JPH02209094A - サンプリング周波数低域変換装置およびサンプリング周波数高域変換装置 - Google Patents
サンプリング周波数低域変換装置およびサンプリング周波数高域変換装置Info
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- JPH02209094A JPH02209094A JP1030533A JP3053389A JPH02209094A JP H02209094 A JPH02209094 A JP H02209094A JP 1030533 A JP1030533 A JP 1030533A JP 3053389 A JP3053389 A JP 3053389A JP H02209094 A JPH02209094 A JP H02209094A
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- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/80—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N9/808—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback involving pulse code modulation of the composite colour video-signal
- H04N9/8081—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback involving pulse code modulation of the composite colour video-signal involving data reduction
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- H04N11/28—High-definition television systems involving bandwidth reduction, e.g. subsampling
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- H04N19/50—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using predictive coding
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- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は映像信号の中でも特にＡＣＴＶ （またｊｔ
Ａ Ｔ Ｖ ） ヤＨＩ） ′−Ｍ Ａ Ｃｔｘ 、！
’ ト言ワレル方式、すなわち従来のＮＴＳＣ方式やＰ
ＡＬ方式のアスペクト比を９＝ １６と横長にするとと
もに解像度を向上させることを目的とする方式、の信号
において、ＮＴＳＣ信号やＰＡＬ信号より所要周波数帯
域が増加するにもかかわらず、比較的低いサン２１Ｊン
グ周波数のディジタル信号として記録媒体に記録したり
、ディジタル映像機器間を伝送したりすることを可能に
する、サンプリング周波数低域変換装置およびサンプリ
ング周波数高域変換装置に関する。
Ａ Ｔ Ｖ ） ヤＨＩ） ′−Ｍ Ａ Ｃｔｘ 、！
’ ト言ワレル方式、すなわち従来のＮＴＳＣ方式やＰ
ＡＬ方式のアスペクト比を９＝ １６と横長にするとと
もに解像度を向上させることを目的とする方式、の信号
において、ＮＴＳＣ信号やＰＡＬ信号より所要周波数帯
域が増加するにもかかわらず、比較的低いサン２１Ｊン
グ周波数のディジタル信号として記録媒体に記録したり
、ディジタル映像機器間を伝送したりすることを可能に
する、サンプリング周波数低域変換装置およびサンプリ
ング周波数高域変換装置に関する。
従来の技術
以下ではＮＴＳＣ信号だけについて述べるが、ＰＡＬ信
号についても同様なことが言える。一般にＮＴＳＣ信号
を扱うディジタルスイッチャ−やディジタルＶＴＲ等の
ディジタル映像機器では、アナログのＮＴＳＧ信号を色
副搬送波周波数ＦｓＣの４倍、すなわち４Ｆｓｃでサン
プリングしている。
号についても同様なことが言える。一般にＮＴＳＣ信号
を扱うディジタルスイッチャ−やディジタルＶＴＲ等の
ディジタル映像機器では、アナログのＮＴＳＧ信号を色
副搬送波周波数ＦｓＣの４倍、すなわち４Ｆｓｃでサン
プリングしている。
Ｆ ｓ ｃ”ｙ３．５８ＭＨｚ
であるから、サンプリング周波数は、
４Ｆｓｃｋｇ１４．３ＭＨｚ
となる。このときディジタル化されるＮＴＳＣ信号の周
波数帯域は、Ａ／Ｄ変換器の入力側に置く前置ＬＰＦで
ほぼ決まり、普通その平坦部分は直流から約５゜５ＭＨ
ｚまでである。ＮＴＳＣ信号の所要周波数帯域は４．２
ＭＨｚであるから、ＮＴＳＣ信号は４Ｆｓｃのサンプリ
ングで余裕を持ってディジタル化される。
波数帯域は、Ａ／Ｄ変換器の入力側に置く前置ＬＰＦで
ほぼ決まり、普通その平坦部分は直流から約５゜５ＭＨ
ｚまでである。ＮＴＳＣ信号の所要周波数帯域は４．２
