JPH02188027A - 周波数シンセサイザ - Google Patents
周波数シンセサイザInfo
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- JPH02188027A JPH02188027A JP1007366A JP736689A JPH02188027A JP H02188027 A JPH02188027 A JP H02188027A JP 1007366 A JP1007366 A JP 1007366A JP 736689 A JP736689 A JP 736689A JP H02188027 A JPH02188027 A JP H02188027A
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- 229920000729 poly(L-lysine) polymer Polymers 0.000 abstract description 51
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 16
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
- H03L7/23—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop with pulse counters or frequency dividers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
- H03J5/0281—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer the digital values being held in an auxiliary non erasable memory
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、周波数シンセサイザ、特に二つのＰＬＬで
構成される高分解能の周波数シンセサイザに関する。
構成される高分解能の周波数シンセサイザに関する。
この発明は、第１のＰＬＬと第２のＰＬＬとがミキサに
よって結合されている周波数シンセサイザに於いて、第
２のＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数変化幅の
最大値よりも小さい制限値を設定し、制限値を超えない
ように、所定の周波数を隔てて相互に異なる周波数とさ
れている基準周波数の信号を選択的に第１のＰＬＬと第
２のＰＬＬに供給する手段を備えたことにより、第２の
ＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数の可変幅を小
さくできるようにしたものである。
よって結合されている周波数シンセサイザに於いて、第
２のＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数変化幅の
最大値よりも小さい制限値を設定し、制限値を超えない
ように、所定の周波数を隔てて相互に異なる周波数とさ
れている基準周波数の信号を選択的に第１のＰＬＬと第
２のＰＬＬに供給する手段を備えたことにより、第２の
ＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数の可変幅を小
さくできるようにしたものである。
高分解能の周波数シンセサイザは、シングルループのＰ
ＬＬでも構成可能である。しかしながら、最小ステップ
周波数Δｆが、例えば１０Ｈｚ位になると分周比が大き
くなり、キャリアノイズ比Ｃ／Ｎが悪化するため、ダブ
ルループのＰＬＬで周波数シンセサイザを構成すること
が多い。
ＬＬでも構成可能である。しかしながら、最小ステップ
周波数Δｆが、例えば１０Ｈｚ位になると分周比が大き
くなり、キャリアノイズ比Ｃ／Ｎが悪化するため、ダブ
ルループのＰＬＬで周波数シンセサイザを構成すること
が多い。
ダブルループのＰＬＬで構成された周波数シンセサイザ
の一例が第５図に示されている。
の一例が第５図に示されている。
第５図に於いて、第１のＰＬＬ５１側の端子５２を介し
て第１の基準周波数ｆｒｌ （例えば２５ＫＨｚ）の
信号Ｓｒｌが位相比較器５３に供給される。
て第１の基準周波数ｆｒｌ （例えば２５ＫＨｚ）の
信号Ｓｒｌが位相比較器５３に供給される。
一方、位相比較器５３には、分周比がＮ１とされている
分周器５４からの信号が供給される。
分周器５４からの信号が供給される。
上述の基準周波数ｆｒｌの信号Ｓｒｌと、分周器５４か
らの信号とは、位相比較器５３に於いて、位相比較がな
され、周波数差、位相差に比例した誤差電圧Ｖｅｒｌが
形成される。
らの信号とは、位相比較器５３に於いて、位相比較がな
され、周波数差、位相差に比例した誤差電圧Ｖｅｒｌが
形成される。
この誤差電圧Ｖｅｒｌはローパスフィルタ５５を介して
ＶＣＯ５６に供給され、ＶＣＯ５６から周波数／ ＶＣ
ＯＩの出力信号Ｓ ＶＣＩが得られる。この周波数／
ＶＣＯＩ（７）出力信号Ｓ ＶＣＩは、ＶＣＯ５６から
端子５７及びミキサ５８に夫々供給される。
ＶＣＯ５６に供給され、ＶＣＯ５６から周波数／ ＶＣ
ＯＩの出力信号Ｓ ＶＣＩが得られる。この周波数／
ＶＣＯＩ（７）出力信号Ｓ ＶＣＩは、ＶＣＯ５６から
端子５７及びミキサ５８に夫々供給される。
ＰＬＬ５９側の端子６０に供給される第２の基準周波数
ｆｒ２ （例えば２５． ０１ ＫＨｚ）の信号Ｓｒ
２が位相比較器６１に供給される。一方、この位相比較
器６１には、分周比がＮ２とされている分周器６２から
の信号が供給される。
ｆｒ２ （例えば２５． ０１ ＫＨｚ）の信号Ｓｒ
２が位相比較器６１に供給される。一方、この位相比較
器６１には、分周比がＮ２とされている分周器６２から
の信号が供給される。
上述の基準周波数ｊｒ２の信号Ｓｒ２と、分周器６２か
らの信号とは位相比較器６１で位相比較され、周波数差
、位相差に比例した誤差電圧Ｖ ｅｒ２が形成される。
らの信号とは位相比較器６１で位相比較され、周波数差
、位相差に比例した誤差電圧Ｖ ｅｒ２が形成される。
尚、基準周波数ｆｒ２は第１基準周波数ｆｒｌよりも最
小ステップ周波数Δｆだけ、高い周波数とされている（
ｆｒ２−ｆｒｌ＋Δｆ）。
小ステップ周波数Δｆだけ、高い周波数とされている（
ｆｒ２−ｆｒｌ＋Δｆ）。
この誤差電圧Ｖ ｅｒ２はローパスフィルタ６３を介し
てＶＣＯ６４に供給され、ＶＣＯ６４から周波数ｆ Ｖ
ＣＯ２の信号Ｓ ＶＣ２が得られる。この信号５ＶＣ２
の周波数７ ＶＣＯ２は（ｆ ＶＣＯ２＝Ｎ２ ×ｆｒ
２ ）とされる、この信号Ｓ ＶＣ２はＶＣＯ６４から
ミキサ５８及び分周器６２に供給される。信号Ｓ ＶＣ
２は分周器６２にて分周比Ｎ２で分周され、上述の位相
比較器６１に供給される。
てＶＣＯ６４に供給され、ＶＣＯ６４から周波数ｆ Ｖ
ＣＯ２の信号Ｓ ＶＣ２が得られる。この信号５ＶＣ２
の周波数７ ＶＣＯ２は（ｆ ＶＣＯ２＝Ｎ２ ×ｆｒ
２ ）とされる、この信号Ｓ ＶＣ２はＶＣＯ６４から
ミキサ５８及び分周器６２に供給される。信号Ｓ ＶＣ
２は分周器６２にて分周比Ｎ２で分周され、上述の位相
比較器６１に供給される。
上述の出力信号Ｓ ＶＣＩと信号Ｓ ＶＣ２はミキサ５
