JPH02264874A - アナログ信号入力回路の断線検知方法 - Google Patents
アナログ信号入力回路の断線検知方法Info
- Publication number
- JPH02264874A JPH02264874A JP1086414A JP8641489A JPH02264874A JP H02264874 A JPH02264874 A JP H02264874A JP 1086414 A JP1086414 A JP 1086414A JP 8641489 A JP8641489 A JP 8641489A JP H02264874 A JPH02264874 A JP H02264874A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- circuit
- disconnection
- analog
- input signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 39
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 23
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 101100370014 Neurospora crassa (strain ATCC 24698 / 74-OR23-1A / CBS 708.71 / DSM 1257 / FGSC 987) tof-1 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000009529 body temperature measurement Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 210000004907 gland Anatomy 0.000 description 1
- 230000003647 oxidation Effects 0.000 description 1
- 238000007254 oxidation reaction Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は複数のアナログ入力信号源（例えば熱電対など
）の信号電圧をマルチプレクサを介し順次選択切換して
共通の測定回路に入力するアナログ信号入力回路におけ
る前記アナログ信号源の断線を検知する方法に関するも
ので、 特にアナログ信号源の信号電圧の測定精度を低下させる
ことなく、該信号源の断線しかかりをも検知し得るよう
にするためのアナログ信号入力回路の断線検知方法に関
する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
）の信号電圧をマルチプレクサを介し順次選択切換して
共通の測定回路に入力するアナログ信号入力回路におけ
る前記アナログ信号源の断線を検知する方法に関するも
ので、 特にアナログ信号源の信号電圧の測定精度を低下させる
ことなく、該信号源の断線しかかりをも検知し得るよう
にするためのアナログ信号入力回路の断線検知方法に関
する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
第４図はこの種のアナログ信号入力回路の要部の構成を
示す。同図においてＥＳ（ＥＳＩ〜ＥＳｎ）は熱電対な
どのアナログ入力信号源（の電圧）、ＲＳ （ＲＳ１〜
ＲＳｎ）はそれぞれこの信号源ＥＳＩ〜ＥＳｎの内部抵
抗である。 １．２は前記アナログ入力信号ＥＳＩ〜ＥＳｎを測定す
るための共通の回路で１はアンプ、２はＡ／Ｄ変換器で
ある。 ＳＷ１〜ＳＷｎはそれぞれチャネルＣｆ（１〜ＣＨｎ別
に１つづつ、それぞれ対応するアナログ信号源ＥＳＩ〜
ＥＳｎを選択してアンプ１側に接続するマルチプレクサ
としてのチャネル切換スイッチである。 また３〜５は前記のアナログ信号源の断線を検知するた
めの高抵抗、■ＰＰはこの断線検知のために、この抵抗
３〜５の直列路の両端に印加される直流の供給電圧であ
る。 ここで抵抗３〜５＝ＩＭΩ、アナログ入力信号源（熱電
対）の抵抗ＲＳｌ 〜ＲＳｎ ＝ ５００Ω、供給電圧
ＶＰＰ＝１５Ｖとして、断線検知の回路動作を説明する
。 まず、入力信号源ＥＳの信号線正常時は、断線検知用の
抵抗３〜５を付加したことにより、供給電圧ＶＰＰを介
してアナログ入力信号ＥＳに新たに付加される誤差電圧
が、 ＝ ２．５４Ｘ１０−’Ｘ ＶＰＰ ＝ ３．８１ ｘ １０−’ （Ｖ ）となる。 これは仮に入力信号ＥＳが１０００ｍ Ｖと太きけれの