ＭＨｚであるから、ＮＴＳＣ信号は４Ｆｓｃのサンプリ
ングで余裕を持ってディジタル化される。
一方、最近ＮＴＳＣ方式のアスペクト比を３：４から９
： １６に横長にするとともに解像度を向上させようと
する、ＡＣＴＶ方式が注目されている。この方式では、
フィールド周波数および色副搬送波周波数はＮＴＳＣ方
式と同じである。しかし水平走査周波数については同じ
１５．７５／１゜００１ｋＨｚである場合と、１フイー
ルドにつき５２５本の順次走査をするために２倍の３１
．２５／１．００１ｋＨｚになる場合とがある。前者を
ＡＣＴＶ−Ｅ、 後者をＡＣＴＶ−１と呼ぶ。
： １６に横長にするとともに解像度を向上させようと
する、ＡＣＴＶ方式が注目されている。この方式では、
フィールド周波数および色副搬送波周波数はＮＴＳＣ方
式と同じである。しかし水平走査周波数については同じ
１５．７５／１゜００１ｋＨｚである場合と、１フイー
ルドにつき５２５本の順次走査をするために２倍の３１
．２５／１．００１ｋＨｚになる場合とがある。前者を
ＡＣＴＶ−Ｅ、 後者をＡＣＴＶ−１と呼ぶ。
ＡＣＴＶ−Ｅの周波数帯域はＮＴＳＣに比べて、横長に
する分と水平解像度を向上させる分だけ増加する。まず
横長にするためにＮＴＳＣの所要周波数帯域４．２ＭＨ
ｚは、 （１Ｂ／９）／ （４／３）Ｘ４．２ＭＨｚ＝ （４／
３）Ｘ４．２ ＝５．８ＭＨｚ に増加する。更に水平解像度を向上させるために、ＡＣ
ＴＶ−Ｅは７ＭＨｚの平坦な帯域を必要とする。またＡ
ｃＴＶ−１＜７）場合は、ＡＣＴＶ−Ｅを順次走査にす
るため帯域は２倍に増加し、結果として１４ＭＨｚにな
る。
する分と水平解像度を向上させる分だけ増加する。まず
横長にするためにＮＴＳＣの所要周波数帯域４．２ＭＨ
ｚは、 （１Ｂ／９）／ （４／３）Ｘ４．２ＭＨｚ＝ （４／
３）Ｘ４．２ ＝５．８ＭＨｚ に増加する。更に水平解像度を向上させるために、ＡＣ
ＴＶ−Ｅは７ＭＨｚの平坦な帯域を必要とする。またＡ
ｃＴＶ−１＜７）場合は、ＡＣＴＶ−Ｅを順次走査にす
るため帯域は２倍に増加し、結果として１４ＭＨｚにな
る。
発明が解決しようとする課題
このようなＡＣＴＶ信号をディジタル化する場合、従来
の４Ｆｓｃのサンプリングでは、変換される帯域は前述
のとと＜５．６ＭＨｚ程度であり不十分である。そこで
５Ｆｓ ｃまたは６Ｆｓｃのようにサンプリング周波数
を増加させることが従来考えられた。しかしこれらはと
もにデータレートを増加させる方向にあり、ディジタル
ＶＴＲにとっては記録時間を減少させることになり不利
である。またＡＣＴＶの本来の主旨である、従来のＮＴ
ＳＣ用の４Ｆｓｃサンプリングのディジタル映像機器を
兼用することは、不可能である。
の４Ｆｓｃのサンプリングでは、変換される帯域は前述
のとと＜５．６ＭＨｚ程度であり不十分である。そこで
５Ｆｓ ｃまたは６Ｆｓｃのようにサンプリング周波数
を増加させることが従来考えられた。しかしこれらはと
もにデータレートを増加させる方向にあり、ディジタル
ＶＴＲにとっては記録時間を減少させることになり不利
である。またＡＣＴＶの本来の主旨である、従来のＮＴ
ＳＣ用の４Ｆｓｃサンプリングのディジタル映像機器を
兼用することは、不可能である。
本発明は上記問題点に鑑み、従来の４Ｆｓｃサンプリン
グのディジタル映像機器との親和性をとるとともに、Ａ
ＣＴＶの所要周波数帯域を満たすサンプリングを可能に
する装置を提供することを、目的とする。
グのディジタル映像機器との親和性をとるとともに、Ａ
ＣＴＶの所要周波数帯域を満たすサンプリングを可能に
する装置を提供することを、目的とする。
課題を解決するための手段
本発明は、サンプリング周波数が色副搬送波周波数の８
倍の原ディジタル信号のサンプルを間引くことによって
、サンプリング周波数が色副搬送波周波数のほぼ４倍の
中間ディジタル信号に変換するサンプリング周波数低域
変換装置である。また本発明は、サンプリング周波数が
色副搬送波周波数のほぼ４倍の中間ディジタル信号のサ
ンプル間を補間することによって、サンプリング周波数
が色副搬送波周波数の８倍の原ディジタル信号に高域変
換するサップリング周波数高域変換装置である。
倍の原ディジタル信号のサンプルを間引くことによって
、サンプリング周波数が色副搬送波周波数のほぼ４倍の
中間ディジタル信号に変換するサンプリング周波数低域
変換装置である。また本発明は、サンプリング周波数が
色副搬送波周波数のほぼ４倍の中間ディジタル信号のサ
ンプル間を補間することによって、サンプリング周波数
が色副搬送波周波数の８倍の原ディジタル信号に高域変
換するサップリング周波数高域変換装置である。
作用
本発明は前記した構成により、はぼ４Ｆｓｃのサンプリ
ング周波数でありながら、７ Ｍ Ｈｚの平坦な帯域を
ディジタル化することができる。
ング周波数でありながら、７ Ｍ Ｈｚの平坦な帯域を
ディジタル化することができる。
実施例
第１図は、本発明におけるサンプリング周波数低域変換
装置の一実施例のブロック図である。同図において、端
子１にＡＣＴＶ−Ｅ信号を８ＦｓＣでサンプリングした
原ディジタル信号を入力する。この信号をＢＰＦ２に入
力するとともに、２個の２６２Ｈ遅延器３，５で２８２
Ｈずつシフトし、それぞれの出力をＬＰＦ４．ＢＰＦ８
に入力する。次にＢＰＦ２．ＬＰＦ４．ＰＦ６のそれぞ