８にて周波数変換される。周波数ｆ ＶＣＯＩと周波数
７ ＶＣＯ２の差の周波数ｆ Ｍ Ｃ＝ｆ ＶＣＯ２
−／ ＶＣＯＩ） （７）信号ＳＭがＰＬＬ５１に供給
される。この信号ＳＨはＰＬＬ５１のローパスフィルタ
６５を介して分周器５４に供給され、分周比Ｎｌで分周
された後、位相比較器５３に供給される。
８にて周波数変換される。周波数ｆ ＶＣＯＩと周波数
７ ＶＣＯ２の差の周波数ｆ Ｍ Ｃ＝ｆ ＶＣＯ２
−／ ＶＣＯＩ） （７）信号ＳＭがＰＬＬ５１に供給
される。この信号ＳＨはＰＬＬ５１のローパスフィルタ
６５を介して分周器５４に供給され、分周比Ｎｌで分周
された後、位相比較器５３に供給される。
上述の周波数シンセサイザの出力信号Ｓ ＶＣＩは、そ
の周波数ｆ ｏ （ｆ ＶＣＯＩ）が第４図に示すよう
に周波数ｆｒ１毎にｆＯ→ｆ１、ｆ１→ｆ２と変化し、
ｆｏ及びｆｌの間、／１及び＋２の間で最小ステップ周
波数Δｆのステップで変化する。
の周波数ｆ ｏ （ｆ ＶＣＯＩ）が第４図に示すよう
に周波数ｆｒ１毎にｆＯ→ｆ１、ｆ１→ｆ２と変化し、
ｆｏ及びｆｌの間、／１及び＋２の間で最小ステップ周
波数Δｆのステップで変化する。
この周波数シンセサイザの出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数
ＩＯは最小ステップ周波数Δｆを、例えば１０１１ｚと
すると以下の式で表される。
ＩＯは最小ステップ周波数Δｆを、例えば１０１１ｚと
すると以下の式で表される。
ｆ ｏ ＝ｆ ＶＣＯ１＝ｆＶＣＯ２−ｆ Ｍ＝Ｎ２
×ｆｒ２−Ｎｌ ×ｈｌ −Ｎ２ Ｘ （／γ１＋Δ／ ） −ＮＩ Ｘ７γ１＝
ｆｒｌ ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）＋ΔｆＸＮ２上述したよ
うな第１、及び第２のＰＬＬ５１．５９のダブルループ
で構成された周波数シンセサイザの分周比Ｎｌ 、Ｎ２
を夫々、＋１すれば出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数ｆｏを
最小ステップ周波数ΔＪだけ変化させ、 ｊ ｏｏ＝ｆ ｏ＋Δｆ とすることができる。即ち、 ｆ ｏｏ＝／ｒｌ Ｘ （Ｎ２ ＋ １−Ｎｌ １
）十Δ１ ｘ （Ｎ２ ＋１） ＝ｆｙｌ Ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）＋ΔｆｘＮ２＋Δｆ＝
ｆｏ＋Δｆ 従って、出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数ｆｏは最小ステッ
プ周波数Δｆ毎に可変となる。
×ｆｒ２−Ｎｌ ×ｈｌ −Ｎ２ Ｘ （／γ１＋Δ／ ） −ＮＩ Ｘ７γ１＝
ｆｒｌ ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）＋ΔｆＸＮ２上述したよ
うな第１、及び第２のＰＬＬ５１．５９のダブルループ
で構成された周波数シンセサイザの分周比Ｎｌ 、Ｎ２
を夫々、＋１すれば出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数ｆｏを
最小ステップ周波数ΔＪだけ変化させ、 ｊ ｏｏ＝ｆ ｏ＋Δｆ とすることができる。即ち、 ｆ ｏｏ＝／ｒｌ Ｘ （Ｎ２ ＋ １−Ｎｌ １
）十Δ１ ｘ （Ｎ２ ＋１） ＝ｆｙｌ Ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）＋ΔｆｘＮ２＋Δｆ＝
ｆｏ＋Δｆ 従って、出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数ｆｏは最小ステッ
プ周波数Δｆ毎に可変となる。
上述のように出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数ｆｏを最小ス
テップ周波数Δｆで変化させるため分周比Ｎ１ 、Ｎ２
を夫々、＋１するということは、出力信号５ＶＣＩの周
波数ｊ ＶＣＯＩが基準周波数／ｙｌだけステップ的に
変化し、また、信号Ｓ ＶＣ２の周波数ｆＶＣＯ２が基
準周波数ｈ２だけステップ的に変化することを意味する
。換言すれば、最小ステップ周波数Δｆ毎に信号Ｓ Ｖ
Ｃ２の周波数ｆ ＶＣＯ２が基準周波数ｆｒＺ分、ステ
ップ的に変化することになる。従って、出力信号Ｓ Ｖ
ＣＩの周波数ｆｏを基準周波数ｆｒｌだけ変化させよう
とする場合には、ステップ数ｎ（ｎ＝＃１／Δｆ）に対
応して、ＶＣＯ６４の発振周波数の可変幅は（ｎ Ｘｆ
ｙ２）だけ必要となる。
テップ周波数Δｆで変化させるため分周比Ｎ１ 、Ｎ２
を夫々、＋１するということは、出力信号５ＶＣＩの周
波数ｊ ＶＣＯＩが基準周波数／ｙｌだけステップ的に
変化し、また、信号Ｓ ＶＣ２の周波数ｆＶＣＯ２が基
準周波数ｈ２だけステップ的に変化することを意味する
。換言すれば、最小ステップ周波数Δｆ毎に信号Ｓ Ｖ
Ｃ２の周波数ｆ ＶＣＯ２が基準周波数ｆｒＺ分、ステ
ップ的に変化することになる。従って、出力信号Ｓ Ｖ
ＣＩの周波数ｆｏを基準周波数ｆｒｌだけ変化させよう
とする場合には、ステップ数ｎ（ｎ＝＃１／Δｆ）に対
応して、ＶＣＯ６４の発振周波数の可変幅は（ｎ Ｘｆ
ｙ２）だけ必要となる。
ｎ ｘｆｒ２− Ｃｆｒｌ／Δｆ ） ×ｆｒ２例えば
、ｆｒｌ ＝２５ＫＨｚ、Δ／ ＝ １０ＨｚＳｆｒ’
ｌ ＝２５．０１ ＫＨｚとした場合のＶＣＯ６４の発
振周波数の可変幅は以下のようになる。
、ｆｒｌ ＝２５ＫＨｚ、Δ／ ＝ １０ＨｚＳｆｒ’
ｌ ＝２５．０１ ＫＨｚとした場合のＶＣＯ６４の発
振周波数の可変幅は以下のようになる。
（／ｙｌ／Δ／ ） Ｘ／ｒ２
＝ （２５ｘｌ Ｏ３／ １０）ｘ２５．０１ｘｌ ０
３−６２．５２５Ｘ １０” （Ｈｚ） ＝６２．５
２５ （ＭＨｚ）このように、周波数シンセサイザが高
分解能になるにしたがって、ＶＣＯ６４の発振周波数の
可変幅が大きくなってしまうという問題点があった。
３−６２．５２５Ｘ １０” （Ｈｚ） ＝６２．５
２５ （ＭＨｚ）このように、周波数シンセサイザが高
分解能になるにしたがって、ＶＣＯ６４の発振周波数の
可変幅が大きくなってしまうという問題点があった。
ＶＣＯの発振周波数の可変幅が大きくなると、ｖＣＯの
構成が難しくなるうえに、キャリアノイズ比Ｃ／Ｎが悪
化するという問題点があった。
構成が難しくなるうえに、キャリアノイズ比Ｃ／Ｎが悪
化するという問題点があった。
また、第４図に示すように信号Ｓ ＶＣ２の周波数は、
基準周波数ｆｒｌ毎に変化し、ｆｌ、ｆ２では可変幅（
６２，５２５（ＭＩＩｚ） ）分、周波数が急激に低下
する。この時、ＰＬＬの過渡特性によって生ずるノイズ
を抑制するため、ミューティングをがけなければならな
いという問題点があった。
基準周波数ｆｒｌ毎に変化し、ｆｌ、ｆ２では可変幅（
６２，５２５（ＭＩＩｚ） ）分、周波数が急激に低下
する。この時、ＰＬＬの過渡特性によって生ずるノイズ
を抑制するため、ミューティングをがけなければならな
いという問題点があった。
従ってこの発明の目的は、高分解能を維持しつつ第２の
ＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数の可変幅を小
さくし得、そしてミューティングを不要とし得る周波数
シンセサイザを提供することにある。
ＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数の可変幅を小
