JPH02256191A - Ｅｌ発光電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明はＥＬ発光電源回路に関する。

〈従来の技術〉 ＥＬデイスプレィや、液晶デイスプレィのバックライト
としてＥＬが汎用されている。

ＥＬを負荷とした場合、ＥＬは主にキャパシタンス負荷
であり、また、通常交流負荷として使用される。　そし
て、その発光輝度や、それに対応する表面照度は、ＥＬ
に負荷される電圧と交流周波数の双方に大きく依存する
。

ＥＬをより明るく発光させるには負荷実効電圧をあげる
か、あるいは負荷周波数を高めるか、さらにはその双方
を併用するかによればよい。

従って、通常のＡＣ電源（例えば実効値１００Ｖ、５０
あルイは６０　Ｈｚ）によッテ直接ＥＬを発光させる場
合には、さしたる工夫は要しないが、より明るく発光さ
せたい場合には、周波数を高め、また電圧もＥＬの耐電
圧の範囲で高めることが必要となる 通常の１００ＶＡＣ電源を直接ＥＬに負荷した場合、Ｅ
Ｌにかかる最大電圧の絶対値ピークは１４０Ｖ　　（ピ
ーク・ツー・ピークで２８０Ｖ）となるが、通常ＥＬの
定格耐電圧はほぼ２１０Ｖ（ピーク・ツー・ピークで４
２０Ｖ）程度である。　また、ＥＬのライフタイムから
は、使用しつる周波数は、４００Ｈｚ付近が実用上の上
限としては使用されている。

さて、ＥＬの負荷周波数を高める場合について説明すれ
ば、ＡＣ電力を一旦整流して、±１４０ｖ程度の直流電
源としてから、例えばプッシュプル回路により目的とす
る周波数ｆで交互に正・負電源回路を開き、周波数ｆの
ＥＬ交流負荷とする場合が通常である。

この場合、プッシュプル回路のスウィッチには、通常パ
ワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴ等が使用される
。

〈発明が解決しようとする課題〉 しかしこのような場合、パワートランジスタやパワーＭ
ＯＳ　Ｆ　ＥＴのスウィッチングエネルギーロスが大き
な問題となり、比較的大きな放熱板を使用する必要が生
じ、エネルギーロスが太き（なり、また設置する場所や
仕方にも考慮を慮わなければならない。

本発明の主たる目的は、エネルギーロスをなくし、エネ
ルギー効率を高めたＥＬ発光電源回路を提供することに
ある。

〈課題を解決するための手段〉 このような目的は下記（１）〜（９）の本発明によって
達成される。

（１）直流電源とインバータ回路とを有し、この直流電
源からインバータを経てＥＬまたはＥＬ列に電圧負荷を
与えて発光させるＥＬ発光電源回路において、前記イン
バータとＥＬとの間にインダクタを設けたことを特徴と
するＥＬ発光電源回路。

（２）直流電源とインパーク回路を有し、この直流電源
からインバータを経て両極性のコンデンサに交流電圧負
荷を与え、前記インバータと両極性コンデンサとの間に
トランスを設け、このトランスの２次側コイルからの交
流出力電力をもってＥＬまたはＥＬ列を点燈することを
特徴とするＥＬＬ光電源回路。

（３）前記ＥＬに並列に両極性コンデンサが接続されて
いる上記（１）または（２）に記載のＥＬＬ光電源回路
。

（４）前記インダクタまたはトランスのインダクタンス
により、前記インバータのスウィッチ開閉動作時の電流
を減少させ、しかも前記インバータとインダクタまたは
トランスを経てＥＬおよび／または両極性コンデンサに
チャージアップされた電荷を、供給電源側に逆流電流と
して回収する上記（１）ないしく３）のいずれかに記載
のＥＬＬ光電源回路。

（５）前記インバータと前記直流電源との間にバッファ
ーコンデンサが設けられた上記（１）ないしく４）のい
ずれかに記載のＥＬ発発光型電源回路 （６）前記インバータと前記直流電源との間に、前記イ
ンバータと逆の開閉動作を行う第２のインバータを設け
た上記（１）ないしく５）のいずれかに記載のＥＬＬ光
電源回路。

（７）前記直流電源と前記第２のインバータとの間に位
相制御用のコイルを設けた上記（６）に記載のＥＬＬ光
電源回路。

（８）前記インバータのスイッチング信号波の周波数お
よび／またはパルス巾デユーティ−比を可変設定できる
ものである上記（１）ないしく７）のいずれかに記載の
ＥＬＬ光電源回路。

（９）前記インバータがチャージ用のインバータと帰還
用のインバータとから構成され、両インバータは同一の
立ち上がりにて同一の周波数のスイッチング信号波にて
駆動され、帰還用のインバータのパルス巾デユーティ−
比をチャージ用インバータのパルス巾デユーティ−比よ
りも大とした上記（１）ないしく８）のいずれかに記載
のＥＬＬ光電源回路。

