JPH021627A

JPH021627A - 伝送装置

Info

Publication number: JPH021627A
Application number: JP63154692A
Authority: JP
Inventors: Hirotaka Hara; 博隆原; Masaru Kokubo; 優小久保; Motohiro Kuniyone; 国米　基宏; Ritsuko Shinozuka; 篠塚　立子; Tatsuya Kameyama; 達也亀山
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-11-18
Filing date: 1988-06-24
Publication date: 1990-01-05
Anticipated expiration: 2013-10-15
Also published as: US5018134A; JP2810052B2; US4896318A; DE3850229T2; EP0320637A3; EP0320637B1; DE3850229D1; EP0320637A2; CA1337568C

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は通信方式に係り、特にＩＳＤＮ（Ｉｎｔｅｇｒ
ａｔｅｄ　５ｅｒｖｉｃｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｎｅｔｔ
＋ｏｒｋ）における加入者線ディジタル伝送装置に好適
なエコーキャンセラに関する。

〔従来の技術〕

従来の加入者線ディジタル伝送装置で全二重伝送を行な
う場合のエコーキャンセラとして、例えば特開昭６１−
２５６８３３号に記載されているように、相殺するエコ
ー信号の標本化タイミングの位相シフトに対するタップ
係数補正機能を持つ適応フィルタを用いた構造のものが
知られていた。適応フィルタは、縦続接続された複数の
遅延器と、上記各遅延器に対応したタップ係数を記憶し
、遅延器出力とタップ係数との積およびそれらの総和を
算出し、エコーキャンセル信号を発生するトランスバー
サルフィルタと、エコー信号とエコーキャンセル信号と
の差分くエコーキャンセル残信号）からそれぞれのタッ
プ係数を更新する適応帰還ループから構成される。尚、
標本化タイミングの位相シフトに対するタップ係数の補
正は、例えば、標本点におけるエコー信号のテーラ近似
第１次項に位相シフト方向と位相シフト量とを乗じてタ
ップ係数補正値を求め、これを適応フィルタのタップ係
数に加算する方法が採用される。また、エコー信号のテ
ーラ近似第１次項は、エコーキャンセル残信号と位相シ
フト方向と位相シフト量との積を積分する相関演算によ
り得られる。

〔発明が解決しようとする課題〕

加入者線ディジタル伝送装置においては、交換局伝送装
置（Ｌ　Ｔ　：　Ｌｉｎｅ　Ｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎ）
と端末側伝送装置（Ｎ　Ｔ　：　Ｎｅｔｗｏｒｋ　Ｔｅ
ｒｍｉｎａｔｉｏｎ　）との間で同期を確保する必要が
ある。この場合、ＬＴのシステムクロックとＮＴが持つ
発振器との間には周波数偏差が存在するため、ＮＴとＬ
Ｔとを同期させるため通常はＰ　Ｌ　Ｌ　（Ｐｈａｓｅ
　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ　）回路が用いられる。しか
しながら、ＰＬＬを用いる場合、ＰＬＬの位相制御にお
いてクロックジッタが発生し、以下に述べるようにエコ
ーキャンセル特性が劣化するという問題がある。

例えば、第８図は、ＮＴの入力で観測されるエコー信号
を示す。ここでは、ＮＴからの送信データが＋１．＋１
．−１．＋１．＋１．−１の例について述べる。第８図
の横軸は時間、縦軸は電圧値を示す。また１時間軸に沿
って送信タイミングを表わすＮＴ送信クロックと受信タ
イミングを表わすＮＴ受信クロックを示し、回路動作は
各クロックの立上がりを検知して切り換わるものとする
６波形２６−１〜２６−６は、上記ＮＴからの送信デー
タに対応した個々のエコー信号を表わす。