さくし得、そしてミューティングを不要とし得る周波数
シンセサイザを提供することにある。
（課題を解決するための手段〕
この発明に係る周波数シンセサイザは、第１のＰＬＬと
第２のＰＬＬとがミキサによって結合され、所定の周波
数のステップで変化する出力信号を取り出すようにした
周波数シンセサイザに於いて、第２のＰＬＬを構成する
電圧制御発振器の周波数変化幅の最大値よりも小さい制
限値を設定し、制限値を超えないように、所定の周波数
を隔てて相互に異なる周波数とされている基準周波数の
信号を選択的に第１のＰＬＬと第２のＰＬＬに供給する
手段を備えた構成としている。
第２のＰＬＬとがミキサによって結合され、所定の周波
数のステップで変化する出力信号を取り出すようにした
周波数シンセサイザに於いて、第２のＰＬＬを構成する
電圧制御発振器の周波数変化幅の最大値よりも小さい制
限値を設定し、制限値を超えないように、所定の周波数
を隔てて相互に異なる周波数とされている基準周波数の
信号を選択的に第１のＰＬＬと第２のＰＬＬに供給する
手段を備えた構成としている。
出力信号の周波数が制限値に達するまでは、周波数ｆｒ
００の信号が第１のＰＬＬに供給され、周波数ｆｒ０１
の信号が第２のＰＬＬに供給される。周波数ｆｒ０１は
、周波数ｆγ００よりも最小ステップ周波数Δｆだけ高
く設定されている（／ｙ０１ ＝／ｙｏｏ＋Δｆ）。
００の信号が第１のＰＬＬに供給され、周波数ｆｒ０１
の信号が第２のＰＬＬに供給される。周波数ｆｒ０１は
、周波数ｆγ００よりも最小ステップ周波数Δｆだけ高
く設定されている（／ｙ０１ ＝／ｙｏｏ＋Δｆ）。
第１のＰＬＬのＶＣＯからは、周波数（ＮＩ Ｘ／ｙｏ
ｏ）の信号がミキサに供給され、第２のＰＬＬのｖＣＯ
からは、周波数（Ｎ２ ｘ／ｒ０１）の信号がミキサに
供給される。
ｏ）の信号がミキサに供給され、第２のＰＬＬのｖＣＯ
からは、周波数（Ｎ２ ｘ／ｒ０１）の信号がミキサに
供給される。
ミキサでは、周波数（ＮＩ Ｘ＃００）と周波数（Ｎ２
ｘｆｙｏｌ）の差の周波数の信号が取り出される。こ
の信号の周波数は以下のようになる。
ｘｆｙｏｌ）の差の周波数の信号が取り出される。こ
の信号の周波数は以下のようになる。
Ｎ２ Ｘ／ｙ０１−Ｎｌ ｘｆｒＯＯ
＝Ｎ２ Ｘ （Ｊｒｏｏ＋Δｆ ） −ＮＩ Ｘｆｙ０
０＝ｆｒＯＯ×（Ｎ２−Ｎｌ ） ＋Ｎ２ ＸΔｆ出力
信号の周波数をＣｆ ｏ＋Δｆ）とするには、上式にて
分周比Ｎｌ 、Ｎ２を夫々＋１すればよい。
０＝ｆｒＯＯ×（Ｎ２−Ｎｌ ） ＋Ｎ２ ＸΔｆ出力
信号の周波数をＣｆ ｏ＋Δｆ）とするには、上式にて
分周比Ｎｌ 、Ｎ２を夫々＋１すればよい。
出力信号の周波数が上述の制限値に達する迄、第１、第
２のＰＬＬの分周比Ｎｌ 、Ｎ２は、順次大きく設定さ
れ、これと共に、第２のＰＬＬのＶＣＯの発振周波数は
徐々に上昇する。
２のＰＬＬの分周比Ｎｌ 、Ｎ２は、順次大きく設定さ
れ、これと共に、第２のＰＬＬのＶＣＯの発振周波数は
徐々に上昇する。
出力信号の周波数が制限値を超えると、周波数ｆｒ００
の信号が第２のＰＬＬに供給され、周波数ｊｒ０１の信
号が第１のＰＬＬに供給される。第１のＰＬＬのｖＣＯ
からは、周波数（ＮＩ Ｘｆｒｏｌ） （７）信号がミ
キサに供給され、第２のＰＬＬのｖｃｏがラバ、周波数
（Ｎ２ Ｘ／ｙ００）の信号がミキサに供給される。
の信号が第２のＰＬＬに供給され、周波数ｊｒ０１の信
号が第１のＰＬＬに供給される。第１のＰＬＬのｖＣＯ
からは、周波数（ＮＩ Ｘｆｒｏｌ） （７）信号がミ
キサに供給され、第２のＰＬＬのｖｃｏがラバ、周波数
（Ｎ２ Ｘ／ｙ００）の信号がミキサに供給される。
ミキサでは、周波数（Ｎｌ ｘｆｒｏｌ）と周波数（Ｎ
２ Ｘ７ｒ００）の差の周波数の信号が取り出される。
２ Ｘ７ｒ００）の差の周波数の信号が取り出される。
この信号の周波数は以下のようになる。
Ｎ２ ×ｆｒ００−ＮＩ Ｘ７ｙ０１
＝Ｎ２ Ｘｆｒｏｏ−ＮＩ Ｘ （ｆｙ００＋Δｆ）−
ｆｙｏｏＸ （Ｎ２−Ｎｌ ） −ＮＩ ＸΔｆ出力信
号の周波数をＣｆ Ｏ＋Δｆ）とする時には、上式にて
分周比Ｎｌ 、Ｎ２を夫々−１すればよい、出力信号の
周波数が上述の制限値に達した後、第１１第２のＰＬＬ
の分周比Ｎｌ 、Ｎ２は、順次小さく設定され、これと
共に、第２のＰＬＬのｖＣＯの発振周波数は徐々に低下
する。
ｆｙｏｏＸ （Ｎ２−Ｎｌ ） −ＮＩ ＸΔｆ出力信
号の周波数をＣｆ Ｏ＋Δｆ）とする時には、上式にて
分周比Ｎｌ 、Ｎ２を夫々−１すればよい、出力信号の
周波数が上述の制限値に達した後、第１１第２のＰＬＬ
の分周比Ｎｌ 、Ｎ２は、順次小さく設定され、これと
共に、第２のＰＬＬのｖＣＯの発振周波数は徐々に低下
する。
従って、第２のＰＬＬのＶＣＯの発振周波数は、徐々に
上昇し、次いで低下するため、高分解能を維持しつつ第
２のＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数の可変幅
を小さくできる。また、これによって、ノイズが抑制さ
れ、ミューティングをかける必要がない。
上昇し、次いで低下するため、高分解能を維持しつつ第
２のＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数の可変幅
を小さくできる。また、これによって、ノイズが抑制さ
れ、ミューティングをかける必要がない。
以下、この発明の一実施例について第１図乃至第３図を
参照して説明する。この実施例は、短波放送、ＦＭ放送
等の信号を受信し再生する受信装置に適用したものであ
る。
参照して説明する。この実施例は、短波放送、ＦＭ放送
等の信号を受信し再生する受信装置に適用したものであ
る。
第１図には、受信装置の概略のブロック図が示されてい
る。第１図の構成に於いて、アンテナｌで受信された高
周波信号がＲＦアンプ２を介してミキサ３に供給される
。一方、局部発振回路４にて形成された局部発振信号［
以下、局発信号と称する］もミキサ３に供給される。
る。第１図の構成に於いて、アンテナｌで受信された高
周波信号がＲＦアンプ２を介してミキサ３に供給される
。一方、局部発振回路４にて形成された局部発振信号［
以下、局発信号と称する］もミキサ３に供給される。
高周波信号の周波数ｆ ＲＦと、局発信号の周波数ｆｏ
との差の周波数／ ［Ｆとされた中間周波信号が、ミキ
サ３で形成され、［Ｆアンプ５を介して検波回路６に供
給される。
との差の周波数／ ［Ｆとされた中間周波信号が、ミキ
サ３で形成され、［Ｆアンプ５を介して検波回路６に供
給される。
中間周波信号から低周波の音声信号が検波回路６にて分
離され、低周波アンプ７に供給される。
離され、低周波アンプ７に供給される。
音声信号はスピーカ８から音声として出力される。
上述の局発信号は以下のようにして形成される。
まず、同調回路を有するブツシュボタン式の選局手段９
によって受信したいチャンネルを選択すると、そのチャ
ンネルの周波数に対応するバイナリのコード信号が計算
回路１０に供給される。この計算回路１０では、後述す
る（１）、（２）式に基づいて、局発信号を周波数シン
セサイザ１１で形成するための分周比Ｎｌ 、Ｎｌ０１
Ｎ２ 、Ｎ２０が求められる。
によって受信したいチャンネルを選択すると、そのチャ
ンネルの周波数に対応するバイナリのコード信号が計算
回路１０に供給される。この計算回路１０では、後述す