れの出力を加算器８で加算するとともに、ラッチ回路９
でラッチする。一方２６２Ｈ遅延器３の出力をラッチ回
路７でタイミング調整のため３クロツク遅延させた後、
加算器１０でラッチ回路９の出力と加算する。その加算
出力を、ラッチ回路１１で１クロツク遅延する。そして
、ＭＵＸ（マルチプレクサ）１２で、１フレーム中の２
つのフィールドを区別するＦＬＤに従って、加算器１０
の加算出力またはラッチ回路１１の遅延出力をフィール
ド毎に交互に１つを選択して出力する。同図に示すよう
に、これまでのラッチ回路７． ９． １１はすべて端
子１６からの８Ｆｓ ｃのクロックでラッチ動作する。
装置の一実施例のブロック図である。同図において、端
子１にＡＣＴＶ−Ｅ信号を８ＦｓＣでサンプリングした
原ディジタル信号を入力する。この信号をＢＰＦ２に入
力するとともに、２個の２６２Ｈ遅延器３，５で２８２
Ｈずつシフトし、それぞれの出力をＬＰＦ４．ＢＰＦ８
に入力する。次にＢＰＦ２．ＬＰＦ４．ＰＦ６のそれぞ
れの出力を加算器８で加算するとともに、ラッチ回路９
でラッチする。一方２６２Ｈ遅延器３の出力をラッチ回
路７でタイミング調整のため３クロツク遅延させた後、
加算器１０でラッチ回路９の出力と加算する。その加算
出力を、ラッチ回路１１で１クロツク遅延する。そして
、ＭＵＸ（マルチプレクサ）１２で、１フレーム中の２
つのフィールドを区別するＦＬＤに従って、加算器１０
の加算出力またはラッチ回路１１の遅延出力をフィール
ド毎に交互に１つを選択して出力する。同図に示すよう
に、これまでのラッチ回路７． ９． １１はすべて端
子１６からの８Ｆｓ ｃのクロックでラッチ動作する。
次にＭＵＸ１２の出力をラッチ回路１３に入力し、４Ｆ
ｓｃのクロックでラッチする。この４Ｆｓ ｃのクロッ
クは、８ＦＳＣのクロックをカウンタ１７で分周して作
る。ラッチ回路１３の出力は、はぼ４Ｆｓｃのサンプリ
ング周波数の中間ディジタル信号どして端子１５の４Ｅ
ＳＣのクロックとともに、端子１４からディジタルイン
ターフェースに出力する。
ｓｃのクロックでラッチする。この４Ｆｓ ｃのクロッ
クは、８ＦＳＣのクロックをカウンタ１７で分周して作
る。ラッチ回路１３の出力は、はぼ４Ｆｓｃのサンプリ
ング周波数の中間ディジタル信号どして端子１５の４Ｅ
ＳＣのクロックとともに、端子１４からディジタルイン
ターフェースに出力する。
ＢＰＦ２とＢＰＦ６はまったく同じ構成をしており、そ
の一実施例の詳細なブロック図を第２図に示す。同図に
おいて、ラッチ回路２１だけが１クロツク遅延する回路
で、その他のラッチ回路２３．２５，２７，２９．３１
．３３は、２クロツク遅延する回路である。端子２０か
らの信号をこれらのラッチ回路によってシフトするとと
もに、各ラッチ回路の出力に係数乗算器２２． ２４．
２８．２８，３０．３２．３４によってそれぞれ係数
−１，４，−７，８，−７，４，−１を掛け、これら係
数乗算器の７つの出力を加算器３５で加算して、端子３
６に出力する。また第３図は、ＬＰＦ４の一実施例の詳
細なブロック図である。同図において、端子４０からの
信号を２クロツク遅延するラッチ回路４２． ４４．
４６． ４８． ５０゜５２．５４によってシ・フトす
るとともに、端子４０の信号及び各ラッチ回路の出力を
係数乗算器４１、 ４３． ４５． ４７． ４９．
５Ｆ、 ５３． ５５によってそれぞれ係数２． −
３． −４． ３７． ３？、 −４，−３，２を掛
け、これら係数乗算器の８つの出力を加算器５８で加算
して、端子５７に出力する。
の一実施例の詳細なブロック図を第２図に示す。同図に
おいて、ラッチ回路２１だけが１クロツク遅延する回路
で、その他のラッチ回路２３．２５，２７，２９．３１
．３３は、２クロツク遅延する回路である。端子２０か
らの信号をこれらのラッチ回路によってシフトするとと
もに、各ラッチ回路の出力に係数乗算器２２． ２４．
２８．２８，３０．３２．３４によってそれぞれ係数
−１，４，−７，８，−７，４，−１を掛け、これら係
数乗算器の７つの出力を加算器３５で加算して、端子３
６に出力する。また第３図は、ＬＰＦ４の一実施例の詳
細なブロック図である。同図において、端子４０からの
信号を２クロツク遅延するラッチ回路４２． ４４．
４６． ４８． ５０゜５２．５４によってシ・フトす
るとともに、端子４０の信号及び各ラッチ回路の出力を
係数乗算器４１、 ４３． ４５． ４７． ４９．
５Ｆ、 ５３． ５５によってそれぞれ係数２． −
３． −４． ３７． ３？、 −４，−３，２を掛
け、これら係数乗算器の８つの出力を加算器５８で加算
して、端子５７に出力する。
この様な構成のサンプリング周波数低域変換装置の動作
を、まず第４図、第５図を用いて説明する。第４図は、
各種サンプリングによる周波数スペクトラムである。横
軸のスケールを、Ｅｓｃ単位とＭＨ３単位で示す。同図
（ａ）は４Ｆｓ ｃのサンプリングの場合で、色副搬送
波６１を含むベースバンドスペクトラム６０と４Ｆｓｃ
を中心とした折返しスペクトラム６２が、２Ｆｓｃを境
に重ならないように、サンプリングされるＡＣＴＶ信号
の帯域を２Ｆｓｃに制限する。同図（ｂ）は８ＦＳＣの
サンプリングの場合で、８Ｆｓｃを中心とシタ折返しス
ペクトラム６４はベースバンドスペクトラム６３より十