く作用〉 負荷電圧と電流の位相を何らかの方法でずらしてスイッ
チングロスを少なくしてＥＬを発光させることは可能で
ある。

本発明は、これに加えて、更に負荷電力の余剰電力を逆
流電流によって回収しようというもので、エネルギー効
率的に次の２つの作用が同時に実現する。

■負荷電圧と負荷電流の位相をずらすことにより、パワ
ートランジスタやパワーＭＯ３ＦＥＴによるスウィッチ
ングエネルギーロスの解消を図る。

■ＥＬに対する余剰負荷電力を逆流電流により回収する
ことにより電力効率の改善を図る。

〈実施例〉 本発明の第１の態様の具体的回路構成を第１図に従い説
明する。

本発明の電源回路においては１対のスウィッチＴｒ＋　
、Ｔｒｚを有するインバータが＋Ｅ１−Ｈの直流電源に
接続される。

インバータは公知のいずれのものであってもよく、スウ
ィッチＴｒ＋　、Ｔｒｚがスイッチング信波数ｆにより
交互に開閉される。　　スウィッチＴ　ｒ　＋　　Ｔ　
ｒ　ｗとしては、耐圧が２Ｅ以上のパワートランジスタ
や、パワーＭＯＳＦＥＴ等を用い、プッシュプルインバ
ータを構成することが好ましい。

なお、図示例では、Ｔ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ　２および
後述のＴ　ｒ　ｓ　、　Ｔ　ｒ　４としては、パワーＭ
Ｏ３ＦＥＴを使用しているが、Ｔｒ＋Ｔｒｘ　、Ｔｒｓ
　、Ｔｒ４としては、パワートランジスタの他、通常の
トランジスタやＭＯＳ　Ｆ　ＥＴ等を用いてもよい。

パワーＭＯ３ＦＥＴを用いる場合には、通常、スウィッ
チＴ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ　２として、それぞれＰチャ
ネル、Ｎチャネルのコンプリメンタリ−なベアーを選択
する。　例えばエンハンスメントモード（Ｎｏｒｍａｌ
ｌｙ　ｏｆｆモード）のパワーＭＯＳＦＥＴとしては、
日立製のｒ２ｓＫ３１０Ｊ、ｒ２ｓＪ１１７Ｊを用いる
ことができる。

このようなスウィッチＴｒ＋、Ｔｒｚを有するインバー
タには、キャパシタンスＣのＥＬが接続されて接地され
る。

そして、ＥＬとインバータ間には、インダクタとしてコ
イルＬが接続される。

ＬとＣの関係は、回路のＲ成分もしくはＲの等価成分が
無視できるほど小さければ、ｆ＝１／４πｉ で与えられる（理想状態）。　負荷ＥＬのキャパシタン
スＣはあらかじめ判っており、また光らせたい輝度に応
じて周波数ｆが決まるから、ｆとＣを所与としてＬを決
めてやればよい。

πは円周率である。

なお、通常ｆは５０１（ｚ〜６００Ｈｚ、Ｃは０．１μ
Ｆ〜１０μＦ程度であるので、Ｌは３０ｍＨ〜１０Ｈ程
度である。

このような回路構成にて、ＥＬに負荷を与えると、ＥＬ
にかかる電圧値■と電流値工は、回路のＲ（抵抗成分）
を無視できる程小さいものとすれば、第２図に示される
ようになる。

すなわち、て。＝１／２ｆ＝２π５［］　にて、負荷電
圧■は２て。を周期として、±２Ｅの振幅で変化する。

　この際、負荷電流■は、コイルＬの存在により位相が
ずれ、しかもτ。

を周期として、±ＣＥ／−Ｊ□−の振幅で変化する。

このため、スウィッチＴ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ　２の開
閉動作時（開閉動作の瞬間）においては、回路に電流は
ほとんど流れない。

それ故、Ｒ等により損失は零ではないが、それでもその
際のエネルギーロスはきわめて小さいものとすることが
できる。

この結果、スウィッチの開閉動作の立ち上がりあるいは
立ち下がり時には、インバータ回路の電流は零かきわめ
て小さいものとなり、スウィッチングエネルギーロスが
極めて小さいものとなる。

なお、以上から明らかなようにコイルしは、ｆ＝１／４
πｉで決まるインダクタンスに加え、コイルに流せる電
流容量の最大値１、、、＝ＣＥ／ｆｆ 以上のものにしなければならない。

また、コイルのコア材としては周波数ｆにおける磁束透
過率が良いものを選ぶ必要がある。

さて、このような方式で、ＥＬを負荷すると、スウィッ
チング部のインバータの一方のスウィッチ、例えばＴ　
ｒ　＋のドレイン・ソース間の電圧■。３と電流■ＤＩ
＋は、第３ａ図に示されるようになる。　また、ＥＬに
かかる電圧ＶｔＬは第３ｂ図に示されるようになる。

すなわち、スウィッチＴ　ｒ　＋の■Ｄ１１は、τ。〜
２て。間の２Ｅの矩形パルス電圧である。　これに対し
工。Ｓは、コイルにより位相がずれ、しかも０〜τ０間
においては、０〜で間は、ＥＬにチャージアップされた
電荷がコイルしにより正方向電流ａとして流れるととも
に、負荷電流■の逆転にともないて、〜Ｔ、。間は逆流
電流すとして流れることになる。