る（１）、（２）式に基づいて、局発信号を周波数シン
セサイザ１１で形成するための分周比Ｎｌ 、Ｎｌ０１
Ｎ２ 、Ｎ２０が求められる。
これらの分周比Ｎｌ 、ＮＩＯ，Ｎ２ 、Ｎ２０は判定
回路１２に供給され、予め設定されている制限値Ｌｉに
対応する分周比と比較され、該分周比を超えない分周比
Ｎｌ 、Ｎ２のみが周波数シンセサイザ１１に供給され
る。また、この判定回路１２からは、周波数シンセサイ
ザ１１に対し、後述のスイッチを制御するためのスイッ
チ制御信号ＳＳＨが供給される。
回路１２に供給され、予め設定されている制限値Ｌｉに
対応する分周比と比較され、該分周比を超えない分周比
Ｎｌ 、Ｎ２のみが周波数シンセサイザ１１に供給され
る。また、この判定回路１２からは、周波数シンセサイ
ザ１１に対し、後述のスイッチを制御するためのスイッ
チ制御信号ＳＳＨが供給される。
周波数シンセサイザ１１の構成が、第２図に示されてい
る。
る。
この周波数シンセサイザ１１は、ＰＬＬ １５、工６と
、ミキサ１７と、基準周波数信号形成回路１８と、スイ
ッチ１９．２０とから主に構成されている。
、ミキサ１７と、基準周波数信号形成回路１８と、スイ
ッチ１９．２０とから主に構成されている。
第２図に示されるように、基準発振器２１で形成された
基準周波数ｆｓｔの信号が分周器２２．２３に供給され
る。基準周波数ｆｓｔの信号は、分周器２２では分周比
ｍによって分周され周波数ｈ００Ｃ＝ｆＳｔ ／ ｍ）
の信号が形成され、また分周器２３では分周比ｎによっ
て分周され周波数ｆｙ０１（＝１ｓｔ／ｎ’Ｊの信号が
形成される。尚、上述の基準周波数ｆｓは周波数ｆγ０
０、ｆｒｏｌの最小公倍数とされている。
基準周波数ｆｓｔの信号が分周器２２．２３に供給され
る。基準周波数ｆｓｔの信号は、分周器２２では分周比
ｍによって分周され周波数ｈ００Ｃ＝ｆＳｔ ／ ｍ）
の信号が形成され、また分周器２３では分周比ｎによっ
て分周され周波数ｆｙ０１（＝１ｓｔ／ｎ’Ｊの信号が
形成される。尚、上述の基準周波数ｆｓは周波数ｆγ０
０、ｆｒｏｌの最小公倍数とされている。
周波数／ｙｏＯの信号はスイッチ１９の端子１９Ｃに供
給され、周波数ｆｒ０１の信号はスイッチ２０の端子２
０Ｇに供給される。周波数ｊｒｏ１は周波数ｈＯＯより
も最小ステップ周波数Δｆ ［例えば１０１２〕だけ高
い周波数とされている（ ｈ０１＝ｆγＯＯ＋Δｆ）、
上述のスイッチ１９．２０は、マイクロコンピュータ２
４から供給されるスイッチ制御信号ＳＳＨによって切り
換えられる。
給され、周波数ｆｒ０１の信号はスイッチ２０の端子２
０Ｇに供給される。周波数ｊｒｏ１は周波数ｈＯＯより
も最小ステップ周波数Δｆ ［例えば１０１２〕だけ高
い周波数とされている（ ｈ０１＝ｆγＯＯ＋Δｆ）、
上述のスイッチ１９．２０は、マイクロコンピュータ２
４から供給されるスイッチ制御信号ＳＳＨによって切り
換えられる。
スイッチ１９．２０が第２図に示されるように制御され
ているとき、周波数ｆｒＯＯの信号は、スイッチ１９の
端子１９ａ、１９ｃを介し第１の基準周波数ｆｒｌ
（例えば２５ Ｋ Ｈｚ 〕の信号ＳｒｌとしてＰＬＬ
１５の位相比較器２５に供給される。一方、この位相比
較器２５には、分周比がＮ１とされている分周器２６か
らの信号が供給される。
ているとき、周波数ｆｒＯＯの信号は、スイッチ１９の
端子１９ａ、１９ｃを介し第１の基準周波数ｆｒｌ
（例えば２５ Ｋ Ｈｚ 〕の信号ＳｒｌとしてＰＬＬ
１５の位相比較器２５に供給される。一方、この位相比
較器２５には、分周比がＮ１とされている分周器２６か
らの信号が供給される。
上述の基準周波数ｆｒｌの信号Ｓｒｌと、分周器２６か
らの信号とは位相比較器２５で位相比較され、周波数差
、位相差に比例した誤差電圧Ｖ ｅｒｌが形成される。
らの信号とは位相比較器２５で位相比較され、周波数差
、位相差に比例した誤差電圧Ｖ ｅｒｌが形成される。
誤差電圧Ｖｅｒｌはローパスフィルタ２７を介してＶＣ
０２８に供給され、ＶＣ０２８から周波数ｆ ＶＣＯＩ
の出力信号５ＶＣＩが得られる。この周波数７ ＶＣＯ
Ｉ（７）出力信号Ｓ ＶＣＩはＶＣＯ２８から端子２９
及びミキサ１７に夫々供給される。
０２８に供給され、ＶＣ０２８から周波数ｆ ＶＣＯＩ
の出力信号５ＶＣＩが得られる。この周波数７ ＶＣＯ
Ｉ（７）出力信号Ｓ ＶＣＩはＶＣＯ２８から端子２９
及びミキサ１７に夫々供給される。
周波数ｆｒｏ１ （例えば２５．０１ ＫＨｚ〕の信号
は、スイッチ２０の端子２０ａ、２０Ｃを介し第２の基
準周波数ｆｒ２の信号Ｓｒ２としてＰＬＬ １６の位相
比較器３０に供給される。一方、この位相比較器３０に
は、分周比がＮ２とされている分周器３１からの信号が
供給される。
は、スイッチ２０の端子２０ａ、２０Ｃを介し第２の基
準周波数ｆｒ２の信号Ｓｒ２としてＰＬＬ １６の位相
比較器３０に供給される。一方、この位相比較器３０に
は、分周比がＮ２とされている分周器３１からの信号が
供給される。
上述の基準周波数ｈ２の信号Ｓｒ２と、分周器３１から
の信号とは位相比較器３０で位相比較され、周波数差、
位相差に比例した誤差電圧Ｖ ｅｒ２が形成される。
の信号とは位相比較器３０で位相比較され、周波数差、
位相差に比例した誤差電圧Ｖ ｅｒ２が形成される。
誤差電圧Ｖ ｅｒ２はローパスフィルタ３２を介してＶ
ＣＯ３３に供給され、このＶＣＯ３３から周波数ｊＶＣ
Ｏ２の信号５ＶＣ２が出力される。この信号５ＶＣ２（
７） 周波数ｆ ＶＣＯ２は（ｆ ＶＣＯ２＝Ｎ２
Ｘ／ｙ２）とされる。
ＣＯ３３に供給され、このＶＣＯ３３から周波数ｊＶＣ
Ｏ２の信号５ＶＣ２が出力される。この信号５ＶＣ２（
７） 周波数ｆ ＶＣＯ２は（ｆ ＶＣＯ２＝Ｎ２
Ｘ／ｙ２）とされる。
周波数ｆ ＶＣＯ２（７）信号Ｓ ＶＣ２は、ＶＣＯ３
３からミキサ１７及び分周器３１に供給される。信号Ｓ
νＣ２は分周器３１にて分周比Ｎ２で分周され、上述の
位相比較器３０に供給される。
３からミキサ１７及び分周器３１に供給される。信号Ｓ
νＣ２は分周器３１にて分周比Ｎ２で分周され、上述の
位相比較器３０に供給される。
上述の出力信号Ｓ ＶＣＩと信号Ｓ ＶＣ２は、ミキサ
１７で周波数変換される。周波数ｆ ＶＣＯＩと周波数
ｆ ＶＣＯ２（７）差の周波数ｊ Ｍ （＝ｊＶＣＯ
２−ｆ ＶＣＯＩ） （７）信号ＳＭがＰＬＬ１５に供
給される。この信号ＳｈはＰＬＬ１５のローパスフィル
タ３４を介して分周器２６に供給され、分周比Ｎ１で分
周された後、位相比較器２５に供給される。
１７で周波数変換される。周波数ｆ ＶＣＯＩと周波数
ｆ ＶＣＯ２（７）差の周波数ｊ Ｍ （＝ｊＶＣＯ
２−ｆ ＶＣＯＩ） （７）信号ＳＭがＰＬＬ１５に供
給される。この信号ＳｈはＰＬＬ１５のローパスフィル
タ３４を介して分周器２６に供給され、分周比Ｎ１で分
周された後、位相比較器２５に供給される。
周波数シンセサイザ１１の出力信号ＳＶ（：１の周波数
ｆｏは、スイッチ１９．２０の接続状態により以下の式
で表される。
ｆｏは、スイッチ１９．２０の接続状態により以下の式
で表される。
（Ａ）接続状態Ａの時
（スイッチ１９は端子１９ａ、１９Ｃ、スイッチ２０は
端子２０ａ、２０Ｃが夫々、接続されている時） ｆ ｏ ＝ｆ ＶＣＯ１＝ｆＶＣＯ２ｆ Ｍ＝Ｎ２ Ｘ
ｆｙｏｌ−ＮＩ Ｘｆｒ００＝Ｎ２ Ｘ （ｆｒＯＯ＋
Δｆ ） −ＮＩ Ｘｆｙ００＝ｆｒＯＯＸ （Ｎ２−