誤差を含むことになるが、この場合は入力信号計測には
影響ない範囲である。 次に入力信号源ＥＳの信号線断線時は、入力信号源抵抗
Ｒ３−■となる。従って供給電圧ｖｐｐを抵抗３〜５で
分圧した、 がアンプＩへの入力信号として計測されるため、正常な
アナログ入力信号ＥＳの測定範囲が０〜１０１００Ｏで
あるとすると、フルスケールオーバとして断、腺を検知
することができる。 つまり、第４図に示す様な断線検知方式を用いると、信
号正常時に供給電圧ｖｐｐの２．５４ Ｘ １０−’倍
の電圧が誤差としてアナログ入力信号ＥＳに加えられて
しまうが、信号線断線は、フルスケールオーバとして検
知していた。
示す。同図においてＥＳ（ＥＳＩ〜ＥＳｎ）は熱電対な
どのアナログ入力信号源（の電圧）、ＲＳ （ＲＳ１〜
ＲＳｎ）はそれぞれこの信号源ＥＳＩ〜ＥＳｎの内部抵
抗である。 １．２は前記アナログ入力信号ＥＳＩ〜ＥＳｎを測定す
るための共通の回路で１はアンプ、２はＡ／Ｄ変換器で
ある。 ＳＷ１〜ＳＷｎはそれぞれチャネルＣｆ（１〜ＣＨｎ別
に１つづつ、それぞれ対応するアナログ信号源ＥＳＩ〜
ＥＳｎを選択してアンプ１側に接続するマルチプレクサ
としてのチャネル切換スイッチである。 また３〜５は前記のアナログ信号源の断線を検知するた
めの高抵抗、■ＰＰはこの断線検知のために、この抵抗
３〜５の直列路の両端に印加される直流の供給電圧であ
る。 ここで抵抗３〜５＝ＩＭΩ、アナログ入力信号源（熱電
対）の抵抗ＲＳｌ 〜ＲＳｎ ＝ ５００Ω、供給電圧
ＶＰＰ＝１５Ｖとして、断線検知の回路動作を説明する
。 まず、入力信号源ＥＳの信号線正常時は、断線検知用の
抵抗３〜５を付加したことにより、供給電圧ＶＰＰを介
してアナログ入力信号ＥＳに新たに付加される誤差電圧
が、 ＝ ２．５４Ｘ１０−’Ｘ ＶＰＰ ＝ ３．８１ ｘ １０−’ （Ｖ ）となる。 これは仮に入力信号ＥＳが１０００ｍ Ｖと太きけれの
誤差を含むことになるが、この場合は入力信号計測には
影響ない範囲である。 次に入力信号源ＥＳの信号線断線時は、入力信号源抵抗
Ｒ３−■となる。従って供給電圧ｖｐｐを抵抗３〜５で
分圧した、 がアンプＩへの入力信号として計測されるため、正常な
アナログ入力信号ＥＳの測定範囲が０〜１０１００Ｏで
あるとすると、フルスケールオーバとして断、腺を検知
することができる。 つまり、第４図に示す様な断線検知方式を用いると、信
号正常時に供給電圧ｖｐｐの２．５４ Ｘ １０−’倍
の電圧が誤差としてアナログ入力信号ＥＳに加えられて
しまうが、信号線断線は、フルスケールオーバとして検
知していた。
しかしながら上述した従来方式には、以下の３つの問題
があった。 第１に、断線検知回路を付加したために、誤差としての
電圧が計測中にアナログ入力信号ＥＳに付加され、入力
信号ＥＳＯ値が小さくなるとこの誤差が無視できないこ
とである。この誤差電圧は抵抗３〜５＝ＩＭΩ、入力信
号源（熱電対）抵抗Ｒ３１＝Ｒ５ｎ＝５００Ω、供給電
圧Ｖ ＰＰ ＝ １５ Ｖとした場合は、前述のように
約３．８１ｍＶである。しかしこれは例えば、入力信号
ＥＳが１００ｍＶと小さくなった場合を考えると、誤差
が２．７６（％）となり、無視できない。 第２に、信号線断線として検知する抵抗値を小さくでき
ないことである。例えば、抵抗３〜５−ＩＭΩ、供給電
圧ＶＰＰ＝１５Ｖとした場合、入力信号源抵抗Ｒ３＝２
００にΩの時、 ＝１．１５Ｖがアンプ１への入力信号として計測される
。よって正常なアナログ入力信号ＥＳの測定範囲を０〜
１０１００Ｏとし、１．１５Ｖ以上をフルスケールオー
バとして検知する場合は、入力信号源抵抗Ｒｓが２００
にΩを超えたところで初めて、断線として検知すること
になる。このため以下の様な問題が発生する。即ち入力
信号源ＥＳとして熱電対が使われるケースでは、高温度
測定を重ねるうちに熱電対の酸化が徐々に進み、遂には
断線に至ることが多い。この時、信号源抵抗Ｒ３の抵抗
値も徐々に大きくなるが、信号線断線として検知する抵
抗値が大きいため、完全な断線に至るまで検知できない
ことになる。 第３に、抵抗３〜５が付加されたために、入力信号源側
から見たＡ／Ｄ変換回路側の入力インピーダンスが小さ
（なってしまうことである。この結果、測定値に対する
入力信号源抵抗Ｒ３の影響が大きくなり、測定値の誤差
が大きくなるという問題が発生する。この誤差は入力信
号源抵抗Ｒ３−５００Ω、アンプ１の入力インピーダン
スＲｉ ＝１０ＭΩ、抵抗３〜５−ＩＭΩとすると、１
００＝ ０．０８ （％） となる。 そこで本発明は、複数のアナログ人力信号に対する共通
の測定回路の入力端子間にコンデンサを接続し、このコ
ンデンサを予め所定の電圧に充電したのち、アナログ信