総合のエコー信号２５−１は、波形２６−１〜２６−６
を線形加算したものである。つまり、任意のｉ番目の標
本点におけるエコー信号Ｅｒ（ｉ）は（］）式で表わせ
る。

・・・（１）ここで、　Ｙ　（（ｉ　−ｋ）　Ｔ＋　ｒｏ）は（ｉ−
ｋ）Ｔ十τ０点におけるエコーインパルスレスポンス信
号、ａｋは送信データ列、Ｔは送信間隔（ボーレート）
、τ０はＮＴ送信タイミングとＮＴ受信タイミングとの
位相差を示す。

第９図は、ＰＬＬでの位相制御により、ＮＴ送信タイミ
ングおよびＮＴ受信タイミングが、それぞれΔτだけ位
相シフトした場合のエコー信号を示す。ここでは、５番
目の＋１符号を送信するときに、遅延方向にシフトした
例について述べる。

１〜４番目の送信符号（＋１．＋１．−１．＋１）は、
位相シフトの影響を受けないので、エコー成分２６−１
〜２６−４と総合エコー信号２５−２は第６図′と同一
の波形となる。しかし、５番目以降の＋１．−１符号送
信時点でΔτの遅延が発生すると、エコー信号２６−５
と２６−６は本来なら破線で示す波形となるべきものが
、実線の如く、ずれて発生する。この場合、ＮＴ受信タ
イミングも同時にシフトされる。標本化されるエコー信
号は、ＮＴ受信タイミングが基準となるので、１〜４番
目の送信符号によるエコー信号が八τだけ早く送出され
たように観測される。つまり、５番めの符号送信におい
て位相シフトが発生した場合の受信点におけるエコー信
号Ｅγ（ｉ）は、（２）式に表わされる。

（３）式のエコー信号を加算相殺するために、エコーキ
ャンセラは（４）式に示すエコーキャンセル信号ｅ’　
（ｉ）を出力する。

ｋよ− ここで、Δτ／Ｔ（１であるので１次のように変換でき
る。

γ（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τ０＋八で）＝γ（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τｏ）　＋ｉ　　（（ｉ−ｋ）Ｔ
＋τ０）・・・（３）ただし、ε　（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τＯ）は、エコーインパ
ルス信号γ（１）の（ｉ−ｋ）Ｔ＋τθ点における標本
化タイミング差Δτによって生ずる誤差信号を表わす。

よって、（２）式は（３）式となる。

・・・（４）・・・（５）ここで、γ′（Ｘ）はＮＴ送信タイミングからτ０離れ
た点を基準とし、ボーレート間隔で標本化したときのエ
コーインパルスレスポンス信号を示し、ｉ’（ｘ）は同
一標本点でのエコーインパルスレスポンス信号と、それ
よりΔで位相がずれた標本点でのエコーインパルスレス
ポンス信号との差分を示す。Ｍ、およびＮは、所望のエ
コーキャンセル特性を実現するのに必要な標本点数を示
す。

上記従来技術では、ｉ’（ｘ）を得るために、γ′（Ｘ
）のテーラ近似第１項を求め、この値と位相シフト量（
Δτ）を乗する方法を用いている。

γ′（Ｘ）のテーラ近似第１次項は、位相シフト量（Δ
τ）とエコーキャンセル残信号（Ｅγ（ｊ）−ε’（ｉ
））との相関演算から求める。そのため。

必要な演算処理量が適応フィルタだけでエコーキャンセ
ルする場合に比べて約３倍になり、所要メモリも約２倍
となる。また、上記相関演算に用いるエコーキャンセル
残信号には、（５）式で有限なＭ、Ｎを用いたことに起
因する成分が含まれるため、γ′（Ｘ）のテーラ近似第
１項を求める演算に雑音成分が含まれ、エコーキャンセ
ラ全体の収束時間が長くなる等の問題がある。

一方、位相シフト量Δτが大きい場合、以下に述べるよ
うに、進み方向に位相シフトした場合と遅れ方向に位相
シフトした場合の標本化タイミングΔτによって、誤差
の値が異なってくる。すなわち、（３）式を変形すると
、？（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τｏ±Δｒ）　　？（（ｉ−ｋ）Ｔ
＋τｏ）＝　ｈ　（（ｉ　−ｋ）、±Δτ）＋ｊ（（ｉ
−ｋ）、±Δτ）・・・（６）が得られる。ここで、Δτの関数としてみた（ｙ（（ｉ
　　ｋ）Ｔ＋τｏ±Δτ）−ｙ（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τｏ）
）の奇関数項をｈ　（（ｉ−ｋ）、Δτ）、偶関数項を
ｊ　（（ｘｋ）、Δτ）、と定義すると、（６）式は、
（７）式のように示される。