Ｎｌ ）十Δ１ ｘ Ｎ２−（１）（Ｂ）接続状態Ｂの
時 （スイッチ］９は端子１９ｂＸ １９Ｃ，スイッチ２０
は端子２０ｂ、２０Ｃが夫々、接続されている時） ｆ ｏ ＝ｆ ＶＣＯ１＝／ ＶＣＯ２−ｆ Ｍ−Ｎ２
Ｘｊｙｏｏ−ＮＩ Ｘｆｙ０１＝Ｎ２ Ｘｆｙｏｏ−
ＮＩ Ｘ （／ｙ００＋Δｆ）＝ｆｒ００×（Ｎ２−Ｎ
ｌ ） −Δｆ ＸＮＩ−（２）上述したようなダブル
ループで構成された周波数シンセサイザ１１の分周比Ｎ
ｌ 、Ｎ２を、接続状態Ａ１式）の時には夫々、＋１、
接続状態Ｂ（（２）式）の時には夫々、−１すれば出力
信号５ＶＣ１の周波数ｆｏを最小ステップ周波数ΔＪだ
け変化させ、 ｊ ｏｏ−ｆ ｏ＋Δｆ とすることができる。即ち、 （Ａ）接続状態Ａの時 （１）式より ｆ ｏｏ＝＃００Ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）十ΔｆｘＮ２＝
／ｒｏＯＸ（Ｎ２＋１−Ｎｌ ｌ）十Δ１ ｘ （
Ｎ２ ＋１） ＝ｆｒＯＯ×（Ｎ２ Ｎｌ ）十Δ／ＸＮ２＋Δｆ＝
ｆｏ十Δｆ （Ｂ）接続状態Ｂの時 （２）式より ｆ ｏｏ＝ｆｙ００Ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）−Δ／ＸＮＩ
＝ｆｒ００×（Ｎ２−１−Ｎｌ ＋１ ）−Δ／ Ｘ
（Ｎｌ−１） ＝ｆｒ００×（Ｎ２−Ｎｌ ）−Δ／ＸＮＩ ＋Δｆ＝
ｆｏ＋Δｆ ついで、回路動作について説明する。
端子２０ａ、２０Ｃが夫々、接続されている時） ｆ ｏ ＝ｆ ＶＣＯ１＝ｆＶＣＯ２ｆ Ｍ＝Ｎ２ Ｘ
ｆｙｏｌ−ＮＩ Ｘｆｒ００＝Ｎ２ Ｘ （ｆｒＯＯ＋
Δｆ ） −ＮＩ Ｘｆｙ００＝ｆｒＯＯＸ （Ｎ２−
Ｎｌ ）十Δ１ ｘ Ｎ２−（１）（Ｂ）接続状態Ｂの
時 （スイッチ］９は端子１９ｂＸ １９Ｃ，スイッチ２０
は端子２０ｂ、２０Ｃが夫々、接続されている時） ｆ ｏ ＝ｆ ＶＣＯ１＝／ ＶＣＯ２−ｆ Ｍ−Ｎ２
Ｘｊｙｏｏ−ＮＩ Ｘｆｙ０１＝Ｎ２ Ｘｆｙｏｏ−
ＮＩ Ｘ （／ｙ００＋Δｆ）＝ｆｒ００×（Ｎ２−Ｎ
ｌ ） −Δｆ ＸＮＩ−（２）上述したようなダブル
ループで構成された周波数シンセサイザ１１の分周比Ｎ
ｌ 、Ｎ２を、接続状態Ａ１式）の時には夫々、＋１、
接続状態Ｂ（（２）式）の時には夫々、−１すれば出力
信号５ＶＣ１の周波数ｆｏを最小ステップ周波数ΔＪだ
け変化させ、 ｊ ｏｏ−ｆ ｏ＋Δｆ とすることができる。即ち、 （Ａ）接続状態Ａの時 （１）式より ｆ ｏｏ＝＃００Ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）十ΔｆｘＮ２＝
／ｒｏＯＸ（Ｎ２＋１−Ｎｌ ｌ）十Δ１ ｘ （
Ｎ２ ＋１） ＝ｆｒＯＯ×（Ｎ２ Ｎｌ ）十Δ／ＸＮ２＋Δｆ＝
ｆｏ十Δｆ （Ｂ）接続状態Ｂの時 （２）式より ｆ ｏｏ＝ｆｙ００Ｘ （Ｎ２−Ｎｌ ）−Δ／ＸＮＩ
＝ｆｒ００×（Ｎ２−１−Ｎｌ ＋１ ）−Δ／ Ｘ
（Ｎｌ−１） ＝ｆｒ００×（Ｎ２−Ｎｌ ）−Δ／ＸＮＩ ＋Δｆ＝
ｆｏ＋Δｆ ついで、回路動作について説明する。
ブツシュボタン式の選局手段９によって受信したいチャ
ンネルを選択すると、そのチャンネルの周波数に対応す
るバイナリのコード信号が計算回路ｌＯに供給される。
ンネルを選択すると、そのチャンネルの周波数に対応す
るバイナリのコード信号が計算回路ｌＯに供給される。
この計算回路１０では、局発信号を周波数シンセサイザ
１１で形成するための分周比Ｎｌ 、Ｎｌ０１Ｎ２ 、
Ｎ２０が求められる。
１１で形成するための分周比Ｎｌ 、Ｎｌ０１Ｎ２ 、
Ｎ２０が求められる。
これらの分周比Ｎｌ 、Ｎｌ０１Ｎ２ 、Ｎ２０は、前
述の（１）、（２）式を夫々、満たす値である。
述の（１）、（２）式を夫々、満たす値である。
分周比Ｎｌ 、Ｎｌ０１Ｎ２ 、Ｎ２０は、判定回路１
２に供給され、予め設定されている制限値Ｌｉに対応す
る分周比と比較され、該分周比を超えない分周比Ｎｌ
、Ｎ２のみが周波数シンセサイザ１１に供給される。
２に供給され、予め設定されている制限値Ｌｉに対応す
る分周比と比較され、該分周比を超えない分周比Ｎｌ
、Ｎ２のみが周波数シンセサイザ１１に供給される。
以下、周波数シンセサイザ１１の出力信号５ＶＣ１の周
波数ｆＯ５信号５ＶＣ２（７）周波数ｆ ＶＣＯ２、そ
して、分周比Ｎｌ 、Ｎ２との関係を第３図を例に説明
する。尚、図中、実線Ｌ１は前述の（１）式における分
周比Ｎｌ 、Ｎ２と周波数ｆ Ｏ、／ ＶＣＯ２の変化
を示し、−点鎖線Ｌ２は前述の（２）式における分周比
Ｎｌ 、Ｎ２と周波数ｆ ｏ 、 ｆ ＶＣＯ２の変化
を示す。また、この実施例では、出力信号５ｖｃｉの周
波数ｆｏを６２．０６２４２０ Ｍｌｌｚ 〜６２．０
８７４３０ ＭＨｚ （周波数の幅 ２５．０１ ＫＨ
２）の範囲とする。
波数ｆＯ５信号５ＶＣ２（７）周波数ｆ ＶＣＯ２、そ
して、分周比Ｎｌ 、Ｎ２との関係を第３図を例に説明
する。尚、図中、実線Ｌ１は前述の（１）式における分
周比Ｎｌ 、Ｎ２と周波数ｆ Ｏ、／ ＶＣＯ２の変化
を示し、−点鎖線Ｌ２は前述の（２）式における分周比
Ｎｌ 、Ｎ２と周波数ｆ ｏ 、 ｆ ＶＣＯ２の変化
を示す。また、この実施例では、出力信号５ｖｃｉの周
波数ｆｏを６２．０６２４２０ Ｍｌｌｚ 〜６２．０
８７４３０ ＭＨｚ （周波数の幅 ２５．０１ ＫＨ
２）の範囲とする。
図中、点Ｐ１は、この実施例で考慮している周波数の範
囲の下限であり、周波数ｊｏ （＝６２．０６２４２
０ ＭＨｚ） 、周波数ｆ ＶＣＯ２（＝９３．５８７
４２０ ＭＨｚ）である。またこの点Ｐ１に於ける分周
比Ｎｌ、Ｎ２は、（Ｎ２ ＝３７４２、Ｎｌ 〜１２５
９．１２６１）である。
囲の下限であり、周波数ｊｏ （＝６２．０６２４２
０ ＭＨｚ） 、周波数ｆ ＶＣＯ２（＝９３．５８７
４２０ ＭＨｚ）である。またこの点Ｐ１に於ける分周
比Ｎｌ、Ｎ２は、（Ｎ２ ＝３７４２、Ｎｌ 〜１２５
９．１２６１）である。
点Ｐ２は、この実施例で考慮している周波数の範囲の中
央であり、周波数ｆ ｏ （＝６２．０７４９２０
ＭＨｚ）である。点Ｐ２に於ける分周比Ｎｌ 、Ｎ２は
、（Ｎ２−４９９２、Ｎｌ ＝２５１１）である、また
、この点Ｐ２は、前述の（１）、（２）式を表わす実線
Ｌ１、−点鎖線Ｌ２の交点であり、この点Ｐ２における
分周比Ｎ２の値が制限値Ｌ１に対応する分周比の値（−
４９９２） とされている。点Ｐ２０は（Ｎ２ ＝４９
９ＬＮｌ ＝２５０７）である。
央であり、周波数ｆ ｏ （＝６２．０７４９２０
ＭＨｚ）である。点Ｐ２に於ける分周比Ｎｌ 、Ｎ２は
、（Ｎ２−４９９２、Ｎｌ ＝２５１１）である、また
、この点Ｐ２は、前述の（１）、（２）式を表わす実線
Ｌ１、−点鎖線Ｌ２の交点であり、この点Ｐ２における
分周比Ｎ２の値が制限値Ｌ１に対応する分周比の値（−
４９９２） とされている。点Ｐ２０は（Ｎ２ ＝４９
９ＬＮｌ ＝２５０７）である。
点Ｐ３は、この実施例で考慮している周波数の範囲の上
限であり、周波数ｆ Ｏ（＝６２．０８７４３０ ＭＨ
ｚ）である。また点Ｐ３に於ける分周比Ｎｌ 、 Ｎ２
は、（Ｎ２ ＝３７４２、Ｎｌ 〜１２５８）である。
限であり、周波数ｆ Ｏ（＝６２．０８７４３０ ＭＨ
ｚ）である。また点Ｐ３に於ける分周比Ｎｌ 、 Ｎ２
は、（Ｎ２ ＝３７４２、Ｎｌ 〜１２５８）である。
点Ｐ４は、この実施例によらない場合の状態を示してお
り、周波数ｆ ｏ （＝６２．０８７４３０ ＭＨｚ