この第３ａ図のＩ　ＤＢの斜線部すが逆流電流であり、
これに相当する電力（チャージ）が余剰電力として同一
供給電源側に回収されているわけである。

以上において、Ｒ（抵抗成分）が零、しかもＥＬの発光
に要するエネルギーが零であるとすれば、第３ａ図にお
いてａとｂの面積は等しくなり、事実上、永久機関的と
なる。　しかしこのようなことはあり得す、実際には回
路のＲ等価成分、すなわち回路のＲ成分、Ｌにおける磁
場損失、ＥＬの発光エネルギー等によって電力は消費さ
れ、図示のように、ａ＞ｂとなる。

しかも、ｂはａよりも相当率さい。

一方、■１も第２図に示されるような左右対称なきれい
な波形ではなく、第３ｂ図に示されるように、±ΔＥだ
け上下にずれたものとなる。　すなわち、ΔＥ−Ｃ分だ
けのチャージが、ＥＬの発光および誘電損失等により帰
還し得なかったこととなる。

しかし、重要なことは、面積すに相当する電力は、同−
電源側に間違いなく回収されていることであり、それだ
け電力効率を改善している事実である。　今迄のＥＬ発
光方式ではこの逆流成分に相当する電力は、対局すなわ
ち他方の電源側にすてられ、スウィツチングロスとなら
ないまでも、送電線のロスとしてすてられていたわけで
ある。

ここで第４図に示されるＬＣＲ回路を用いて、電力回収
の原理についてさらに詳細に説明する。

このようなＬＣＲ直列回路において、スウィッチＳを閉
じてからのコンデンサＣの両端の電圧■。、回路の電流
Ｉの経時変化は、ＬＣＲ回路の過度現象のダイナミズム
としてよ（知られているように、第５図に示されるよう
になる。　この場合、τ１、τ０は、前記同様、Ｌ、Ｃ
，Ｈの値により定まる時定数である。

本発明の点燈方式は、前記コンデンサＣをＥＬもしくは
後述する両極性のコンデンサに見立て、前記スウィッチ
Ｓをインバータのスウィッチング素子の一方に見立て、
時定数τ。

のどころで同期をとりながらスウイツチングするもので
ある。

すなわち、本発明の点燈方式は、このＬＣＲ回路におけ
る過度現象である振動現象を利用したものである。　そ
して、電源を第４図のように＋Ｅとした場合の過度現象
と、図示しないが、−Ｅとした場合の過度現象とを時定
数τ。

に同期させながら交互に切換えることによって点燈回路
の安定な定常状態を実現したものである。

ただしＬＣＲ回路では、Ｒの値が一定値以上の値になる
と第５図に示されるような振動現象は発生しない。　つ
まり本発明の点燈回路では、Ｒに対応する等偏成分が一
定値以上の場合、電荷の逆流は起こらない。

ＬＣＲ回路のＲに対応する点燈回路の等偏成分は、回路
内抵抗、コイルの磁束損失、コイルの直流抵抗、コイル
の磁束飽和、ＥＬにおける誘電損失およびＥＬにおける
光束発散等であり、このＲ等価成分が小さいほど逆流電
流すなわち電荷の帰還量は多くなり、零ならば第２図に
もとづいて説明したような理想状態が達成される。

従って、点燈回路を構成する場合には、コイルの選定は
重要であり、前記の条件を具備するように特に注意する
必要があり、スウィツチング素子も出来るだけオン抵抗
の小さなものが望ましい。

本発明の点燈回路では、電源電圧を＋Ｅから−Ｅにスウ
ィッチングするが、その設定には、公知の種々の方法を
用いればよ（、例えば、スウィッチング周波数ｆを調整
し、τ。に同期させればよい。

なお、この場合誤ってτ１に同期させると極めて不安定
な回路となり、ＥＬの破損等にもつながるため十分注意
しなければならない。

本発明では、このようにＥＬにチャージアップされた電
荷を、コイルの力により、この電荷が供給された同−電
源側に回収し、他方の電源側への流失を少なくするよう
にして、電力効率を向上するものである。

なお、例えば理想状態の回路において ｆ＝１／４πｉで設定されるしよりもインダクタンスを
小さくしたい場合には、第６図に示されるように、ＥＬ
と並列に両極性のコンデンサＣ０゛を接続すればよい。

　そして、このダミーコンデンサのキャパシタンスＣｏ
’とＥＬのキャパシタンスＣ８の和をＣとして、この式
から求まるしのインダクタンスを設定すればよい。

ただし、このような場合、インダクタンスは小さく出来
るが、電流値、特にコイルＬに流れる最大電流値１．、
、＝ＣＥ／−「１７石−も増えることになるので、イン
ダクタンスが下がった分、コイルの巻線径は太くする必
要がある。