号入力回路を介し放電させ、この放電開始時点より所定
期間を経たのちのコンデンサの残存電圧を測定してアナ
ログ信号入力回路の断線を検知する方法を提供すること
により前記の問題を解消することを課題とする。
があった。 第１に、断線検知回路を付加したために、誤差としての
電圧が計測中にアナログ入力信号ＥＳに付加され、入力
信号ＥＳＯ値が小さくなるとこの誤差が無視できないこ
とである。この誤差電圧は抵抗３〜５＝ＩＭΩ、入力信
号源（熱電対）抵抗Ｒ３１＝Ｒ５ｎ＝５００Ω、供給電
圧Ｖ ＰＰ ＝ １５ Ｖとした場合は、前述のように
約３．８１ｍＶである。しかしこれは例えば、入力信号
ＥＳが１００ｍＶと小さくなった場合を考えると、誤差
が２．７６（％）となり、無視できない。 第２に、信号線断線として検知する抵抗値を小さくでき
ないことである。例えば、抵抗３〜５−ＩＭΩ、供給電
圧ＶＰＰ＝１５Ｖとした場合、入力信号源抵抗Ｒ３＝２
００にΩの時、 ＝１．１５Ｖがアンプ１への入力信号として計測される
。よって正常なアナログ入力信号ＥＳの測定範囲を０〜
１０１００Ｏとし、１．１５Ｖ以上をフルスケールオー
バとして検知する場合は、入力信号源抵抗Ｒｓが２００
にΩを超えたところで初めて、断線として検知すること
になる。このため以下の様な問題が発生する。即ち入力
信号源ＥＳとして熱電対が使われるケースでは、高温度
測定を重ねるうちに熱電対の酸化が徐々に進み、遂には
断線に至ることが多い。この時、信号源抵抗Ｒ３の抵抗
値も徐々に大きくなるが、信号線断線として検知する抵
抗値が大きいため、完全な断線に至るまで検知できない
ことになる。 第３に、抵抗３〜５が付加されたために、入力信号源側
から見たＡ／Ｄ変換回路側の入力インピーダンスが小さ
（なってしまうことである。この結果、測定値に対する
入力信号源抵抗Ｒ３の影響が大きくなり、測定値の誤差
が大きくなるという問題が発生する。この誤差は入力信
号源抵抗Ｒ３−５００Ω、アンプ１の入力インピーダン
スＲｉ ＝１０ＭΩ、抵抗３〜５−ＩＭΩとすると、１
００＝ ０．０８ （％） となる。 そこで本発明は、複数のアナログ人力信号に対する共通
の測定回路の入力端子間にコンデンサを接続し、このコ
ンデンサを予め所定の電圧に充電したのち、アナログ信
号入力回路を介し放電させ、この放電開始時点より所定
期間を経たのちのコンデンサの残存電圧を測定してアナ
ログ信号入力回路の断線を検知する方法を提供すること
により前記の問題を解消することを課題とする。
前記の課題を解決するために本発明の方法は、「複数の
アナログ信号源の信号電圧（ＥＳなど）をマルチプレク
サ（チャネル切換スイッチＳＷＩ〜ＳＷｎなど）を介し
、順次１つづつ選択して共通の測定回路（アンプ１など
）に人力するアナログ信号入力回路において、 前記測定回路の入力端子間にコンデンサ（Ｃｘなと）を
接続し、前記マルチプレクサを開放したうえ、（充電回
路開閉用スイッチＳＷｘなどを介し）前記コンデンサに
充電回路（直流供給電圧ｖｐｐ、充電回路抵抗Ｒｘなと
）を接続して、このコンデンサを所定の電圧に充電し、 次に前記コンデンサから前記充電回路を切離したうえ、
前記マルチプレクサを介し前記アナログ信号源の１つを
前記測定回路に接続し、この接続の時点から所定期間（
放電期間ｔｄなど）後の前記コンデンサの両端電圧を（
アンプＩ、Ａ／Ｄ変換器２などを介して）測定し、当該
アナログ信号源の断線または断線しかかりを検知するよ
うに１するものとする。
アナログ信号源の信号電圧（ＥＳなど）をマルチプレク
サ（チャネル切換スイッチＳＷＩ〜ＳＷｎなど）を介し
、順次１つづつ選択して共通の測定回路（アンプ１など
）に人力するアナログ信号入力回路において、 前記測定回路の入力端子間にコンデンサ（Ｃｘなと）を
接続し、前記マルチプレクサを開放したうえ、（充電回
路開閉用スイッチＳＷｘなどを介し）前記コンデンサに
充電回路（直流供給電圧ｖｐｐ、充電回路抵抗Ｒｘなと
）を接続して、このコンデンサを所定の電圧に充電し、 次に前記コンデンサから前記充電回路を切離したうえ、
前記マルチプレクサを介し前記アナログ信号源の１つを
前記測定回路に接続し、この接続の時点から所定期間（
放電期間ｔｄなど）後の前記コンデンサの両端電圧を（
アンプＩ、Ａ／Ｄ変換器２などを介して）測定し、当該
アナログ信号源の断線または断線しかかりを検知するよ
うに１するものとする。
アナログ入力信号の計測中は、コンデンサ充電々源から
入力信号ＥＳに対して電圧が印加されることはない。従
って、従来方式で、供給電圧ＶＰＰから誤差分として印
加されていた電圧は排除できる。 また、入力信号源抵抗とコンデンサとにより、コンデン
サ放電の時定数が決まるため、信号線断線として検知で