分高いため、サンプリングされるＡＣＴＶ信号の帯域を
２Ｆｓｃ以上に延ばすことができる。したがって２Ｆｓ
ｃ１ すなわち７．１８ＭＨｚまで平坦にすることは容
易である。同図（Ｃ）は、（ｂ）のように８Ｆｓｃでサ
ンプリングした原ディジタル信号を、１サンプル置きに
間弓いてほぼ４Ｆｓ ｃの中間ディジタル信号に変換し
た場合の周波数スペクトラムである。このときベースバ
ンドスペクトラム６６と折返しスペクトラム６８は、重
畳領域６７で重なる。しかし映像信号は通常、水平周波
数Ｆｈおよびフィールド周波数Ｆｖの間隔でエネルギー
が集中しているから、中間ディジタル信号のサンプリン
グ周波数を４ＥＳＣに対してＦｈ／２またはＦ ｖ ／
２だけずらせは、ベースバンドスペクトラム６６と折
返しスペクトラム６８は重畳領域６７で周波数インター
リーブの関係になる。アナログＡＣＴＶ信号に戻すとき
は、間引いたサンプルを補間して一旦８ＦｓＣの原ディ
ジタル信号に戻した後Ｄ／Ａすれば、２Ｆｓｃまで平坦
なＡＣＴＶ信号を得ることができる。ここで重畳領域６
７はなるべく色副搬送波６５の帯域にかからないように
した方がよい。次に８Ｆｓｃからのサンプリング周波数
のずらし方を、第５図を用いて説明する。同図では２ツ
イ一ルド分のサンプリング位置と間引く位置を、それぞ
れ「木」と「・」で２次元的に表示している。
を、まず第４図、第５図を用いて説明する。第４図は、
各種サンプリングによる周波数スペクトラムである。横
軸のスケールを、Ｅｓｃ単位とＭＨ３単位で示す。同図
（ａ）は４Ｆｓ ｃのサンプリングの場合で、色副搬送
波６１を含むベースバンドスペクトラム６０と４Ｆｓｃ
を中心とした折返しスペクトラム６２が、２Ｆｓｃを境
に重ならないように、サンプリングされるＡＣＴＶ信号
の帯域を２Ｆｓｃに制限する。同図（ｂ）は８ＦＳＣの
サンプリングの場合で、８Ｆｓｃを中心とシタ折返しス
ペクトラム６４はベースバンドスペクトラム６３より十
分高いため、サンプリングされるＡＣＴＶ信号の帯域を
２Ｆｓｃ以上に延ばすことができる。したがって２Ｆｓ
ｃ１ すなわち７．１８ＭＨｚまで平坦にすることは容
易である。同図（Ｃ）は、（ｂ）のように８Ｆｓｃでサ
ンプリングした原ディジタル信号を、１サンプル置きに
間弓いてほぼ４Ｆｓ ｃの中間ディジタル信号に変換し
た場合の周波数スペクトラムである。このときベースバ
ンドスペクトラム６６と折返しスペクトラム６８は、重
畳領域６７で重なる。しかし映像信号は通常、水平周波
数Ｆｈおよびフィールド周波数Ｆｖの間隔でエネルギー
が集中しているから、中間ディジタル信号のサンプリン
グ周波数を４ＥＳＣに対してＦｈ／２またはＦ ｖ ／
２だけずらせは、ベースバンドスペクトラム６６と折
返しスペクトラム６８は重畳領域６７で周波数インター
リーブの関係になる。アナログＡＣＴＶ信号に戻すとき
は、間引いたサンプルを補間して一旦８ＦｓＣの原ディ
ジタル信号に戻した後Ｄ／Ａすれば、２Ｆｓｃまで平坦
なＡＣＴＶ信号を得ることができる。ここで重畳領域６
７はなるべく色副搬送波６５の帯域にかからないように
した方がよい。次に８Ｆｓｃからのサンプリング周波数
のずらし方を、第５図を用いて説明する。同図では２ツ
イ一ルド分のサンプリング位置と間引く位置を、それぞ
れ「木」と「・」で２次元的に表示している。
（ａ）は８Ｆｓｃのサンプリングの場合、（ｂ）は（ａ
）から１サンプル置きに間引いた４Ｆｓ ｃのサンプリ
ングの場合、（Ｃ）は間引き方を１ライン置きに１サン
プルずらしたラインオフセット型の場合、（ｄ）は間引
き方を１フィールド置きに１サンプルずらしたフィール
ドオフセット型の場合である。
）から１サンプル置きに間引いた４Ｆｓ ｃのサンプリ
ングの場合、（Ｃ）は間引き方を１ライン置きに１サン
プルずらしたラインオフセット型の場合、（ｄ）は間引
き方を１フィールド置きに１サンプルずらしたフィール
ドオフセット型の場合である。
このとき（Ｃ）のサンプリング周波数は４ＦｓｃからＦ
ｈ／２だけずれ、（ｄ）のサンプリング周波数は４Ｆｓ
ｃからＦｖ／２だけずれる。
ｈ／２だけずれ、（ｄ）のサンプリング周波数は４Ｆｓ
ｃからＦｖ／２だけずれる。
第１図の本発明におけるサンプリング周波数低域変換装
置の一実施例は、第５図（ｄ）のフィールドオフセット
型を実現したものである。第１図で端子１から加算器１
０の出力までの回路は、第４図（Ｃ）でほぼ４Ｆｓｃの
サンプリングに変換した時、重畳領域６７における折返
しスペクトラム６８の成分がＦｖ／２だけ離れたベース
バンドスペクトラムｅｅ内に漏れ込まないようにするた
めの、Ｆｖの周期の櫛形フィルタである。ＢＰＦ２．８
とＬＰＦ４にそれぞれ第２図、第３図を用いた場合の、
この櫛形フィルタの周波数特性を第６図にを示す。点線
で示すＢＰＦはＤＣとＦｓｃで０になり、その帯域幅は
小さくなっている。このＢＰＦの中だけがＦｖの周期の
櫛形フィルタになっているが、細かくなり図示困難なた
め同図では省略している。実線で示すＬＰＦを含めた総
合特性は、ＤＣから２Ｆｓｃまで１ｄＢ以内の平坦な特
性である。次に第１図で加算器１０の出力から端子１４
までは、８ＥＳＣの原ディジタル信号を１サンプル置き
に間引いてほぼ４Ｆｓｃの中間ディジタル信号を作る回