γ（（ｉ−ｋ）Ｔ−１−ｔｏ±Δτ）−γ（（ｉ−ｋ）
Ｔ＋τｏ）＝±ｈ（（ｉ−ｋ）、Δτ）＋ｊ　（（ｉ−
ｋ）、八τ）・・（７）（７）式において、　ｈ　（’（ｉ−ｋ）、Δτ）とｊ
（（ｘ　　ｋＬΔτ）をそれぞれ（８）式、（９）式の
ように定義する。

ｈ（（ｉ−ｋ）、　Δｒ）＝−（ｙ（（ｉ−ｋ）Ｔ＋ｔ
ｏ＋八τ）へγ（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τ０−Δで））・・・（８）ｊ（（ｉ−ｋ）、Δｔ）＝　　　（ｙ（（ｉ−ｋ）Ｔ＋
ｔｏ＋Δτ）＋γ（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τ０−Δτ） −２１（（ｉ−ｋ）Ｔ＋τｏ））・・・（９）（４）式は（７）式より、　（１０）式に変換される。

・・・（１０）ここでｈ’　（ｘ）、ｊ’　（ｘ）は同一標本点でのエ
コーインパルスレスポンス信号と、それより±Δで位相
がずれた標本点でのエコーインパレスポンス信号との差
分を構成する項である。＋６１位相シフトした際は、上
記差分はｈ’　（ｘ）＋ｊ’　（ｘ）となり、−Δτ位
相シフトした際には、上記差分は−ｈ’　（ｘ）＋ｊ’
　（ｘ）となる。従って、これら（８）、（９）、　（
１０）式かられかるように、位相シフト量Δでか十分小
さいときはと近似できるが、位相シフト量へτが大きいときは、ｊ
’（ｘ）の値を加えて補正する必要がある。

本発明の目的は、上述したＰＬＬの位相制御に起因する
エコー信号の変化を、収束時間を増大させることなく、
少ないハード量で補償し、良好なエコーキャンセル特性
を実現することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明ではＮＴ側エコーキ
ャンセル部に、位相シフト補償テーブルと、位相シフト
制御回路と、適応フィルタ出力と位相シフト補償テーブ
ル出力とを加算する加算器を設けたことを特徴とする位相シフト制御回路は、位相検出器からの位相制御要求
信号と送信データ列とが人力され、送信データ列が特定
のデータ列と一致し、しかも１位相制御が要求された場
合１位相シフト補償テーブルへ起動信号とアドレス信号
を出力する。この時、可変分周器の分周比を変更するこ
とにより、ＮＴ送信および受信タイミングの位相制御が
行なわれる。

位相検出器は、受信信号の識別距離が最大となる位相を
検出するためのものであり、その構成は。

受信信号の前方干渉量と後方干渉量との差分を求め、高
周波数成分の除去を行なったのち、前方干渉量が小さい
場合は遅延方向に、大きい場合は進み方向に制御するよ
うに１位相制御要求信号と位相シフト方向信号を出力す
るようになっている６位相シフト補償テーブルは、上記
起動信号に応答して、位相制御に起因するエコーキャン
セル信号の補正値を出力する。上記補正値は、前述した
（１０）式の第２項成分であり、テーブルメモリＬの上
記アドレス信号に対応した記憶領域に格納されているデ
ータに、位相検出器からの位相シフト方向信号に応じた
極性を付加したものである。ノー記記憶領域には、特定
送信データ列の位相シフト域に対応したエコーキャンセ
ル信号の補正値が１位相制御発生点からの標本点毎にｍ
えられている。