きる抵抗値を小さくすることが可能となる。 そしてさらに、本発明では入力信号源側から見たＡ／Ｄ
変換回路側の入力インピーダンスを小さくする抵抗は付
加されない。従って従来回路に比べて、入力信号源抵抗
の測定値に及ぼす影響は小さくなる。
入力信号ＥＳに対して電圧が印加されることはない。従
って、従来方式で、供給電圧ＶＰＰから誤差分として印
加されていた電圧は排除できる。 また、入力信号源抵抗とコンデンサとにより、コンデン
サ放電の時定数が決まるため、信号線断線として検知で
きる抵抗値を小さくすることが可能となる。 そしてさらに、本発明では入力信号源側から見たＡ／Ｄ
変換回路側の入力インピーダンスを小さくする抵抗は付
加されない。従って従来回路に比べて、入力信号源抵抗
の測定値に及ぼす影響は小さくなる。
第１図は本発明の一実施例としてのアナログ信号入力回
路の要部構成図で、この図は第４図に対応するものであ
る。また第２図、第３図は第１図を説明するためのタイ
ムチャートである。 第１図においては、第４図の抵抗３〜５に代わり、コン
デンサＣＸがアンプエの入力端子間に接続され、このコ
ンデンサＣｘには直流供給電圧ｖｐｐによって充電回路
開閉用スイッチＳ ＷＸ、充電回路抵抗Ｒｘを介して充
電が行われるように構成されている。 第２図は第１図における各スイッチＳ ＷＸ、 ＳＷ１
〜ＳＷｎのＯＮ１０ Ｆ Ｆの時間的推移を示す。 つまり、時間の経過と共にＯＮ状態になるスイン・チは
Ｓ ＷＸ、 Ｓ Ｗ １．Ｓ ＷＸ、 Ｓ Ｗ２．−−
３ Ｗ 、、−ｒ、 Ｓ Ｗｘ。 Ｓ Ｗｒ＋＋ Ｓ Ｗｘ、 Ｓ Ｗｌ−−の順となる。 ここでＴ（Ｔｌ〜Ｔｎ）が各チャネルＣＨＩ〜ＣＨｎ別
に当該の入力信号線の断線検知と当該のアナログ入力信
号源ＥＳの測定が行われる計測サイクルである。 次にチャネルＣＨＩを正常チャネル、ＣＨ２を断線（ま
たは断線しかかり）のチャネルとした場合の第１図の回
路動作を第３図のタイムチャートを用いて説明する。第
３図においてＴ１はチャネルＣＨＩの計測サイクル、Ｔ
２はチャネルＣＨ２の計測サイクルである。計測サイク
ルＴ１においてコンデンサＣｘは供給電圧■ＰＰにより
充電回路開閉用スイッチＳＷｘがＯＮの期間（第３図の
充電期間ｔｃ）に、抵抗Ｒｘを介して充電される。続く
、スイッチＳＷｘがＯＦＦの期間（第３図のｔ ０Ｆ１
）では、コンデンサＣｘの両端電圧はそのまま保持され
る。 次にチャネルＣＨＩの切換スイッチＳＷＩがＯＮされる
と、コンデンサＣｘの充電々荷は第３図の放電期間ｔｄ
で放電され、以後はチャネルＣＨＩのアナログ入力信号
ＥＳＩだけがコンデンサＣｘの両端にかかっていること
になる。この信号ＥＳＩをアンプ１で増巾したうえ第３
図のＡ／Ｄ変換期間ＬａｄにＡ／Ｄ変換器２を介してデ
ジタル化することにより、チャネルＣＨＩのアナログ入
力信号ＥＳＩをデジタル値として得ることができる。そ
してこのＡ／Ｄ変換後、チャネル切換スイッチＳＷＩは
ＯＦＦされる（第３図のスイッチＯＦＦ期間ｔ ＯＦ２
以降）。 続く断線（または断線しかかり）のチャネルＣＨ２の計
測サイクルＴ２においては、充電期間ｔｃからスイッチ
ＯＦＦ期間ｔＯＦ１までの回路動作はチャネルＣＨＩ
と同じである。しかしチャネル切換スイッチＳＷ２がＯ
Ｎされても、コンデンサＣｘ側から見たチャネルＣＨ２
側のインピーダンスは無限大（または正常値に比してか
なり大きな値）となるため、放電期間ｔ、ｄを経てもコ
ンデンサＣｘの充電々荷は緩やかにしか放電されない。 そしてこの時のコンデンサＣｘの両端電圧がＡ／Ｄ変換
期間ｔａｄにおいてＡ／Ｄ変換されることになる。従っ
て、期間ｔｃでの充電により、コンデンサＣｘの両端電
圧がフルスケール値をオーバーするようにコンデンサＣ
ｘの充電回路を構成すれば断線を検知することができる
。 いま例えば、入力信号源（熱電対）抵抗Ｒｓ ＝５００
Ω、抵抗Ｒｘ＝ＩＫΩコンデンサＣｘ＝０．１μＦとす
ると、コンデンサＣＸの 充電時定数τｃ ＝Ｒｘ ・Ｃｘ＝０．１ｍＳ、放電
時定数ｒｄ ＝Ｒｓ −Ｃｘ ＝０．０５ｍ ｓとな
る。 従って、断線検知のための充電回路を設けたことによる
動作時間の増加分は、スイッチＳ ＷＸ。 ＳＷ１〜ＳＷｎの動作時間ｔ−ＯＦ （ｔ ＯＦＩ、
ｔ、 ０Ｆ２）を２ｍｓ以下、充電朋間Ｌｃを充電時定
数τＣに等しくとり、放電期間ｔｄを放電時定数の１０
倍の１０τｄにとると、 ｔｃ ＋ｔｄ ＋ｔＯＦ ＝ ０．１ ＋ ０．０５ｘｌＯ＋ ２ ＝ ２．６
ｍ ｓとなる。これは、Ａ／Ｄ変換期間を４０ｍ５とし
た場合、 ことになる。
路の要部構成図で、この図は第４図に対応するものであ
る。また第２図、第３図は第１図を説明するためのタイ