路で、１フィールド置きにラッチ回路１１を通すことに
より、フィールドオフセット型を実現している。ここで
第１図の櫛形フィルタを構成する回路を省いても、本発
明の基本的な性能は達成できる。
置の一実施例は、第５図（ｄ）のフィールドオフセット
型を実現したものである。第１図で端子１から加算器１
０の出力までの回路は、第４図（Ｃ）でほぼ４Ｆｓｃの
サンプリングに変換した時、重畳領域６７における折返
しスペクトラム６８の成分がＦｖ／２だけ離れたベース
バンドスペクトラムｅｅ内に漏れ込まないようにするた
めの、Ｆｖの周期の櫛形フィルタである。ＢＰＦ２．８
とＬＰＦ４にそれぞれ第２図、第３図を用いた場合の、
この櫛形フィルタの周波数特性を第６図にを示す。点線
で示すＢＰＦはＤＣとＦｓｃで０になり、その帯域幅は
小さくなっている。このＢＰＦの中だけがＦｖの周期の
櫛形フィルタになっているが、細かくなり図示困難なた
め同図では省略している。実線で示すＬＰＦを含めた総
合特性は、ＤＣから２Ｆｓｃまで１ｄＢ以内の平坦な特
性である。次に第１図で加算器１０の出力から端子１４
までは、８ＥＳＣの原ディジタル信号を１サンプル置き
に間引いてほぼ４Ｆｓｃの中間ディジタル信号を作る回
路で、１フィールド置きにラッチ回路１１を通すことに
より、フィールドオフセット型を実現している。ここで
第１図の櫛形フィルタを構成する回路を省いても、本発
明の基本的な性能は達成できる。
第７図は、本発明におけるサンプリング周波数高域変換
装置の一実施例のブロック図である。同図において、デ
ィジタルインターフェースを通して端子７０にほぼ４Ｆ
ｓｃでサンプリングした中間ディジタル信号を入力する
。この信号をＢＰＦ７１に入力するとともに、２Ｂ２Ｈ
遅延器７２に入力する。そして、２個の２６２Ｈ遅延器
７２゜７４で２６２Ｈずつシフトし、それぞれの出力を
ＬＰＦ７３．ＢＰＦ’７５に入力する。次にＢＰＦ７１
、ＬＰＦ７３．ＢＰＦ７５のそれぞれの出力を加算器７
７で加算するとともに、ラッチ回路７８でラッチする。
装置の一実施例のブロック図である。同図において、デ
ィジタルインターフェースを通して端子７０にほぼ４Ｆ
ｓｃでサンプリングした中間ディジタル信号を入力する
。この信号をＢＰＦ７１に入力するとともに、２Ｂ２Ｈ
遅延器７２に入力する。そして、２個の２６２Ｈ遅延器
７２゜７４で２６２Ｈずつシフトし、それぞれの出力を
ＬＰＦ７３．ＢＰＦ’７５に入力する。次にＢＰＦ７１
、ＬＰＦ７３．ＢＰＦ７５のそれぞれの出力を加算器７
７で加算するとともに、ラッチ回路７８でラッチする。
一方２６２Ｈ遅延器７２の出力をラッチ回路７６でタイ
ミング調整のため３クロツク遅延させる。そして、この
遅延出力とラッチ回路７８の出力をＭＵＸ７９で選択す
る。同図に示すように、これまでのラッチ回路７６．７
８はすべて端子８３からの４Ｆｓｃのクロックでラッチ
動作する。ＭＵＸ７９の選択は４Ｆｓｃのレートで行な
うから、結局ＭＵＸ７９の出力にはラッチ回路７８の出
力とラッチ回路７Ｂの出力が８ＦＳＣのレートで交互に
現われる。これをラッチ回路８０眸入力し、８Ｆｓｃの
クロックでラッチする。この８Ｆｓｃクロツクは、４Ｆ
ｓｃのクロックをＰＬＬ８４で２倍して作る。ラッチ回
路８０の出力は原ディジタル信号として、端子８２の８
Ｆｓｃのクロックとともに、端子８１から外部に出力す
る。
ミング調整のため３クロツク遅延させる。そして、この
遅延出力とラッチ回路７８の出力をＭＵＸ７９で選択す
る。同図に示すように、これまでのラッチ回路７６．７
８はすべて端子８３からの４Ｆｓｃのクロックでラッチ
動作する。ＭＵＸ７９の選択は４Ｆｓｃのレートで行な
うから、結局ＭＵＸ７９の出力にはラッチ回路７８の出
力とラッチ回路７Ｂの出力が８ＦＳＣのレートで交互に
現われる。これをラッチ回路８０眸入力し、８Ｆｓｃの
クロックでラッチする。この８Ｆｓｃクロツクは、４Ｆ
ｓｃのクロックをＰＬＬ８４で２倍して作る。ラッチ回
路８０の出力は原ディジタル信号として、端子８２の８
Ｆｓｃのクロックとともに、端子８１から外部に出力す
る。
ＢＰＦ７１とＢＰＦ７５はまったく同じ構成をしており
、その一実施例の詳細なブロック図を第８図に示す。同
図において、端子９０からの信号を１クロツク遅延する
ラッチ回路９２． ９４． ９ｅ、９８．１００，１０
２によってシフトすルトともに、端子９０の信号及び各
ラッチ回路の出力に係数乗算器９１． ９３． ９５．
９７． ９９． １０１．１０３によってそれぞれ第
２図と同じ係数−１，４，−７，８，−７，４，−１を
掛け、これら係数乗算器の７つの出力を加算器１０４で
加算して、端子１０５に出力する。また第９図は、ＬＰ
Ｆ７３の一実施例の詳細なブロック図である。
、その一実施例の詳細なブロック図を第８図に示す。同
図において、端子９０からの信号を１クロツク遅延する
ラッチ回路９２． ９４． ９ｅ、９８．１００，１０
２によってシフトすルトともに、端子９０の信号及び各
ラッチ回路の出力に係数乗算器９１． ９３． ９５．
９７． ９９． １０１．１０３によってそれぞれ第
２図と同じ係数−１，４，−７，８，−７，４，−１を
掛け、これら係数乗算器の７つの出力を加算器１０４で
加算して、端子１０５に出力する。また第９図は、ＬＰ
Ｆ７３の一実施例の詳細なブロック図である。