〔作用〕

今、Ｑ点で位相シフトが起こった場合を想定すると、Ｑ
−Ｖｉ点から２〜１点までの送信データ列７１　ｂが既
知であれば、上記補正値は（Ｉ２）式のように表せる。

ｋ：Ｉ２；Ｍａｋ（±ｈ’（ｉ−に＋１））＋’Ｚ”　
ａｈ・ｊ’　（ｉ　−に−１−１）ｋ：ｌ−Ｍ＝Ｐ−Ｈ（ｉ−Ｑ＋Ｌ）＋Ｊ（ｉ−Ｑ＋１）　　　　　
　　□＝４１２）ここでＨ（ｘ）、　Ｊ□ｃ）は２≦Ｘ
≦Ｍ＋１間で定義され、それぞれ（１２）式の左辺第一
項、第二項に相当する。また、Ｐは進み方向に位相シフ
トした時は＋１．遅れ方向に位相シフトしたときは−１
の値をとる。本発明では、位相シフト量Δτが十分小さ
いときは、（１１）式に従って、　（１２）式の右辺第
一項のみを出力する。

一方、位相シフト量Δでか大きい場合、位相シフト補償
テーブルは、上記起動信号に応答して、位相制御に起因
するエコーキャンセル信号の補正値を第（１２）式の右
辺成分として出力する。

位相シフト補償テーブルには、個々のサンプル点におい
て上記Ｈ（ｘ）、Ｊ（ｘ）（２≦Ｘ≦Ｍ＋１）の値を持
つ２つの記憶領域もつ。上記補正値は、一方の記憶領域
に格納されているデータＨ（ｘ　）に位相シフト方向信
号に応じた極性を付加した値と、他方の記憶領域に格納
されているデータＪ（ｘ）との加算した値となる。

本発明によれば１位相シフト制御回路において、特定送
信データ列の検出を行ない、しかも、位相シフト補償テ
ーブルと可変分周器を同時に制御して１位相制御を行な
うことにより、第（４）式の第第２項である位相制御に
起因したエコーキャンセル信号の補正値を、位相シフト
方向にのみ依存する値にできる。したがって、位相シフ
ト補償テーブルに必要なメモリの記憶容量（データ数）
を削減できる。

また、上記補償テーブル・メモリに格納されているデー
タは、適応フィルタが記憶しているタップ係数と１位相
制御が行なわれたときのエコー信号との差分である。そ
のため、収束の初期段階では適応フィルタのみの収束を
行なうが、その後、位相制御が行なわれた場合は位相シ
フト補償テーブルの収束動作を行ない、位相シフト補償
テーブルの収束動作を行なわなかった場合は、適応フィ
ルタの収束動作を行なうようにする。このように、適応
フィルタと位相シフト補償テーブルとの収束動作を独立
に行なうことができるので、収束動作の競合を排除し、
総合の収束時間を短縮できる。

〔実施例〕

以下１本発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図に加入者線ディジタル伝送装置の構成を示す、加
入者線ディジタル伝送装置は、交換局に存在するライン
ターミネーション（ＬＴ）２３と。