ムチャートである。 第１図においては、第４図の抵抗３〜５に代わり、コン
デンサＣＸがアンプエの入力端子間に接続され、このコ
ンデンサＣｘには直流供給電圧ｖｐｐによって充電回路
開閉用スイッチＳ ＷＸ、充電回路抵抗Ｒｘを介して充
電が行われるように構成されている。 第２図は第１図における各スイッチＳ ＷＸ、 ＳＷ１
〜ＳＷｎのＯＮ１０ Ｆ Ｆの時間的推移を示す。 つまり、時間の経過と共にＯＮ状態になるスイン・チは
Ｓ ＷＸ、 Ｓ Ｗ １．Ｓ ＷＸ、 Ｓ Ｗ２．−−
３ Ｗ 、、−ｒ、 Ｓ Ｗｘ。 Ｓ Ｗｒ＋＋ Ｓ Ｗｘ、 Ｓ Ｗｌ−−の順となる。 ここでＴ（Ｔｌ〜Ｔｎ）が各チャネルＣＨＩ〜ＣＨｎ別
に当該の入力信号線の断線検知と当該のアナログ入力信
号源ＥＳの測定が行われる計測サイクルである。 次にチャネルＣＨＩを正常チャネル、ＣＨ２を断線（ま
たは断線しかかり）のチャネルとした場合の第１図の回
路動作を第３図のタイムチャートを用いて説明する。第
３図においてＴ１はチャネルＣＨＩの計測サイクル、Ｔ
２はチャネルＣＨ２の計測サイクルである。計測サイク
ルＴ１においてコンデンサＣｘは供給電圧■ＰＰにより
充電回路開閉用スイッチＳＷｘがＯＮの期間（第３図の
充電期間ｔｃ）に、抵抗Ｒｘを介して充電される。続く
、スイッチＳＷｘがＯＦＦの期間（第３図のｔ ０Ｆ１
）では、コンデンサＣｘの両端電圧はそのまま保持され
る。 次にチャネルＣＨＩの切換スイッチＳＷＩがＯＮされる
と、コンデンサＣｘの充電々荷は第３図の放電期間ｔｄ
で放電され、以後はチャネルＣＨＩのアナログ入力信号
ＥＳＩだけがコンデンサＣｘの両端にかかっていること
になる。この信号ＥＳＩをアンプ１で増巾したうえ第３
図のＡ／Ｄ変換期間ＬａｄにＡ／Ｄ変換器２を介してデ
ジタル化することにより、チャネルＣＨＩのアナログ入
力信号ＥＳＩをデジタル値として得ることができる。そ
してこのＡ／Ｄ変換後、チャネル切換スイッチＳＷＩは
ＯＦＦされる（第３図のスイッチＯＦＦ期間ｔ ＯＦ２
以降）。 続く断線（または断線しかかり）のチャネルＣＨ２の計
測サイクルＴ２においては、充電期間ｔｃからスイッチ
ＯＦＦ期間ｔＯＦ１までの回路動作はチャネルＣＨＩ
と同じである。しかしチャネル切換スイッチＳＷ２がＯ
Ｎされても、コンデンサＣｘ側から見たチャネルＣＨ２
側のインピーダンスは無限大（または正常値に比してか
なり大きな値）となるため、放電期間ｔ、ｄを経てもコ
ンデンサＣｘの充電々荷は緩やかにしか放電されない。 そしてこの時のコンデンサＣｘの両端電圧がＡ／Ｄ変換
期間ｔａｄにおいてＡ／Ｄ変換されることになる。従っ
て、期間ｔｃでの充電により、コンデンサＣｘの両端電
圧がフルスケール値をオーバーするようにコンデンサＣ
ｘの充電回路を構成すれば断線を検知することができる
。 いま例えば、入力信号源（熱電対）抵抗Ｒｓ ＝５００
Ω、抵抗Ｒｘ＝ＩＫΩコンデンサＣｘ＝０．１μＦとす
ると、コンデンサＣＸの 充電時定数τｃ ＝Ｒｘ ・Ｃｘ＝０．１ｍＳ、放電
時定数ｒｄ ＝Ｒｓ −Ｃｘ ＝０．０５ｍ ｓとな
る。 従って、断線検知のための充電回路を設けたことによる
動作時間の増加分は、スイッチＳ ＷＸ。 ＳＷ１〜ＳＷｎの動作時間ｔ−ＯＦ （ｔ ＯＦＩ、
ｔ、 ０Ｆ２）を２ｍｓ以下、充電朋間Ｌｃを充電時定
数τＣに等しくとり、放電期間ｔｄを放電時定数の１０
倍の１０τｄにとると、 ｔｃ ＋ｔｄ ＋ｔＯＦ ＝ ０．１ ＋ ０．０５ｘｌＯ＋ ２ ＝ ２．６
ｍ ｓとなる。これは、Ａ／Ｄ変換期間を４０ｍ５とし
た場合、 ことになる。
本発明によれば、複数のアナログ入力信号に対する共通
の測定回路の入力端子間にコンデンサを接続し、このコ
ンデンサを予め所定の電圧に充電したのちアナログ信号
入力回路を介して放電させ、この放電開始時点より所定
期間を経たのちのコンデンサの残存電圧を測定してアナ
ログ信号入力回路の断線（または断線しかかり）を検知
することとしたので、以下の３つの効果がある。 第１に、入力信号に印加される誤差分としての電圧を削
減できる。即ち従来方式では前述のようにＶＰＰＸ ２
．５４Ｘ１０−’の誤差があった。しかし本発明ではコ
ンデンサＣ×の放電時間ｔｄを、放電時定数τｄの１０
倍にとった場合、コンデンサＣｘで放電しきれず、誤差
として印加される電圧は、ｔ １０
τｄ ｖｐｐｘε ｔｄ＝ＶＰＰＸε τｄ＝ ＶＰＰＸ ４
．５４Ｘ１０−’となり、１１５以下となる。 第２に、信号線断線として検知する抵抗値を小さくする
ことができる。従来方式では前述のように、信号源抵抗
Ｒｓが２００にΩの時、１．１５Ｖが入力信号として計
測されるが、本発明で同じ１．１５Ｖが計測されるため
には、供給電圧ＶＰＰ＝１５Ｖ、コンデンサＣｘ ＝０
．１ｕ Ｆ、 ｔｄ ＝１０ｒｄ ＝０．５ ｍｓと