）、信号５ＶＣ２（７）周波数ｆ ＶＣＯ２（＝１５６
．１１２４２０Ｍ）ｌｚ）である、またこの点Ｐ４に於
ける分周比Ｎｌ 、 Ｎ２は（Ｎ２ ＝６２４２、Ｎｌ
＝３７６１）である。
り、周波数ｆ ｏ （＝６２．０８７４３０ ＭＨｚ
）、信号５ＶＣ２（７）周波数ｆ ＶＣＯ２（＝１５６
．１１２４２０Ｍ）ｌｚ）である、またこの点Ｐ４に於
ける分周比Ｎｌ 、 Ｎ２は（Ｎ２ ＝６２４２、Ｎｌ
＝３７６１）である。
（１）出力信号５ＶＣＩの周波数ｆｏが制限値Ｌｉに達
する以前の段階〔点ＰＩ〜点Ｐ２） この段階では、実線Ｌ１で表される（１）式に基づいて
分周比Ｎ２の値が上昇すると共に、信号５ＶＣ２の周波
数ｆ ＶＣＯ２の値も上昇する。
する以前の段階〔点ＰＩ〜点Ｐ２） この段階では、実線Ｌ１で表される（１）式に基づいて
分周比Ｎ２の値が上昇すると共に、信号５ＶＣ２の周波
数ｆ ＶＣＯ２の値も上昇する。
この段階では、分周比Ｎ２の値が上述の制限値Ｌｉに対
応する分周比の値（＝４９９２）に達していないため、
スイッチ制御信号ＳＳ−によってスイッチ１９．２０の
接続が前述の接続状態Ａとされている。この結果、周波
数ｆｒ００の信号が第１の基準周波数ｆｒ１の信号Ｓｒ
ｌとされてＦＬＹ、１５に供給され、周波数ｆｒｏ１の
信号が第２の基準周波数ｆγ２の信号Ｓｒ２とされてＰ
ＬＬ１６に供給される。
応する分周比の値（＝４９９２）に達していないため、
スイッチ制御信号ＳＳ−によってスイッチ１９．２０の
接続が前述の接続状態Ａとされている。この結果、周波
数ｆｒ００の信号が第１の基準周波数ｆｒ１の信号Ｓｒ
ｌとされてＦＬＹ、１５に供給され、周波数ｆｒｏ１の
信号が第２の基準周波数ｆγ２の信号Ｓｒ２とされてＰ
ＬＬ１６に供給される。
前述したように、接続状態Ａの時には、分周比Ｎｌ 、
Ｎ２を夫々、＋１すれば出力信号ＳＭＣＩ（７）周波数
ｆｏが最小ステップ周波数Δｆたけ徐々に変化し、これ
を反復すれば、ＰＬＬ１６の■ＣＯ３３の発振周波数は
、図示の実線Ｌ１のように連続的に上昇する。
Ｎ２を夫々、＋１すれば出力信号ＳＭＣＩ（７）周波数
ｆｏが最小ステップ周波数Δｆたけ徐々に変化し、これ
を反復すれば、ＰＬＬ１６の■ＣＯ３３の発振周波数は
、図示の実線Ｌ１のように連続的に上昇する。
（２）出力信号５ｖｃｉの周波数ｆＯが制限値Ｌｉを超
えた段階〔点Ｐ２〜点一点０〜点Ｐ３）この段階では、
分周比Ｎ２の値が上述の制限値ＬＬに対応する分周比の
値（＝４９９２）を超えているため、スイッチ制御信号
ＳＳＨによってスイッチ１９．２０の接続が切換えられ
、前述の接続状態Ｂとされる。この結果、周波数ｆｒ０
０の信号が第２の基準周波数ｆｒ２の信号Ｓｒ２とされ
てＰＬＬ １６に供給され、周波数ｆｒ０１の信号が第
１の基準周波数ｆγ１の信号ＳｒｌとされてＰＬＬ１５
に供給される。
えた段階〔点Ｐ２〜点一点０〜点Ｐ３）この段階では、
分周比Ｎ２の値が上述の制限値ＬＬに対応する分周比の
値（＝４９９２）を超えているため、スイッチ制御信号
ＳＳＨによってスイッチ１９．２０の接続が切換えられ
、前述の接続状態Ｂとされる。この結果、周波数ｆｒ０
０の信号が第２の基準周波数ｆｒ２の信号Ｓｒ２とされ
てＰＬＬ １６に供給され、周波数ｆｒ０１の信号が第
１の基準周波数ｆγ１の信号ＳｒｌとされてＰＬＬ１５
に供給される。
前述したように、接続状態Ｂの時には分周比Ｎ１、Ｎ２
を夫々、−１すれば出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数ｆｏが
最小ステップ周波数Δｆだけ変化し、これを反復すれば
、ＰＬＬ１６のＶＣＯ３３の発振周波数は、図示の一点
鎖線Ｌ２のように徐々に低下する。
を夫々、−１すれば出力信号Ｓ ＶＣＩの周波数ｆｏが
最小ステップ周波数Δｆだけ変化し、これを反復すれば
、ＰＬＬ１６のＶＣＯ３３の発振周波数は、図示の一点
鎖線Ｌ２のように徐々に低下する。
この実施例にて示すように、出力信号Ｓ ＶＣＩの周波
数ｆｏを、６２．０６２４２０ ＭＨｚ〜６２．０８７
４３０ Ｍｌｌｚ〔周波数の幅 ２５．０１ Ｋ１１ｚ
）の範囲で、最小ステップ周波数Δｆ （−１０Ｈｚ
）毎に可変しようとする時、従来の技術では、ＶＣＯ３
３の発振周波数を、点ｐｔ→点Ｐ２→点Ｐ４と上昇させ
なければならず、その可変幅は、６２．５２５ＭＨｚ
Ｃ分周比Ｎ２＝３７４２〜６２４２、周波数ｊ ＶＣ０
２＝９３．５８７４２０ ＭＨｚ〜１５６、ｌ１２４２
０ＭＨｚ ）必要となる。
数ｆｏを、６２．０６２４２０ ＭＨｚ〜６２．０８７
４３０ Ｍｌｌｚ〔周波数の幅 ２５．０１ Ｋ１１ｚ
）の範囲で、最小ステップ周波数Δｆ （−１０Ｈｚ
）毎に可変しようとする時、従来の技術では、ＶＣＯ３
３の発振周波数を、点ｐｔ→点Ｐ２→点Ｐ４と上昇させ
なければならず、その可変幅は、６２．５２５ＭＨｚ
Ｃ分周比Ｎ２＝３７４２〜６２４２、周波数ｊ ＶＣ０
２＝９３．５８７４２０ ＭＨｚ〜１５６、ｌ１２４２
０ＭＨｚ ）必要となる。
しかしながら、この実施例によれば、ＶＣＯ３３の発振
周波数は、点Ｐｌ→点Ｐ２→点Ｐ３と変化するため、そ
の可変幅は、従来の■ＣＯの可変幅（６２，５２５ＭＨ
ｚ ）の約１／２の３１．２６２５ ＭＨｚ （分周比
Ｎ２〜３７４２〜４９９２、周波数ｆ ＶＣ０２＝９３
．５８７４２０ ＭＨｚ−１２４，８４９９２ＭＨｚ）
となる。
周波数は、点Ｐｌ→点Ｐ２→点Ｐ３と変化するため、そ
の可変幅は、従来の■ＣＯの可変幅（６２，５２５ＭＨ
ｚ ）の約１／２の３１．２６２５ ＭＨｚ （分周比
Ｎ２〜３７４２〜４９９２、周波数ｆ ＶＣ０２＝９３
．５８７４２０ ＭＨｚ−１２４，８４９９２ＭＨｚ）
となる。
従って、高分解能を維持しつつＶＣＯ３３の周波数変化
幅を小さくでき、これによりＶＣＯ３３の構成を容易な
ものとでき、キャリアノイズ比Ｃ／Ｎの悪化を防止でき
る。また、ＰＬＬ ｌ ６の■Ｃ０３３の発振周波数は
、徐々に上昇し、下降して変化するため、ノイズの発生
を防止でき、ミューティングをかける必要がない。
幅を小さくでき、これによりＶＣＯ３３の構成を容易な
ものとでき、キャリアノイズ比Ｃ／Ｎの悪化を防止でき
る。また、ＰＬＬ ｌ ６の■Ｃ０３３の発振周波数は
、徐々に上昇し、下降して変化するため、ノイズの発生
を防止でき、ミューティングをかける必要がない。
〔発明の効果］
この発明に係る周波数シンセサイザによれば、第２のＰ
ＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数変化幅の最大値
よりも小さい制限値を設定し、この制限値を超えないよ
うに、相互に異なる基準周波数の信号を選択的に第１の
ＰＬＬと第２０ＰＬＬに供給する手段を備えたことによ
り、高分解能を維持しつつ、第２０ＰＬＬを構成する電
圧制御発振器の周波数の可変幅を小さくできるという効
果がある０周波数の可変幅を小さくできるので、■ＣＯ
の構成が難しくなることがなく、キャリアノイズ比Ｃ／
Ｎの悪化を防止できるという効果がある。また、第２の
ＰＬＬの■ＣＯの発振周波数は、徐々に上昇し、次いで
徐々に低下するため、ノイズの発生を防止でき、ミュー
ティングをかける必要がないという効果がある。
ＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数変化幅の最大値
よりも小さい制限値を設定し、この制限値を超えないよ
うに、相互に異なる基準周波数の信号を選択的に第１の