端末側に存在するネットワークターミネーション（ＮＴ
）２４との２つのユニットから構成される。

ＬＴ２３は、第２図に示す如く、ネットワーク１との間
で伝送データの授受を行なうインターフェース回＃＆２
と、上記伝送データを規定のフレーム構成に変換するフ
レーマ３−１と、上記フレーム構成された伝送データを
２８ＩＱや４Ｂ３Ｔ等のライン符号に変換する符号器４
−１と、上記ライン符号に含まれる高周波信号成分の除
去を行なう送信フィルタ回路５−１と、ＬＴ２３からＮ
Ｔ２４へ伝送される信号−（下り信号）とＮＴ２４から
ＬＴ２３へ伝送される信号（上り信号）との分離を行な
う平衡回路６−１と、上記平衡回路６−１と線路７との
インピーダンス不整合により発生する上り信号の下り信
号への回り込みの打消しを行なう適応フィルタ８−１．
’および加算器１３−１と、線路７の周波数特性により
符号量干渉を含んだ下り信号の波形等化を行ない、符号
識別を行なう受信器９−１と、上記識別された符号を復
号する復号器１０−１と、上記復号された信号を上記フ
レーム構成に基づきフレームを分解し、ネットワーク１
へ伝送するデータの分離を行なうデフレーマ１１−１と
、交換局へシステムクロックを供給する発振器１２−１
と、上記システムクロックを分周して、インターフェー
ス回路２．フレーマ３−１、および符号器４−１へ動作
クロックを供給するＬＴ送信側タイミング回路２０と、
ｈ起上り信号より位相情報を抽出し、上記ＬＴ送信側タ
イミング回路２０が発生する動作クロックと一定の位相
差を有し、−上記適応フィルタ８−１．受信器９−１．
復号器ｔｏ−１，デフレーマ１１−１、およびインター
フェース回路２へ動作クロックを発生供給するＬＴ受信
側タイミング回路２１からなっている。

ＮＴ２４は、第３図に示す如く、端末装置（ＴＥ）１５
との間でデータの授受を行なう工１０回路１４と、ＬＴ
２３と同様の構成であるフレーマ３−２．符号器４−２
．送信フィルタ回路５−２．平衡回路６−２．適応フィ
ルタ８−２．受信器９−２．復号器１０−２．デフレー
マ１１−２、加算器１３−２と、下り信号から位相情報
を抽出し、位相制御要求信号と位相シフト方向信号を出
力する位相検出器１７と、上記位相制御要求信号と上記
送信データ列とＮＴ送信クロックとを用いて１位相シフ
ト補償テーブル１９へ起動信号およびアドレス信号を、
また、タイミング回路２２へ位相制御信号を出力する位
相シフト制御回路１８と、上記起動信号、アドレス信号
２位相シフト方向信号、エコーキャンセル残信号とを用
いて、エコーキャンセル信号補正値を出力する位相シフ
ト補償テーブルと、上記エコーキャンセル信号補正値を
上記適応フィルタ８−２出力と加算する加算器１３−３
と、ＮＴにマスタクロックを供給する発振器１２−２と
、上記ＮＴマスタクロックを位相制御信号と位相シフト
方向信号で与えられる分周比で分周し、上記下り信号に
同期した動作クロックをＩ１０回路１４．フレー７３−
２゜符号器４−２．適応フィルタ８−２．受信器９−２
、復号器１０−２．デフレーマ１１−２および位相シフ
ト制御回路１８へ供給するタイミング回路２２からなっ
ている。

ＬＴ２３からＮＴ２４ヘデータ伝送を行なう場合、（下
り信号伝送時）の動作を説明する。

ＬＴ２３において、インターフェース回路２を介してネ
ットワーク１から受けとった伝送データは、フレーマ３
−１と符号器４−１と送信フィルタ５−１により、フレ
ーム構成、符号変換、および高周波信号成分の除去が施
され、ＬＴ送信側タイミング回路２０が出力するＬＴ送
信クロックに従い、線路７へ送出される。この下り信号
は。

ＮＴ２４の入力点において、線路７の高周波減衰特性の
ため、波形が鈍り、次のタイミングで送出された信号と
重り合う符号量干渉成分が含まれる。

また、平衡回路６−２において、上り信号と下り信号と
の分離の不完全性のため、上り信号の一部が下り信号へ
回り込むエコー信号成分が存在する。この原因は、線路
７の線径および線長が加入者毎に異なり、さまざまなイ
ンピーダンス特性を有するので、平衡回路６−２で十分
なインピーダンス整合が得られないためである。従って
、ＮＴ２４の入力点において、下り信号には、上述した
符号量干渉成分とエコー信号成分の雑音成分が含ま九る
。このような雑音成分を含んだ下り信号に対し、適応フ
ィルタ８−２と位相シフト補償テーブル出力の和を加算
器１３−２で加算することにより、エコー信号成分を除
去する。また、受信器９−２により、符号量干渉成分の
除去と符号の識別を行なう。符号識別は、ＮＴタイミン
グ回路２２−１から供給されるＮＴ受信タイミングで行
なわれる。ＮＴ受信タイミングは、下り信号の符号識別
距離が最大となるよう、以下のように制御される。