した場合、 ｔｄ １．１５＝ＶＰＰＸ ε Ｒ５−Ｃｘより となり、信号源抵抗Ｒｓが１２．８にΩであれば、入力
信号が１．１５Ｖとして計測されることがわかる。 これにより、・入力信号源ＥＳが劣化し始めた時点を検
知できるという効果が得られる。 第３に、信号源抵抗Ｒｓが原因で生ずる測定誤差を小さ
くすることができる。例えば、入力信号源抵抗Ｒｓ ＝
５００Ω、アンプ１の入力インピーダンスＲ４＝１０
ＭΩ、抵抗３〜５＝ＩＭΩとすると、従来方式では前述
のように０．０８（％）の測定 誤差を生ずるが、本発
明では、 第１図はこの発明の一実施例としての要部構成を示す回
路図、 第２図、第３図は第１図の説明用のタイムチャート、 第４図は第１図に対応する従来の回路図である。 １：アンプ、２：Ａ／Ｄ変換器、Ｃｘ：コンデンサ、Ｒ
ｘ ：充電回路抵抗、ＳＷｘ：充電回路開閉用スイッチ
、ＣＨ１＝ＣＨｎ：チャネル、ＳＷＩ〜ＳＷｎ：チャネ
ル切換スイッチ、Ｒ３（Ｒ３Ｉ〜Ｒ３ｎ）：入力信号源
抵抗、ＥＳ （ＥＳＩ 〜ＥＳｎ）：入力信号源、Ｔ
（Ｔｌ〜Ｔｎ）：計測サイクル、Ｌｃ ：充電期間、ｔ
ｄ ：放電期間、ｔａｄ：Ａ／Ｄ変換期間、むＯＦ （
ｔ ｏＦｌ、 ｔ ｏＦ２） ：スイッチＯＦＦの誤差
ですむことになる。
の測定回路の入力端子間にコンデンサを接続し、このコ
ンデンサを予め所定の電圧に充電したのちアナログ信号
入力回路を介して放電させ、この放電開始時点より所定
期間を経たのちのコンデンサの残存電圧を測定してアナ
ログ信号入力回路の断線（または断線しかかり）を検知
することとしたので、以下の３つの効果がある。 第１に、入力信号に印加される誤差分としての電圧を削
減できる。即ち従来方式では前述のようにＶＰＰＸ ２
．５４Ｘ１０−’の誤差があった。しかし本発明ではコ
ンデンサＣ×の放電時間ｔｄを、放電時定数τｄの１０
倍にとった場合、コンデンサＣｘで放電しきれず、誤差
として印加される電圧は、ｔ １０
τｄ ｖｐｐｘε ｔｄ＝ＶＰＰＸε τｄ＝ ＶＰＰＸ ４
．５４Ｘ１０−’となり、１１５以下となる。 第２に、信号線断線として検知する抵抗値を小さくする
ことができる。従来方式では前述のように、信号源抵抗
Ｒｓが２００にΩの時、１．１５Ｖが入力信号として計
測されるが、本発明で同じ１．１５Ｖが計測されるため
には、供給電圧ＶＰＰ＝１５Ｖ、コンデンサＣｘ ＝０
．１ｕ Ｆ、 ｔｄ ＝１０ｒｄ ＝０．５ ｍｓと
した場合、 ｔｄ １．１５＝ＶＰＰＸ ε Ｒ５−Ｃｘより となり、信号源抵抗Ｒｓが１２．８にΩであれば、入力
信号が１．１５Ｖとして計測されることがわかる。 これにより、・入力信号源ＥＳが劣化し始めた時点を検
知できるという効果が得られる。 第３に、信号源抵抗Ｒｓが原因で生ずる測定誤差を小さ
くすることができる。例えば、入力信号源抵抗Ｒｓ ＝
５００Ω、アンプ１の入力インピーダンスＲ４＝１０
ＭΩ、抵抗３〜５＝ＩＭΩとすると、従来方式では前述
のように０．０８（％）の測定 誤差を生ずるが、本発
明では、 第１図はこの発明の一実施例としての要部構成を示す回
路図、 第２図、第３図は第１図の説明用のタイムチャート、 第４図は第１図に対応する従来の回路図である。 １：アンプ、２：Ａ／Ｄ変換器、Ｃｘ：コンデンサ、Ｒ
ｘ ：充電回路抵抗、ＳＷｘ：充電回路開閉用スイッチ
、ＣＨ１＝ＣＨｎ：チャネル、ＳＷＩ〜ＳＷｎ：チャネ
ル切換スイッチ、Ｒ３（Ｒ３Ｉ〜Ｒ３ｎ）：入力信号源
抵抗、ＥＳ （ＥＳＩ 〜ＥＳｎ）：入力信号源、Ｔ
（Ｔｌ〜Ｔｎ）：計測サイクル、Ｌｃ ：充電期間、ｔ
ｄ ：放電期間、ｔａｄ：Ａ／Ｄ変換期間、むＯＦ （
ｔ ｏＦｌ、 ｔ ｏＦ２） ：スイッチＯＦＦの誤差
ですむことになる。
８１＆１
− へ の
第４図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）複数のアナログ信号源の信号電圧をマルチプレクサ
を介し、順次１つづつ選択して共通の測定回路に入力す
るアナログ信号入力回路において、前記測定回路の入力
端子間にコンデンサを接続し、前記マルチプレクサを開
放したうえ、前記コンデンサに充電回路を接続して、こ
のコンデンサを所定の電圧に充電し、 次に前記コンデンサから前記充電回路を切離したうえ、
前記マルチプレクサを介し前記アナログ信号源の１つを
前記測定回路に接続し、この接続の時点から所定期間後
の前記コンデンサの両端電圧を測定し、当該アナログ信
号源の断線または断線しかかりを検知するようにしたこ