ＰＬＬと第２０ＰＬＬに供給する手段を備えたことによ
り、高分解能を維持しつつ、第２０ＰＬＬを構成する電
圧制御発振器の周波数の可変幅を小さくできるという効
果がある０周波数の可変幅を小さくできるので、■ＣＯ
の構成が難しくなることがなく、キャリアノイズ比Ｃ／
Ｎの悪化を防止できるという効果がある。また、第２の
ＰＬＬの■ＣＯの発振周波数は、徐々に上昇し、次いで
徐々に低下するため、ノイズの発生を防止でき、ミュー
ティングをかける必要がないという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例のブロック図、第２図は周
波数シンセサイザのブロック図、第３図は出力信号の周
波数と第２のＰＬＬの分周比の関係を示す説明図、第４
図は出力信号の周波数と第２のＰＬＬ０分周比の関係を
示す説明図、第５図は従来の周波数シンセサイザのブロ
ック図である。 図面に於ける主要な符号の説明 １１：周波数シンセサイザ、１５．５１：第１のＰＬＬ
１１６．５９：第２のＰＬＬ、１７．５８：ミキサ、３
３．６４：ＶＣＯ１１９，２０：スイッチ、ｆγ１ ：
第１の基準周波数、ｆγ２ ：第２の基準周波数、Δｆ
：最小ステップ周波数、５ＶＣ１：出力信号、ｆｏ
：周波数、ｆｒｏｏ、ｆｒｏｌ ：周波数。 代理人 弁理士 杉 浦 正 知 ＶＣＯの全Ｊ展周波敗の１化 Ｍ＋ ａ ？載コ 周波数シンセサイザ゛ 手続補正書 １、事件の表示 平成１年特許願第７３６６号 ２、発明の名称 周波数シンセサイザ ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８）ソ ニー株式会社 代表取締役 大 賀 典 雄 ４、代理人 〒１７０ 住所 東京都豊島区東池袋１丁目４８番１０号６、補正
の対象 ７、補正の内容 （１）明細書中筒５頁第９行目から同頁第１０行目にか
けて、「最小ステップ周波数・・・すると以下」とある
を、「最小ステップ周波数をΔｆとすると以下」と補正
する。 （２）明細書中筒７頁第９行目と、第１０行目の間に、
「尚、この明細書中、第２のＰＬＬを構成する電圧制御
発振器の周波数変化幅の最大値とは、基準周波数ｆｒｌ
、 ｈ２及び、最小ステップ周波数Δｆによって決ま
るＶＣＯ６４の発振周波数の変化幅の最大値である。」
を加入する。 （３）明細書中筒８頁第５行目に、「を不要とし得る」
とあるを「時間を出来るだけ短くし得る」と補正する。 （４）明細書中第１１頁第５行目から同頁第６行目にか
けて、「ミューティングをかける必要がない。 」とあるを、［ミューティング時間を短くできる。 」と補正する。 （５）明細書中筒１３頁第１５行目に、「周波数ｆｓは
」とあるを、「周波数ｆｓｔは」と補正する。 （６）明細書中筒２３頁第１２行目に、［ティングをか
ける必要がない。」とあるを、「ティング時間を短くで
きる。」と補正する。 （７）明細書中第２４頁第８行目がら同頁第９行目にか
けて、「ミューティングをかける必要がない」とあるを
、「ミューティング時間を短くできる」と補正する。
波数シンセサイザのブロック図、第３図は出力信号の周
波数と第２のＰＬＬの分周比の関係を示す説明図、第４
図は出力信号の周波数と第２のＰＬＬ０分周比の関係を
示す説明図、第５図は従来の周波数シンセサイザのブロ
ック図である。 図面に於ける主要な符号の説明 １１：周波数シンセサイザ、１５．５１：第１のＰＬＬ
１１６．５９：第２のＰＬＬ、１７．５８：ミキサ、３
３．６４：ＶＣＯ１１９，２０：スイッチ、ｆγ１ ：
第１の基準周波数、ｆγ２ ：第２の基準周波数、Δｆ
：最小ステップ周波数、５ＶＣ１：出力信号、ｆｏ
：周波数、ｆｒｏｏ、ｆｒｏｌ ：周波数。 代理人 弁理士 杉 浦 正 知 ＶＣＯの全Ｊ展周波敗の１化 Ｍ＋ ａ ？載コ 周波数シンセサイザ゛ 手続補正書 １、事件の表示 平成１年特許願第７３６６号 ２、発明の名称 周波数シンセサイザ ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京部品用区北品用６丁目７番３５号名称（２１
８）ソ ニー株式会社 代表取締役 大 賀 典 雄 ４、代理人 〒１７０ 住所 東京都豊島区東池袋１丁目４８番１０号６、補正
の対象 ７、補正の内容 （１）明細書中筒５頁第９行目から同頁第１０行目にか
けて、「最小ステップ周波数・・・すると以下」とある
を、「最小ステップ周波数をΔｆとすると以下」と補正
する。 （２）明細書中筒７頁第９行目と、第１０行目の間に、
「尚、この明細書中、第２のＰＬＬを構成する電圧制御
発振器の周波数変化幅の最大値とは、基準周波数ｆｒｌ
、 ｈ２及び、最小ステップ周波数Δｆによって決ま
るＶＣＯ６４の発振周波数の変化幅の最大値である。」
を加入する。 （３）明細書中筒８頁第５行目に、「を不要とし得る」
とあるを「時間を出来るだけ短くし得る」と補正する。 （４）明細書中第１１頁第５行目から同頁第６行目にか
けて、「ミューティングをかける必要がない。 」とあるを、［ミューティング時間を短くできる。 」と補正する。 （５）明細書中筒１３頁第１５行目に、「周波数ｆｓは
」とあるを、「周波数ｆｓｔは」と補正する。 （６）明細書中筒２３頁第１２行目に、［ティングをか
ける必要がない。」とあるを、「ティング時間を短くで
きる。」と補正する。 （７）明細書中第２４頁第８行目がら同頁第９行目にか
けて、「ミューティングをかける必要がない」とあるを
、「ミューティング時間を短くできる」と補正する。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１のＰＬＬと第２のＰＬＬとがミキサによって結合さ
れ、所定の周波数のステップで変化する出力信号を取り
出すようにした周波数シンセサイザに於いて、 上記第２のＰＬＬを構成する電圧制御発振器の周波数変
化幅の最大値よりも小さい制限値を設定し、上記制限値
を超えないように、上記所定の周波数を隔てて相互に異
なる周波数とされている基準周波数の信号を選択的に第
１のＰＬＬと第２のＰＬＬに供給する手段を備えたこと
を特徴とする周波数シンセサイザ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1007366A JP2881791B2 (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | 周波数シンセサイザ |
| US07/455,186 US4963838A (en) | 1989-01-13 | 1989-12-22 | Frequency synthesizer |
| DE69030276T DE69030276T2 (de) | 1989-01-13 | 1990-01-12 | Frequenzsynthetisierer |
| EP90100628A EP0378231B1 (en) | 1989-01-13 | 1990-01-12 | Frequency synthesizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1007366A JP2881791B2 (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | 周波数シンセサイザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02188027A true JPH02188027A (ja) | 1990-07-24 |