同図は第３図において２クロツク遅延するラッチ回路を
１クロツク遅延するラッチ回路に変えたものと同じであ
るから、その説明を省略する。
１クロツク遅延するラッチ回路に変えたものと同じであ
るから、その説明を省略する。
この様な構成のサンプリング周波数高域変換装置におい
て、ラッチ回路７８の出力は第５図（ｄ）の間引いたサ
ンプル「・」を周囲の「＊」のサンプルから補間した補
間出力になっており、ＭＵＸ７８でラッチ回路７６の出
力のサンプル「＊」と交互に切り替えることにより、第
５図（ａ）の原ディジタル信号を得ている。第７図の周
波数特性は第１図と同様に、第６図になることはいうま
でもない。
て、ラッチ回路７８の出力は第５図（ｄ）の間引いたサ
ンプル「・」を周囲の「＊」のサンプルから補間した補
間出力になっており、ＭＵＸ７８でラッチ回路７６の出
力のサンプル「＊」と交互に切り替えることにより、第
５図（ａ）の原ディジタル信号を得ている。第７図の周
波数特性は第１図と同様に、第６図になることはいうま
でもない。
以上の説明においてＢＰＦとＬＰＦの係数をそれぞれ−
５，１８，−２７，３２，−２７，１６゜−５と８．−
１０．−１８．１４８，１４８゜−１８，−１０，８に
設定すれば、周波数特性は更に向上するが、回路規模は
若干増加する。
５，１８，−２７，３２，−２７，１６゜−５と８．−
１０．−１８．１４８，１４８゜−１８，−１０，８に
設定すれば、周波数特性は更に向上するが、回路規模は
若干増加する。
また、以上で説明した本発明の実施例では、原ディジタ
ル信号としてＡＣＴＶ−Ｅ信号の８ＦｓＣサンプリング
を考えたが、ＡＣＴＶ−１倍号になると所要帯域が１４
ＭＨｚになるため、８ＦｓＣのサンプリングでは低すぎ
る。そこでＡＣＴＶ−１倍号の場合は、１８Ｆｓｃでサ
ンプリングしたものを原ディジタル信号とし、これをフ
ィールドオフセットなどの間引き方ででほぼ８Ｆｓｃの
中間ディジタル信号に低域変換する。またこのほぼ８Ｆ
ｓｃの中間ディジタル信号を、補間により１８Ｆｓｃの
原ディジタル信号に戻す。この実施例は前記実施例にお
けるクロックをすべて２倍にすればよい。
ル信号としてＡＣＴＶ−Ｅ信号の８ＦｓＣサンプリング
を考えたが、ＡＣＴＶ−１倍号になると所要帯域が１４
ＭＨｚになるため、８ＦｓＣのサンプリングでは低すぎ
る。そこでＡＣＴＶ−１倍号の場合は、１８Ｆｓｃでサ
ンプリングしたものを原ディジタル信号とし、これをフ
ィールドオフセットなどの間引き方ででほぼ８Ｆｓｃの
中間ディジタル信号に低域変換する。またこのほぼ８Ｆ
ｓｃの中間ディジタル信号を、補間により１８Ｆｓｃの
原ディジタル信号に戻す。この実施例は前記実施例にお
けるクロックをすべて２倍にすればよい。
発明の詳細
な説明したように、本発明によれば７ＭＨｚの平坦な帯
域を必要とするＡＣＴＶ−Ｅ信号に対して、はぼ４Ｆｓ
ｃの中間ディジタル信号を用いディジタル映像機器間
をディジタルインターフェースをすることにより、従来
の４Ｆｓ ｃのサンプリング周波数を用いたディジタル
ＶＴＲをはじめとするディジタル映像機器がほとんどそ
のまま使用でき、しかもディジタルＶＴＲの記録時間お
よびフォーマットはＮＴＳＣ信号と同じにでき、アナロ
グ信号に戻すときは補間により８Ｆｓ ｃの原ディジタ
ル信号に戻してＤ／Ａすれば、２Ｆｓｃ＝７．１８ＭＨ
ｚまで平坦な信号を得ることができる。また１４ＭＨｚ
の平坦な帯域を必要とするＡＣＴＶ−１倍号に対しては
、はぼ８Ｆｓｃの中間ディジタル信号を用いることによ
り、同様に実現でき、大きな効果が期待できる。
域を必要とするＡＣＴＶ−Ｅ信号に対して、はぼ４Ｆｓ
ｃの中間ディジタル信号を用いディジタル映像機器間
をディジタルインターフェースをすることにより、従来
の４Ｆｓ ｃのサンプリング周波数を用いたディジタル
ＶＴＲをはじめとするディジタル映像機器がほとんどそ
のまま使用でき、しかもディジタルＶＴＲの記録時間お
よびフォーマットはＮＴＳＣ信号と同じにでき、アナロ
グ信号に戻すときは補間により８Ｆｓ ｃの原ディジタ
ル信号に戻してＤ／Ａすれば、２Ｆｓｃ＝７．１８ＭＨ
ｚまで平坦な信号を得ることができる。また１４ＭＨｚ
の平坦な帯域を必要とするＡＣＴＶ−１倍号に対しては
、はぼ８Ｆｓｃの中間ディジタル信号を用いることによ
り、同様に実現でき、大きな効果が期待できる。
第１図は本発明のサンプリング周波数低域変換装置にお
ける一実施例のブロック図、第２図は第１図のＢＰＦの
一実施例の詳細なブロック図、第３図は第１図のＬＰＦ
の一実施例の詳細なブロック図、第４図は各種サンプリ
ングにおける周波数スペクトラ４、第５図は各種サンプ
リングにおける２次元表示図、第６図は第１図のＢＰＦ
とＬＰＦの周波数特性図、第７図は本発明のサンプリン
グ周波数高域変換装置における一実施例のブロック図、
第８図は第７図のＢＰＦの一実施例の詳細なブロック図
、第９図は第７図のＬＰＦの一実施例の詳細なブロック
図である。 ２・・・・ＢＰＦ、 ３・・・・２８２Ｈ遅延器、
４・・・・ＬＰＦ、 ５・・・・２６２Ｈ遅延器、
６・・・・ＢＰＦｌ ８・・・・加算器、 １０・
・・・加算器、 １２・・・・マルチプレクサ。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名区 途 第 第 図 図 第 図 周 ジ反寂（Ｍ酊）