まず１位相検出器１７−１において、　（１３）式の演
算を行なう。

Ｐ＝ｈｏ（Δｈ−１−Δｈ　ｚ）　　　　　　　　・＝
　（１３）ここで、Ｐは位相情報、ｈｏは識別結果、Δ
ｈ−ｔは１４！ｌ１１本点以前における符号量干渉量、
Δｈａｔは１ａ本点後における符号量干渉量である。

次に、位相情報Ｐに含まれる高周波成分を低域遮断フィ
ルタにて除去したのち、２種類の閾値＋δ、−δによっ
て３値識別を行なう。Ｐく−δのときは、ＮＴ受信タイ
ミングに対して進み方向への制御要求を、Ｐ〉＋δのと
きは、遅延方向への制御要求を出力する。ＩＰｌ〈δの
ときは、現在のタイミングを維持する。閾値δは、動作
クロックのジッタ特性等に関するパラメータであるが、
ここでは、符号識別距離をＸとした場合、δ＝□を用い
た。

第４図に、上記のそれぞれの状態に対応した位相制御要
求信号（ＣＯＮＴＩ）と位相シフト方向信号（ＳＨ）の
真理値表を示す。

上記位相制御要求信号は、位相シフト制御回路１８−１
に入力される。第５図に１位相シフト制御回路１８−１
の構成を示す、ここでは、特定送信データ列が（１，１
，Ｏ，０，１，，０，１，１）、および、位相シフト補
償テーブル長（Ｍ＝９）の場合について説明する。ただ
し、ここでいう特定送信データ列は、上記のものに限定
されたものではなく、どのような符号の組合せでも問題
はない。

しかし１位相制御追従性の点から、例えば、フレーム毎
にかならず存在するフレーム同期パタンのようなものが
望ましい。

位相シフト制御回路１８は、遅延器２８−１〜２８−１
１と、ＥＸＯＲ４９−１〜４９−９と、９人力Ｎ０Ｒ３
０と、２人力ＡＮＤ２９−１〜２９−２と、２人力ｏＲ
３１とカウンタ２７と、４人力０Ｒ３２と、Ｎ０Ｔ３４
−１〜３４−３と。

４人力ＡＮＤ３３で構成され、位相制御要求信号３５と
、ＮＴ送信タイミングクロック（ＴＸＣＫ）３６と、送
信データ（ＴＸ）３７が入力され１位相シフト補償テー
ブル１９へ起動信号（Ｐ　Ｏ）　３８とアドレス信号（
Ｑ＾〜Ｑｏ）３９と位相制御信号（ＣＯＮＴ２）４８を
出力する。

位相制御要求信号３５は、２人力ＡＮＤ２９−１に入力
される。２人力ＡＮＤ２９−１の他方の入力は、９人力
Ｎ０Ｒ３０に接続されている。９人力ＮＯＲ回路３０の
出力は、送信データ３７が。

上記特定送信データ列と一致したとき１となる。

送信データ３７と特定送信データ列との一致は、ＮＴ送
信タイミングクロック３６毎にデータ転送が行なわれる
遅延器２８−１〜２８−７と、ＥＸＯＲ回路４９−１〜
４９−９によって検出される。位相制御要求信号３５と
、送信データ３７が特定送信データ列との一致とが同時
に成立した場合、上記２人力ＡＮＤ回路２９−１の出力
は１となり、位相制御信号４゛８が１となる。また、遅
延器２８−１１により、次の送信タイミングまで遅延さ
れ。