また、はとんどのパワーＭＯＳＦＥＴ等のスイツチング
素子は、チャネルが開いていさえすればドレイン・ツー
・ソースのみでな（ソース・ツー・ドレインにもほぼ同
じように電流を流すが、ドレイン・ツー・ソース方向の
みのダイオード特性のあるスイン、チング素子、例えば
パワートランジスタを用いる場合には、適当なダイオー
ドＤ　ＩＩ、Ｄ、２、ＤＩ８、ＤＩ４、Ｄ２＋、Ｄ２□
、Ｉ）ａｓ、Ｄ　２４を用いて、第７図に示されるよう
な構成とすればよい。

このような構成により、正方向電流も逆流電流も、必ず
スイッチング素子ではコレクタからエミッタ方向あるい
はエミッタからコレクタ方向にのみ流れるからである。

本発明において、用いる直流電源には特に制限はない。

ただ、本発明は電源として２次電池電源や太陽電池電源
を用いる場合、特に省電力化の点で有効である。

しかし、逆流電流をそのまま２次電池に再充電するのは
、電流寿命を短（するのみならず、電池の特性そのもの
から困難な場合もある。

従って電池を電源とする場合には、第８図に示されるよ
うに電源とスイッチング素子Ｔｒ＋　、Ｔｒｇとの側に
ダイオードＤ、、Ｄ２を挿入し、さらに逆流電力バッフ
ァーとしてコンデンサＣ，Ｃ，を設けることが好ましい
。

あるいは、第９図に示されるように、やはりこのバッフ
ァーコンデンサＣＩ　、Ｃ，と電源の側に同一周波数ｆ
でスイッチングし、かつ逆流時には閉じているようなス
イッチング素子Ｔ　ｒ　ｍ　、　Ｔ　ｒ　ａを有する第
２のインバータを接続することも好ましい。　この際、
このインバータ・電源間にさらに、位相調整用インダク
タとしてコイルＬａ、Ｌ３を設けるのも一策である。　
この場合は、ＥＬへの電荷供給時およびＥＬからの電荷
逆流時に、電源からコンデンサＣ３へのチャージを防止
できるため、さらに損失を相当量小さくできる。

あるいは、第１０図に示されるように、電源に接続した
Ｔ　ｒ　ｓ　、Ｔ　ｒ　ａを有する第２のインバータの
後段に、コイルＬ３を設ければ、コイルは１つのみでよ
くなる。

この際、第９図および第１０図において、ｆ　ｌ＝　ｆ
　ｔであるが、Ｔｒ＋のオーブン時はＴｒｓがクローズ
、Ｔ　ｒ　＋のクローズ時はＴｒｓがオーブンするよう
に構成する。

すなわち、Ｔｒ＋　、Ｔｒｉ　、Ｔｒｉ　、Ｔｒ４のオ
ーブン・クローズの関係は下記のようになる。

０〜τ０　　　　　　　τ。〜２　τ０Ｔ　ｒ　＋　　
　オーブン　　　　　クローズＴｒｇ　　　クローズ　
　　　　オーブンＴ　ｒ　ｓ　　　クローズ　　　　　
オーブンＴｒ４　　オーブン　　　　　クローズなお、
コノような場合、１／Ｃ＝　１／Ｃ，＋　１／Ｃ２（Ｃ
１はＥＬ）としてやれば、先の理想状態における関係式
ｆ＝１／４π「「丁はそのまま成立する。　Ｃ＋＞＞Ｃ
２の場合にはＣα０２で設定してもかまわない。

また、コイルＬ３を挿入するのは、スイッチング素子Ｔ
ｒｓ、Ｔｒ＜におけるスイッチングエネルギーロスを回
避するためであり、Ｌ３、Ｃ１の関係はやはりｆ≧１／
２冗Ｆ「Ｔ「Ｔ程度付近に設定すればよい。　そして、
このときロスはほとんど零に低減される。

なお、１つの直流電源に複数のＥＬを接続するときには
、コイルＬの後段に複数のＥＬを並列に接続すればよい
。

本発明の点燈回路を用いてＥＬを点燈させる場合、ＥＬ
ヘチャージアップされた電荷を逆流電流として帰還させ
る回路内の電荷動作のダイナミズムは、ＥＬやコンデン
サのキャパシタンス、インダクタのインダクタンスおよ
びスイッチング信号の周波数や波形によって決まる。

従って、本発明の点燈回路を用いてＥＬを点燈させるに
は、これら３つのパラメータをうまく適合させなければ
ならない。

パラメータの適合方法に制限はなく公知の種々の方法を
用いればよいが、操作が容易である点で以下に述べる方
法を用いることが好ましい。

■インバータのスウィッチング周波数ｆ（τ）を固定さ
せ、パルス巾のデユーティ−比（半周期τに対するスウ
ィッチの開期間−ｃｏの割合二Ｌ０／τ）を可変にして
おきデユーティ−比を設定する方法。