ける一実施例のブロック図、第２図は第１図のＢＰＦの
一実施例の詳細なブロック図、第３図は第１図のＬＰＦ
の一実施例の詳細なブロック図、第４図は各種サンプリ
ングにおける周波数スペクトラ４、第５図は各種サンプ
リングにおける２次元表示図、第６図は第１図のＢＰＦ
とＬＰＦの周波数特性図、第７図は本発明のサンプリン
グ周波数高域変換装置における一実施例のブロック図、
第８図は第７図のＢＰＦの一実施例の詳細なブロック図
、第９図は第７図のＬＰＦの一実施例の詳細なブロック
図である。 ２・・・・ＢＰＦ、 ３・・・・２８２Ｈ遅延器、
４・・・・ＬＰＦ、 ５・・・・２６２Ｈ遅延器、
６・・・・ＢＰＦｌ ８・・・・加算器、 １０・
・・・加算器、 １２・・・・マルチプレクサ。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名区 途 第 第 図 図 第 図 周 ジ反寂（Ｍ酊）
Claims (4)
- （１）サンプリング周波数が色副搬送波周波数の８倍の
原ディジタル信号のサンプルを間引くことによって、サ
ンプリング周波数が色副搬送波周波数のほぼ４倍の中間
ディジタル信号に低域変換するサンプリング周波数低域
変換装置。 - （２）サンプリング周波数が色副搬送波周波数のほぼ４
倍の中間ディジタル信号のサンプル間を補間することに
よって、サンプリング周波数が色副搬送波周波数の８倍
の原ディジタル信号に高域変換するサンプリング周波数
高域変換装置。 - （３）サンプリング周波数が色副搬送波周波数の１６倍
の原ディジタル信号のサンプルを間引くことによって、
サンプリング周波数が色副搬送波周波数のほぼ８倍の中
間ディジタル信号に低域変換するサンプリング周波数低
域変換装置。 - （４）サンプリング周波数が色副搬送波周波数のほぼ８
倍の中間ディジタル信号のサンプル間を補間することに
よって、サンプリング周波数が色副搬送波周波数の１６
倍の原ディジタル信号に高域変換するサンプリング周波
数高域変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1030533A JPH02209094A (ja) | 1989-02-09 | 1989-02-09 | サンプリング周波数低域変換装置およびサンプリング周波数高域変換装置 |
| DE69030889T DE69030889T2 (de) | 1989-02-09 | 1990-02-06 | Abtastfrequenzabwärtswandler |
| EP90102267A EP0382151B1 (en) | 1989-02-09 | 1990-02-06 | Sampling frequency down-converting apparatus |
| US07/476,731 US5200812A (en) | 1989-02-09 | 1990-02-08 | Sampling frequency down-converting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1030533A JPH02209094A (ja) | 1989-02-09 | 1989-02-09 | サンプリング周波数低域変換装置およびサンプリング周波数高域変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02209094A true JPH02209094A (ja) | 1990-08-20 |
Family
ID=12306435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1030533A Pending JPH02209094A (ja) | 1989-02-09 | 1989-02-09 | サンプリング周波数低域変換装置およびサンプリング周波数高域変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5200812A (ja) |
| EP (1) | EP0382151B1 (ja) |
| JP (1) | JPH02209094A (ja) |
| DE (1) | DE69030889T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4015391A1 (de) * | 1990-05-14 | 1991-11-21 | Nokia Unterhaltungselektronik | Videorecorder fuer hdtv-signale |
| EP0551979A3 (en) * | 1992-01-14 | 1994-09-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High efficiency coding apparatus |
| ITRM20050523A1 (it) | 2005-10-21 | 2007-04-22 | Danieli Off Mecc | Processo e impianto per la produzione di nastro metallico. |