起動信号３８が１となる。また、これと同一タイミング
で、２人力ＡＮＤ回路２９−２の出力も１に遷移するの
で、カウンタ２７のカウントアツプが行なわれ、出力は
（ＱＡ　＝　Ｏ、Ｑａ　＝　Ｏ、Ｑｃ＝Ｏ，Ｑｏ　＝１
）となる、この動作により、４人力ＯＲ回路３２の出力
はＯから１へ遷移する。また、その次のＮＴ送信タイミ
ングクロック３６が入力されると、９人力ＮＯＲ回路３
０の出力を取り込んだ遅延器２８−１１の出力はＯとな
るが。

上記４人力ＯＲ回路３２の出力が１であるため。

カウンタ２７のカウントアツプ動作は行なわれる。

このように、ＮＴ送信タイミングクロック３６が入力さ
れる毎に、カウンタ２７はひとつずつカウントアツプさ
れる。ＮＴ送信タイミングクロック３６毎にカウントア
ツプが行なわれ、カウンタ２７の出力が（ＱＡ　＝Ｏ，
Ｑａ　＝Ｏ，Ｑｃ　＝Ｏ。

Ｑｏ＝１）となったとき、４人力ＡＮＤ回路３３の出力
が１となる。４人力ＡＮＤ回路３３の出力は、遅延器２
８−１０により次のＮＴ送信タイミングまで遅延され、
カウンタ２７のリセット端子に供給される。カウンタ２
７がリセットされた場合、４人力ＯＲ回路３２の出力は
Ｏとなるので、起動信号、３８もＯとなる。このとき、
２人力＾ＮＯ回路２９−２の入力も０となるので、カウ
ンタ２７のカウントアツプ動作は停止し、（Ｑ＾＝０゜
Ｑａ　＝Ｏ，Ｑｃ　＝Ｏ，Ｑｏ　＝Ｏ）の状態を保持す
る６以上の動作をまとめると、第６図に示すタイムチャ
ートのようになる。

位相シフト制御回路が出力する位相制御信号４８と、位
相検出器１７が出力する位相シフト方向信号４０は、タ
イミング発生回路２２に入力され、可変分局器の分周比
変更を行なう。分周比は、発振器１２−２の中心発振周
波数とＮＴ送信タイミングクロック周波数との関係で決
定される。ここでは、発振器１２−２の中心発振周波数
を１０．２４ＭＨｚ　　、ＮＴ送信タイミングクロック
周波数を８０　Ｋ　Ｈｚの場合について述べると、上記
分周比は、１２８である。従って、可変分周器の分周比
は１位相制御信号４８が１のとき、進み方向に制御する
ときは１２７．遅延方向に制御するときは１２９となる
。一方、以上のような位相制御と同時に、位相シフト補
償テーブル１９は、第（４）式の第２項に相当する補正
値を出力し、加算器１３−３にて適応フィルタ８−２の
出力との加算することで、エコーキャンセル信号の補正
を行なう。

位相シフト補償テーブル１９の構成を第７図に示す０位
相シフト補償テーブル１９は、係数発生器４３と、乗算
器４７−１．４７−２と、加算器１３−４と、デマルチ
プレクサ４４と、マルチプレクサ４６と、記憶素子４５
とから構成され、上記起動信号３８．アドレス信号３９
．エコーキャンセル残信号４１９位相シフト方向信号４
０を入力し、エコーキャンセル信号補正値４２を出力す
る。まず、係数発生器４３において、起動信号３８と位
相シフト方向信号４０に対応した係数を発生する。つま
り、進み方向への制御（ＰＯ＝１゜５Ｈ＝Ｏ）は、ｒ−
ＩＪを、遅延方向への制御（ＰＯ＝１．ＳＨＨＩ３は、
「＋１」を、無制御（ＰＯ＝Ｏ）は、「０」を、それぞ
れ２の補数２ビツトの表現で出力する１次に、マルチプ
レクサ４６において、上記アドレス信号３９に対応する
記憶素子４５を選択し、上記係数を乗じ、エコーキャン
セル信号補正値４２として出力する。上記エコーキャン
セル信号補正値で補正されたエコーキャンセル信号は、
加算器１３−２によって、下り信号と加算され、エコー
信号成分の除去を行なう、加算器１３−２の出力である
エコーキャンセル残信号４１は、適当な利得を与えられ
たのち、セレクタ１６にて、ＰＯ＝１の場合はＢ出力を
介して位相シフト補償テーブル１９に、Ｐ○＝０の場合
はＡ出力を介して適応フィルタ８−２に入力される。ｐ
ｏ＝ｏのときは、通常の適応帰還動作なので、ここでは
説明を省略して、ＰＯ＝１のときの動作について説明す
る。