とを特徴とするアナログ信号入力回路の断線検知方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1086414A JPH02264874A (ja) | 1989-04-05 | 1989-04-05 | アナログ信号入力回路の断線検知方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1086414A JPH02264874A (ja) | 1989-04-05 | 1989-04-05 | アナログ信号入力回路の断線検知方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02264874A true JPH02264874A (ja) | 1990-10-29 |
Family
ID=13886213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1086414A Pending JPH02264874A (ja) | 1989-04-05 | 1989-04-05 | アナログ信号入力回路の断線検知方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02264874A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2376081A (en) * | 2001-03-14 | 2002-12-04 | Micron Technology Inc | Test Circuit |
| JP2010093538A (ja) * | 2008-10-08 | 2010-04-22 | Hitachi Automotive Systems Ltd | Ａｄ変換装置およびａｄ変換装置の故障検出方法 |
| US20120176141A1 (en) * | 2011-01-11 | 2012-07-12 | Denso Corporation | Signal input circuit and integrated circuit |
| WO2012099052A1 (ja) * | 2011-01-18 | 2012-07-26 | 日産自動車株式会社 | 充電装置及び導通状態判定方法 |
| US8237424B2 (en) | 2006-01-18 | 2012-08-07 | Freescale Semiconductor, Inc. | Regulated voltage system and method of protection therefor |
| WO2013002361A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 三菱重工業株式会社 | 電池システム |
-
1989
- 1989-04-05 JP JP1086414A patent/JPH02264874A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2376081B (en) * | 2001-03-14 | 2004-12-08 | Micron Technology Inc | Measurement of the integrity of a power supply |
| US6933729B2 (en) | 2001-03-14 | 2005-08-23 | Micron Technology, Inc. | Method and apparatus for measuring on-chip power supply integrity |
| US6946846B2 (en) | 2001-03-14 | 2005-09-20 | Micron Technology, Inc. | Circuit for measuring on-chip power supply integrity |
| GB2376081A (en) * | 2001-03-14 | 2002-12-04 | Micron Technology Inc | Test Circuit |
| US8237424B2 (en) | 2006-01-18 | 2012-08-07 | Freescale Semiconductor, Inc. | Regulated voltage system and method of protection therefor |
| JP2010093538A (ja) * | 2008-10-08 | 2010-04-22 | Hitachi Automotive Systems Ltd | Ａｄ変換装置およびａｄ変換装置の故障検出方法 |