| KR101423111B1 (ko) * | 2010-08-10 | 2014-07-30 | 창원대학교 산학협력단 | 밴드 패스 샘플링 수신기 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS604383A (ja) * | 1983-06-22 | 1985-01-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨン信号デジタル磁気記録再生装置 |
| JPS6338385A (ja) * | 1986-08-02 | 1988-02-18 | Sony Corp | カラ−ビデオ信号の高能率符号化装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2040640B (en) * | 1979-01-26 | 1983-09-01 | British Broadcasting Corp | Digitising an ntsc television signal |
| GB2046053B (en) * | 1979-03-22 | 1983-06-15 | Micro Consultants Ltd | Digital video processor |
| US4322739A (en) * | 1980-04-07 | 1982-03-30 | British Broadcasting Corporation | Processing of N.T.S.C. color television signals |
| US4651208A (en) * | 1985-03-18 | 1987-03-17 | Scientific Atlanta, Inc. | Compatibility of widescreen and non-widescreen television transmissions |
| US5053859A (en) * | 1987-09-02 | 1991-10-01 | Scientific-Atlanta, Inc. | High definition B-MAC television signal transmission system |
| JPH01288080A (ja) * | 1988-05-13 | 1989-11-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 映像信号処理装置 |
| US4912549A (en) * | 1988-09-07 | 1990-03-27 | Rca Licensing Corporation | Video signal synchronization system as for an extended definition widescreen television signal processing system |
| US5055916A (en) * | 1989-12-11 | 1991-10-08 | General Electric Company | Chrominance encoding for a widescreen television system |
-
1989
- 1989-02-09 JP JP1030533A patent/JPH02209094A/ja active Pending
-
1990
- 1990-02-06 EP EP90102267A patent/EP0382151B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-02-06 DE DE69030889T patent/DE69030889T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-02-08 US US07/476,731 patent/US5200812A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS604383A (ja) * | 1983-06-22 | 1985-01-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨン信号デジタル磁気記録再生装置 |
| JPS6338385A (ja) * | 1986-08-02 | 1988-02-18 | Sony Corp | カラ−ビデオ信号の高能率符号化装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0382151A3 (en) | 1992-11-25 |
| US5200812A (en) | 1993-04-06 |
| DE69030889D1 (de) | 1997-07-17 |
| EP0382151B1 (en) | 1997-06-11 |
| EP0382151A2 (en) | 1990-08-16 |
| DE69030889T2 (de) | 1997-09-25 |
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