■デユーティ−比を固定させ、スウィッチング周波数ｆ
を可変にしておき、スウィッチング周波数ｆを設定する
方法。

■スウィッチング周波数ｆおよびデユーティ−比の双方
を可変にしておき、双方を設定する方法。

このような方法を用いると、インダクタを変えなくても
要求輝度の変化やキャパシタンスの異なるＥＬを用いる
場合に幅広く対応できるため効果的である。

特に、デユーティ−比設定方式（■）は、コイルを大き
くしないで、比較的低周波数で小面積のＥＬを点燈する
のに適している。

なお第１１図には、周波数ｆを固定させ、デユーティ−
比τ。／τを１より小さく設定した場合のスイッチング
波形とドレイン・ソース間電流■、が示される。

このような方法を用いる場合、例えば、オシロスコープ
等で、インバータの一方のスイッチング素子のドレイン
・ソース間の電流、電圧波形を見ながら、スウィッチン
グ周波数やデユーティ−比の調整、設定を行えばよい。

そして、スウィッチング周波数やデユーティ−比の調整
、設定は、例えば、発振回路に設けられている調整、設
定用のボリュームを操作することにより行われる。

次に逆流帰還電流の回帰同期が、ボリューム調整等のマ
ニュアル操作によらず、自動的に設定される本発明のＥ
Ｌ点燈回路を説明する。

第１２図に示される回路は、周波数ｆを設定し、電流モ
ードを追随させる自動設定方式によるものである。

この回路は、電源からＥＬへ流れる正方向電流のチャー
ジアップ経路と、逆流電流の帰還経路とを電源−イング
クタ間に分離して設けたものである。

この場合、それぞれの経路にインバータスウィッチであ
るＴ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ　２を有するチャージ用イン
バータと、Ｔｒｉ、Ｔｒ４を有する帰還用インパークを
設ける。　また、それぞれの経路は、ダイオードＤ１．
Ｄ２．Ｄ、、Ｄ４によって規制する。

そして、ＥＬ点燈周波数ｆに合わせてそれぞれのインバ
ータをそれぞれ異なる信号波ｆ１、ｆ２でオン、オフす
る。

このような回路では、正電源側からの電荷は、正方向電
流としてＴｒ＋を通じてＥＬにチャージされ、Ｔ　ｒ　
ｓを通じて逆流電流として帰還される。

また、負電源側からの電荷もＴｒｚを通じ同様にチャー
ジされ、Ｔｒ＜を経て帰還される。

この場合、ｆｌ、ｆ２が順方向同期パルスであればＴｒ
＋、Ｔｒ３は同一チャネルのもの、Ｔ　ｒ　２　、　Ｔ
　ｒ　４も同一チャネルのものを用い、Ｔ　ｒ　＋　と
Ｔ　ｒ　ｚおよびＴ　ｒ　ｓとＴ　ｒ　４はチャネルの
異なるコンプリメンタリ−なペアをそれぞれ選択する。

　一方ｆ＋、ｆｚが互いに反転する同期パルスであれば
、Ｔ　ｒ　＋　とＴ　ｒ　ｚは異なるチャネルのもの、
Ｔｒａ　、Ｔｒ４も異なるチャネルのものを用い、Ｔｒ
＋　とＴ　ｒ　２およびＴ　ｒ　ｓとＴ　ｒ　ａはチャ
ネルの異なるコンプリメンタリ−なペアをそれぞれ選択
する。

帰還用のインバータのＴ　ｒ　３　、　Ｔ　ｒ　４をス
ウィッチングする信号波ｆ１は、矩形波とされ、その周
波数はＥＬの点燈周波数ｆと同一に設定される。　なお
、信号波ｆ１のパルス巾のデユーティ−比は、τ。／τ
以上であればよく、所定値に選定され、通常は固定値と
される。　図示の場合はデユーティ−比１である。

一方、チャージ用のインバータのＴｒ、、Ｔｒｚをスウ
ィッチングする信号波ｆ２は、矩形波とされ、その周波
数はＥＬの点燈周波数ｆと同一に設定される。　信号波
ｆ２のパルス巾て２のデユーティ−比て２／τは、固定
しても、可変設定としてもよいが、後述するように一定
の制約があり、τ。／τ以下とされ、好ましくけτ１／
で以上、τ。／τ以下とされる。

なお、周波数やデユーティ−比は、上記の条件を満たす
限り任意であり、適宜決定される。

ここで、正電源側からの電荷のチャージや帰還の動作に
ついて、Ｔｒ＋、Ｔｒａのドレイン・ソース間電流工１
゜８、工３Ｄｇおよび信号波ｆ＋、ｆ２を用いて説明す
る。

信号波ｆ、、ｆ、および電流ＩＩＩ、Ｉｌ、工８Ｉ、ｓ
は第１３図に示されるようになる。

なお、電流波形の図中点率泉で示されるのは負電源側の
Ｔｒｔ　、Ｔｒ４を流れるドレイン・ソース間電流工２
゜ｉ、Ｉ’ｏｓである。

第１２図の点燈回路では、時定数τ１、τ。

は、回路内のキャパシタンス、インダクタンスおよび抵
抗等により定まる可変のものであるが、第１３図に示さ
れるようにパルス巾−ｃ２の値は、τ、もしくばて。と
同一である必要はない。　ただし、前記のとおりτ２≦
τ。でなければならない。　もしτ２〉τ。であると、
度電源に帰還した電荷が、Ｔ　ｒ　＋を通じてＥＬに再
チャージされてしまうからである。　またで２〈τ１で
あると、スウィッチングエネルギーロスが問題となるの
でτ２≧τ１であることが好ましい。