| JP2881791B2 JP2881791B2 (ja) | 1999-04-12 |
Family
ID=11663972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1007366A Expired - Fee Related JP2881791B2 (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | 周波数シンセサイザ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4963838A (ja) |
| EP (1) | EP0378231B1 (ja) |
| JP (1) | JP2881791B2 (ja) |
| DE (1) | DE69030276T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US5152005A (en) * | 1990-01-22 | 1992-09-29 | Motorola, Inc. | High resolution frequency synthesis |
| FI87033C (fi) * | 1990-10-05 | 1992-11-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Foerfarande foer att arrangera styrningar av kopplingstyp i en radiotelefon |
| US5146186A (en) * | 1991-05-13 | 1992-09-08 | Microsource, Inc. | Programmable-step, high-resolution frequency synthesizer which substantially eliminates spurious frequencies without adversely affecting phase noise |
| US5128633A (en) * | 1991-07-08 | 1992-07-07 | Motorola, Inc. | Multi-loop synthesizer |
| US5267182A (en) * | 1991-12-31 | 1993-11-30 | Wilke William G | Diophantine synthesizer |
| US5329250A (en) * | 1992-02-25 | 1994-07-12 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Double phase locked loop circuit |
| US5317284A (en) * | 1993-02-08 | 1994-05-31 | Hughes Aircraft Company | Wide band, low noise, fine step tuning, phase locked loop frequency synthesizer |
| US5317285A (en) * | 1993-02-26 | 1994-05-31 | Motorola, Inc. | Frequency synthesizer employing a continuously adaptive phase detector and method |
| US5535432A (en) * | 1994-09-14 | 1996-07-09 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Dual-mode satellite/cellular phone with a frequency synthesizer |
| US5717730A (en) * | 1995-12-22 | 1998-02-10 | Microtune, Inc. | Multiple monolithic phase locked loops |
| US5838205A (en) * | 1997-02-18 | 1998-11-17 | International Business Machines Corporation | Variable-speed phase-locked loop system with on-the-fly switching and method therefor |
| US20120078625A1 (en) * | 2010-09-23 | 2012-03-29 | Waveform Communications, Llc | Waveform analysis of speech |
| US8816777B2 (en) * | 2011-09-20 | 2014-08-26 | Tomany Szilagyi | Microwave synthesizer |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4305045A (en) * | 1979-11-14 | 1981-12-08 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Phase locked loop clock synchronizing circuit with programmable controller |
| JPS6014532B2 (ja) * | 1980-02-29 | 1985-04-13 | 安立電気株式会社 | 周波数シンセサイザの周波数設定装置 |
-
1989
- 1989-01-13 JP JP1007366A patent/JP2881791B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1989-12-22 US US07/455,186 patent/US4963838A/en not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-01-12 EP EP90100628A patent/EP0378231B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-01-12 DE DE69030276T patent/DE69030276T2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69030276D1 (de) | 1997-04-30 |
| EP0378231A2 (en) | 1990-07-18 |
| EP0378231B1 (en) | 1997-03-26 |
| DE69030276T2 (de) | 1997-07-03 |
| US4963838A (en) | 1990-10-16 |
| EP0378231A3 (en) | 1990-10-31 |
| JP2881791B2 (ja) | 1999-04-12 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |