイナスとして成人に示す。
表１
表１にボした通り、アンプ４の後段に設けられた積分器
３は、第１出力端子７と第２出力端子８に現われる各信
号の位相差かπ／２どなるまで一定電圧を積分し、該位
相差かπ／２となったところて、その電圧を保持する。
３は、第１出力端子７と第２出力端子８に現われる各信
号の位相差かπ／２どなるまで一定電圧を積分し、該位
相差かπ／２となったところて、その電圧を保持する。
その後、温度変動や外乱等によって、ヒ記位相差がπ／
２よりずれたときには、上記動作を繰り返し行なう。
２よりずれたときには、上記動作を繰り返し行なう。
［発明の効果］
以上説明したように本発明は移相器にフィードバックを
かけて自動的に４分１周期、すなわちπ／２の位相差が
保持されるものとすることにより、検査、調整の手間を
省くことができ、この後のメンテナンスフリーを実現す
ることができる効果がある。この、本発明による回路は
いたって簡潔であり多数の部品を必要とせず、周波数帯
もミキサーのゆるす限り高くできるので、応用範囲も広
いものとなる。
かけて自動的に４分１周期、すなわちπ／２の位相差が
保持されるものとすることにより、検査、調整の手間を
省くことができ、この後のメンテナンスフリーを実現す
ることができる効果がある。この、本発明による回路は
いたって簡潔であり多数の部品を必要とせず、周波数帯
もミキサーのゆるす限り高くできるので、応用範囲も広
いものとなる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図は第１図の具体的な構成を示す回路図、第３図は従
来例の構成を示す図である。 １・・・発振器、 ２・・・移相器、３・・・
積分器、 ４・・・アンプ、５・・・ローパス
フィルタ、 ６・・・ミキサ、 ７・・・第１出力端子、８・
・・第２出力端子、 １０−・・オペアンプ、１３．
１４−・・コイル、 １５〜２０−・・コンデンサ、 ２１〜２８−・・抵抗。 第１図 第３図 第２図
２図は第１図の具体的な構成を示す回路図、第３図は従
来例の構成を示す図である。 １・・・発振器、 ２・・・移相器、３・・・
積分器、 ４・・・アンプ、５・・・ローパス
フィルタ、 ６・・・ミキサ、 ７・・・第１出力端子、８・
・・第２出力端子、 １０−・・オペアンプ、１３．
１４−・・コイル、 １５〜２０−・・コンデンサ、 ２１〜２８−・・抵抗。 第１図 第３図 第２図
Claims (1)
- １．発振器より送出される信号を出力する第１の信号出
力端子および第２の信号出力端子と、前記第１および第
２の信号出力端子へ前記発振器より送出される信号をそ
れぞれ伝送する第１の伝送線路および第２の伝送線路と
、 前記第１および第２の伝送線路のいずれか一方に設けら
れ、外部より与えられる制御電圧に応じてその容量を変
化させ、該容量の変化により前記第１および第２の信号
出力端子に現われる各信号の位相差を調整する移相器と
、 前記第１および第２の信号出力端子に現われる各信号を
入力するミキサと、 前記ミキサの出力を入力し、前記位相差がπ／２よりも
大きいのものであるか、または小さいものであるかを直
流成分として示すもののみを通過させるローパスフィル
タと、 前記ローパスフィルタ出力を増幅するアンプと、 前記アンプの出力を入力し、この値を積分した出力電圧
を前記制御電圧として前記移相器に対して送出する積分
回路とを有する自動１／４周期移相回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1094638A JPH02272910A (ja) | 1989-04-14 | 1989-04-14 | 自動１／４周期移相回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1094638A JPH02272910A (ja) | 1989-04-14 | 1989-04-14 | 自動１／４周期移相回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02272910A true JPH02272910A (ja) | 1990-11-07 |
Family
ID=14115812
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1094638A Pending JPH02272910A (ja) | 1989-04-14 | 1989-04-14 | 自動１／４周期移相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02272910A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7282979B2 (en) | 2004-09-16 | 2007-10-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Phase shifting device |
| JP2008078995A (ja) * | 2006-09-21 | 2008-04-03 | Nec Electronics Corp | 移相回路 |
| JP2012065017A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Renesas Electronics Corp | ハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法 |
-
1989
- 1989-04-14 JP JP1094638A patent/JPH02272910A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7282979B2 (en) | 2004-09-16 | 2007-10-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Phase shifting device |
| JP2008078995A (ja) * | 2006-09-21 | 2008-04-03 | Nec Electronics Corp | 移相回路 |
| JP2012065017A (ja) * | 2010-09-14 | 2012-03-29 | Renesas Electronics Corp | ハーモニックリジェクションミキサ及び位相調整方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4309649A (en) | Phase synchronizer | |
| EP0393717A2 (en) | Active filter circuit | |
| JPS6326111A (ja) | フイルタ回路の時定数自動調整回路 | |
| JPH08228119A (ja) | 無線（ｒｆ）入力信号検出回路 | |
| US7498888B2 (en) | Method and arrangement for interference compensation in a voltage-controlled frequency generator | |
| US4006430A (en) | Circuit arrangement for converting a bridge unbalance into a frequency variation | |
| US4063450A (en) | Voltage controlled electronic filter | |
| JPH02272910A (ja) | 自動１／４周期移相回路 | |
| JP2622426B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| US4916412A (en) | Voltage-controlled oscillator using a phase control loop for establishing an accurate idling frequency and temperature stabilized control sensitivity | |
| US4145670A (en) | Multiphase signal oscillator | |
| JP4334634B2 (ja) | 周波数追跡装置 | |
| CA1298361C (en) | Circuit for automatically controlling the gain-bandwidth product of operational amplifiers | |
| US4560957A (en) | Oscillator fine tune circuit | |
| SE436937B (sv) | Kopplingsanordning for omvandling av en motstandsvariation till en frekvensvariation | |
| US3254311A (en) | Frequency-controllled phase shift oscillator | |
| US4639688A (en) | Wide-band phase locked loop amplifier apparatus | |
| US6552604B2 (en) | Digitally tuned analog notch filter circuit | |
| SU1580335A1 (ru) | Импульсный стабилизатор посто нного напр жени | |
| JP3232743B2 (ja) | フィルタ自動調整回路および基準電流発生回路 | |
| Clarke | Wien bridge oscillator design | |
| SU970264A1 (ru) | Устройство дл измерени добротности | |
| Sundaramurthy et al. | A new precision voltage control scheme for the amplitude of oscillators | |
| JPS63308406A (ja) | 定電流自動調整回路 | |
| RU1793529C (ru) | Квадратурный RC-генератор гармонических колебаний |