しかし、この点燈回路では、τ２≦τ。である限り、信
号波ｆ＋、ｆｘを一度設定した後固定しておいても電流
帰還が自動的に実現できる。　このため、ＥＬの泣き所
であるキャパシタンスの経時変化により、τ０の値が変
化した場合も電流の逆流帰還モードが自動的に追随達成
される。

ＥＬは長年点燈を続けると、そのキャパシタンスが低下
する。　このため、自動設定方式を用いないと第１４図
に示されるように設定当初はスウィッチング周波数ｆの
τの値と一致していたて。の値が減少し、τとて。どの
タイミングがずれてしまう。　なお、第１４図中、■。

。 は設定当初のドレイン・ソース間電流Ｉ’Ｄ９はＥＬの
経時変化後のドレイン・ソース間電流である。　そして
、（＋）は正電源側、（−）は負電源側の電流を示す。

このような場合には、第１４図に示される斜線部の再チ
ヤージ電流が発生し、ＥＬ点燈効率の低下原因となる。

しかし、第１２図に示される自動設定方式を用いれば、
τ１≦τ２≦τ。である限り、スウィッチングロスの解
消とＥＬの経時変化に伴う再チヤージ電流の発生とを防
止することができる。

なお、この場合も前述した理由により、第１５図に示さ
れるように電源と、スウィッチング素子であるチャージ
用インバータのＴｒ＋、Ｔ　ｒ　２との側にダイオード
を挿入し、さらに逆流電力バッファーとしてコンデンサ
Ｃ１、Ｃ３を設けることが好ましい。　あるいは、第９
図、第１０図に示されるような第２のインバータや位相
調整用インダクタを設ければさらに損失を低減できる。

また、図示しないが、周波数ｆがτ。の変化に従い自動
的に１／２τ。どなるもの、すなわち逆流電流が戻りき
ったところで自動的にスウィッチの開閉動作が行われる
ような周波数での自動追随方式を用いてもよい。

あるいは周波数ｆは可変設定できるようにしておき、逆
流電流が戻りきったところで自動的にスウィッチの閉動
作のみが行われるようなパルス巾デユーティ−比の自動
追随方式を用いてもよい。

これらの回路は、スウィッチング素子として、例えばト
ライアック等の電流値が零になったとき自動的にオフ状
態となるものを使用し、回路を工夫することで実現でき
る。　あるいはインバータのスウィッチング信号波の周
波数や、そのパルス巾デユーティ−比が逆流電流の帰還
達成時に同期追随するよう発振回路を工夫することによ
っても実現できる。

本発明によりＥＬを点燈する場合は、±ＥＶのデュアル
モードの電源が必要で、ＥＬの一端は中間電位端子（零
ボルト端子）に接地される。　従って、−次電源がシン
グルモードの電源である場合、これを中間電位端子のと
れるデュアルモードの電源に変換してから、本発明の点
燈回路の入力電源として用いる。

シングルモードの入力電圧をデュアルモードの出力電圧
に変換するには、公知の種々の方法を用いればよいが、
例えば以下のような方法を用いることができる。

第１は、デュアルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用い
る方法である。　この方法は、電圧の昇圧ないし降圧を
同時に行うことができるため効果的である。

また、−次電源電圧が２ＥＶの場合は、第１６図に示さ
れるように、シングルモードの２ＥＶの電源電圧をキャ
パシタンスの等しい２つのコンデンサＣ４を用いて、±
ＥＶと中間電位に分割してもよい。　この場合端子１は
端子２に対して＋ＥＶ、端子３は端子２に対して−ＥＶ
となる。

従って端子１．３をインバータ入力電源端子とし、端子
２をＥＬの接地端子として用いればよい。

また、−次電源電圧ｅ■が２ＥＶでない場合は、前記の
デュアルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用いてもよい
が、シングルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用いてｅ
Ｖの電圧を２ＥＶの電圧に変換してから、前述のように
コンデンサを用いて、±ＥＶと中間電位に分割してもよ
い。

これらの場合第１６図に示されるように、次電源と、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータおよび電位分割用コンデンサＣ４と
の間に逆流防止ダイオードＤ、、Ｄ、を設ければ、当該
コンデンサＣ４を逆流電力バッファーコンデンサとして
も併用できるので有効である。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータは既製品で入手できるもの
は出力電圧が限られており、とりわけデュアルモードの
ものは種類が少ないため、シングルモードのＤＣ−ＤＣ
コンバータを用いてコンデンサで電位分割する方法は有
効である。

次に、本発明の第２の態様の実施例について説明する。

この場合は、逆流電流を実現させるという点では第１の
態様と原理点には同じである。

しかし、この場合は、特に直流電源電圧±Ｅを更に昇圧
してＥＬに交流負荷をかける場合のことを考慮したもの
であり、前記第１の態様の実施例において、ＥＬの位置
に両極性のコンデンサＣ１を設はインダクタとしてのコ
イルＬをトランスＴに代え、トランスＴの２次側の交流
電力によってＥＬを点燈させるものである。