| US8648610B2 (en) * | 2011-01-11 | 2014-02-11 | Denso Corporation | Signal input circuit and integrated circuit |
| US20120176141A1 (en) * | 2011-01-11 | 2012-07-12 | Denso Corporation | Signal input circuit and integrated circuit |
| WO2012099052A1 (ja) * | 2011-01-18 | 2012-07-26 | 日産自動車株式会社 | 充電装置及び導通状態判定方法 |
| CN103430035A (zh) * | 2011-01-18 | 2013-12-04 | 日产自动车株式会社 | 充电设备和导通状态判断方法 |
| JP5729394B2 (ja) * | 2011-01-18 | 2015-06-03 | 日産自動車株式会社 | 充電装置及び導通状態判定方法 |
| US9209633B2 (en) | 2011-01-18 | 2015-12-08 | Nissan Motor Co., Ltd. | Charging apparatus and method for determining conduction state |
| JP2013015330A (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-24 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 電池システム |
| WO2013002361A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 三菱重工業株式会社 | 電池システム |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3973184A (en) | Thermocouple circuit detector for simultaneous analog trend recording and analog to digital conversion | |
| US5171091A (en) | Temperature measuring circuit | |
| EP0701687A1 (en) | Resistance measuring circuit, and thermal appliance, electrical thermometer and cold-generating appliance including such a measuring circuit | |
| US4422039A (en) | Self-powered ammeter | |
| JPH07151792A (ja) | 測定量を自動的に検知及び測定する方法及び装置並びにマルチメータ | |
| JPH02264874A (ja) | アナログ信号入力回路の断線検知方法 | |
| SK135797A3 (en) | Method and circuit for measuring resistance | |
| JPS62123367A (ja) | 容量素子の充電電流測定方法 | |
| JPH057582Y2 (ja) | ||
| CN217846449U (zh) | 一种基于开尔文连接的pmu测量单元 | |
| JP3488300B2 (ja) | 充電装置 | |
| JPH0782065B2 (ja) | Ｉｃテスタの計測用電源供給回路 | |
| SU1167529A1 (ru) | Цифровой омметр | |
| JP2003149283A (ja) | 電気回路診断装置 | |
| SU1742641A2 (ru) | Цифровой измеритель температуры | |
| JP3663577B2 (ja) | 多チャネル型メータリレー | |
| JPH0524222Y2 (ja) | ||
| JPS6142138Y2 (ja) | ||
| JPH0245747A (ja) | 電子温湿度計及び電子湿度計 | |
| JPH0618606A (ja) | 絶縁劣化警報発生方法 | |
| JPH0635195Y2 (ja) | 時間間隔計測回路 | |
| JPH04122865A (ja) | 半導体集積回路及びその試験方法 | |
| JPH06267364A (ja) | 複数スイッチの開閉検出装置 | |
| JPS6242338Y2 (ja) | ||
| SU1580283A1 (ru) | Цифровой омметр |