すなわち、その回路構成は例えば第１７図あるいは第１
８図に示されるようになる。

また、第１９図には、この回路にさらに補償用インダク
タとしてコイルＬ゛が付加された例が示される。

なお、図示しないが、本発明の第２の態様の実施例は、
第１の態様の実施例について説明したすべての回路に用
いることができるものである。

以上の実施例の説明は、インバータのスウィッチング素
子としてエンハンスメントモード（Ｎｏｒｍａｌｌｙ　
ｏｆｆモード）のものを用いて行ってきたが、デイプレ
ッジジンモード（Ｎｏｒｍａｌｌｙｏｎモード）のもの
を用いても同じような動作を実現することができる。

デイプレッションモードのパワーＭＯ３ＦＥＴとしては
例えば、モトローラ社製のｒＭＴＰ２Ｎ５０Ｊ、ｒＭＴ
Ｐ２Ｐ５０Ｊを用いることができる。

この場合、通常は、正電源側をＮチャネル、負電源側を
Ｐチャネルとする。

〈発明の効果〉 本発明によれば、インバータ・ＥＬ（両極性コンデンサ
Ｃ３）間に設けたインダクタ（トランスＴ）により、負
荷電流と負荷電圧の位相および周期がずれるので、イン
バータのスウィッチの開閉動作の瞬間に回路の電流は全
（流れないか、あるいはきわめて少ないものとなる。

これによって、パワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ等のスウィッチのスイッチングエネルギーロスが解消
する。

しかも、ＥＬにチャージアップされた電荷の相当部分は
、インダクタ（トランス）の力により、電荷が供給され
た同一電源側に逆流電流として回収され、他方の電源側
への流失を少な（できるので、電力効率が格段と向上す
る。

このため、ＥＬの発光輝度および発光量をきわめて大き
なものとすることが出来る。

しかも、パワートランジスタや、パワーＭＯＳＦＥＴ等
のスウィッチの発熱が格段と減少し、安全性が高まり、
放熱手段を設けたりする必要がなくなる。

本発明者らは、本発明の効果を確認するため、種々実験
を行った。　以下にその一例を示す。

実験例 発光面積５７２ｃｍ２（Ｃ＝２００ｎＦ）のブルーグリ
ーン色ＥＬを４枚用い、これを並列に接続し、Ｅ＝１４
０Ｖにて、パワーＭＯ３ＦＥＴを用いたインバータにて
ｆ＝４００Ｈｚでプッシュプル駆動を行った、　各ＥＬ
の発光強度およびパワーＭＯＳ　Ｆ　ＥＴの発熱量は、
下記表１のとおりであった。

これに対し、本発明に従い、インバータ・ＥＬ間に５０
ｍＨのしを接続した場合には下記表１のとおりとなった
。

表　　　　　１ 本発明　　　５００Ｌｘ　　　　　４２℃次にやはり同
じブルーグリーン色の分散型ＥＬパネルで１枚当りの発
光面積５７２　ｃｍ２（Ｃ＝２００ｎＦ）４枚を並列に
接続して、周波数４００Ｈｚ、実効電圧Ｅ＝６０．８０
．１００．１２０．１４０■で光らせた場合のＥＬ単位
面積（１ｃｍ”）当りの消費電力の比較を行なう。　な
お比較対照したのは、サイン波実効値Ｅ、４００Ｈｚを
直接ＥＬに負荷する従来のＥＬ点燈法と、本発明法であ
る。　この場合、本発明では、ｆ＝４００Ｈｚ、Ｌ＝５
０ｍＨとした。

表　　　２（従来） Ｅ：実効電圧（Ｖ）　　６０　　　　８０　　　　１０
０　　　１２０　　　１４０輝度［Ｃｄ７ｍ”１ 表面照度［Ｌｘｌ 消費電力 １２．６　　　２４．６　　　　３８．２　　　５２．
３３．３０　　　６．４８　　　１１．４０　　　１８
．２４６６．８ ２７、５８ 表　　　３（本発明） Ｅ：実効電圧（Ｖ） ６０　　　　８０　　　　　ｔｏｏ　　　　　１２０　
　　　１４０輝度［Ｃｄ７ｍ”１ 表面照度［Ｌｘｌ 消費電力 ２４．８　　　４３．０　　　　６８．４　　１１７．
８　　　１５９．２２．８１４　　５．０３２　　　６
．８ｇ　　　　９．１０８　　１２．１２５以上実測値
を比較して判るように従来の方式に比して本方式による
ものは、輝度・消費電力双方において著しい改善が見ら
れることが判る。

おどるく可きことは、同一周波数・実効電圧でありなが
ら、すべての電圧パラメータにおいて、輝度・消費電力
の双方に著しい改善がみられることであり、輝度が上が
りかつ消費電力が減少している事実である。　この輝度
の向上と消費電力の改善と云う双方にわたる相乗効果は
、同じ輝度を得ることを目的としてみた場合、すなわち
輝度をパラメータとして決定すると、その効果の定量的
把握がよりはっきりする。

表２と表３において、たまたま同じ表面照度を与えるポ
イントが共通項としてい（っか存在する。　すなわち表
２の８０Ｖ、７８Ｌｕｘと表３の６０Ｖ、７８Ｌｕｘ、
表２の１４０Ｖ。

２１４Ｌｕｘと表３の１００Ｖ、２１５Ｌｕｘである。

　７８Ｌｕｘについて云うと、表２の消費電力は６　、
４８　ｍ／ｍＶＡ表３は２．８１４ｍ／ｍＶＡであり、
表３の消費電力は表２の１／２．３すなわち約４３％、
２１４Ｌｕｘについてみると、表２の消費電力は、２７
．５８ｍ／ｍＶＡ　、表３は６　、８８　ｍ／ｍＶＡで
約１／４になっている。

以上から、本発明の効果があきらがである。

【図面の簡単な説明】

第１図、第６図、第７図、第８図、第９図、第１０図、
第１２図、第１５図、第１７図、第１８図および第１９
図は、それぞれ、本発明のＥＬＬ光電源回路の異なる例
を示す回路図である。 第２図、第３ａ図および第３ｂ図は、それぞれ、ＥＬ負
負荷電圧上電流工、ドレイン・ソース電圧Ｖ　ｎ＋＋と
電流Ｉ。３およびＥＬに実際にかかる電圧ＶＥＬの時間
変化を示す線図である。 第４図は、ＬＣＲ直列回路を示す回路図である。 第５図は、ＬＣＲ直列回路におけるコンデンサＣの電圧
■。および電流工の時間変化を示す線図である。 第１１図は、デユープイー比を１より小さく設定した場
合のスウィッチング波形およびトレイン・ソース電流Ｉ
０の時間変化を示す線図である。 第１３図は、本発明の逆流帰還電流モード自動設定方式
による信号波ｆ＋、ｆ−およびドレイン・ソース電流工
１□　Ｉｘ。＊＋Ｉｊｏｓ、Ｉ　’ＤＩの時間変化を示
す線図である。 第１４図は、自動設定方式によらない場合の、設定当初
のドレイン・ソース電流Ｉ　”’ＤＩ　％　Ｉ　’−’
ＤＩおよびＥＬの経時変化後のドレイン・ソース電流Ｉ
””ｏｓ、工１−１．．の時間変化を示す線図である。 第１６図は、シングルモードの電源電圧をデュアルモー
ドの出力電圧に変換するための１例を示す回路図である
。 Ｃ３・・・両極性コンデンサ

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源とインバータ回路とを有し、この直流電
   源からインバータを経てＥＬまたはＥＬ列に電圧負荷を
   与えて発光させるＥＬ発光電源回路において、前記イン
   バータとＥＬとの間にインダクタを設けたことを特徴と
   するＥＬ発光電源回路。
2. （２）直流電源とインバータ回路を有し、この直流電源
   からインバータを経て両極性のコンデンサに交流電圧負
   荷を与え、前記インバータと両極性コンデンサとの間に
   トランスを設け、このトランスの２次側コイルからの交
   流出力電力をもってＥＬまたはＥＬ列を点燈することを
   特徴とするＥＬ発光電源回路。
3. （３）前記ＥＬに並列に両極性コンデンサが接続されて
   いる請求項１または２に記載のＥＬ発光電源回路。
4. （４）前記インダクタまたはトランスのインダクタンス
   により、前記インバータのスウィッチ開閉動作時の電流
   を減少させ、しかも前記インバータとインダクタまたは
   トランスを経てＥＬおよび／または両極性コンデンサに
   チャージアップされた電荷を、供給電源側に逆流電流と
   して回収する請求項１ないし３のいずれかに記載のＥＬ
   発光電源回路。
5. （５）前記インバータと前記直流電源との間にバッファ
   ーコンデンサが設けられた請求項１ないし４のいずれか
   に記載のＥＬ発光電源回路。
6. （６）前記インバータと前記直流電源との間に、前記イ
   ンバータと逆の開閉動作を行う第２のインバータを設け
   た請求項１ないし５のいずれかに記載のＥＬ発光電源回
   路。
7. （７）前記直流電源と前記第２のインバータとの間に位
   相制御用のコイルを設けた請求項６に記載のＥＬ発光電
   源回路。
8. （８）前記インバータのスウィッチング信号波の周波数
   および／またはパルス巾デューティー比を可変設定でき
   るものである請求項１ないし７のいずれかに記載のＥＬ
   発光電源回路。
9. （９）前記インバータがチャージ用のインバータと帰還
   用のインバータとから構成され、両インバータは同一の
   立ち上がりにて同一の周波数のスイッチング信号波にて
   駆動され、帰還用のインバータのパルス巾デューティー
   比をチャージ用インバータのパルス巾デューティー比よ
   りも大とした請求項１ないし８のいずれかに記載のＥＬ
   発光電源回路。