位相シフト補償テーブル１９に入力されたエコーキャン
セル残信号４１は、係数発生器４３が出力する係数が乗
ぜられ、記憶索子４５の出力との加算を行ない、デマル
チプレクサ４４を介して。

同一アドレスの記憶素子へ格納される。アドレス信号３
９は、位相シフト制御回路１８から与えられ１位相制御
が行なわれたＮＴ送信タイミングを基点に、１から始ま
り、以後順次カウントされ、９で終了する。

以上のような１位相制御に起因した適応帰還を行なうこ
とにより、記憶素子には、第（５）火弟２項の補正値を
得ることができる。

エコー信号成分が除去された下り信号は、前述したよう
に、受信器９−２にて、符号量干渉成分の除去と符号の
識別を行なったのち、復号器１０−２．およびデフレー
マ１１−２によって伝送データの復号および分離を行な
い、Ｉ１０回路１４を介して、端末装置１５へ伝達され
る。

一方、ＮＴ２４からＬＴ２３へ伝送される上り信号は、
下り信号と同様に、フレーマ３−２．符号器４−２．送
信フィルタ回路５−２、および平衡回路６−２を介して
５線路７へ送出される。

ＬＴ２３の入力点において、上り信号には下り信号と同
様に、エコー信号成分と符号量干渉成分が含まれる。Ｌ
Ｔ２３の場合、ＮＴ２４のときとは異なり、エコー信号
成分の除去は、適応フィルタ８−１だけで行なうことが
できる。この理由は。

上り信号と発振器１．２−１のマスタクロックとの間で
、周波数同期が得られているので、ＮＴ２４の場合と異
なり、位相制御が不要のためである。

上り信号に含まれる符号量干渉成分は、受信器９−１で
除去する。ただし、符号識別距離が最大となるように、
第（１３）式に示す位相検出アルゴリズムを適用し、Ｌ
Ｔ受信側タイミング回路の制御を行なう。

受信器９−１で識別された符号は、復号器１０−１、お
よびデフレーマ１１−１を介して、ネットワーク１へ伝
達されるデータの復号・分離を行なったのち、インター
フェース回路２にて、ネットワーク１へ伝送される。

位相シフト補償テーブル１９の他の構成例を第１０図に
示す。位相シフト補償テーブル１９は。

この例では、係数発生器４３と１乗算器４７−３〜４７
−５と加算器１３−５〜１３−７と、記憶領域５２−１
．５２−２と、制御可能な重み係数５１−１．５１−２
からなり、起動記号（ｐｏ）３８、位相シフト方向信号
（ＳＨ）４０．エコーキャンセル列信号４１．アドレス
信号３９を人力し、エコーキャンセル信号補正値４２を
出力する。

記憶領域５２−１にはＪ（ｉ）の値が記憶され、上記記
憶領域５２−２にはＨ（ｉ）の値が記憶される。

これらの記憶領域は、アドレス信号３９に対応する記憶
素子を選択する。記憶領域５２−２の出力に係数発生器
５０から出力する係数を乗じ、記憶領域５２−１との和
をとり、エコーキャンセル信号補正値４２として出力す
る。

次に、記憶領域５２−１．２記憶内容の更新方法につい
て述べる。エコーキャンセル残信号４１は、係数発生器
４３が出力する係数が乗ぜられ、重み係数５１−２によ
って適当な利得が与えられた後、記憶領域５２−２の出
力との加算を行い、同一アドレスの上記記憶素子へ格納
される。一方、上記エコーキャンセル残信号４１は、重
み係数５１−１によって適当な利得が与えられ、起動信
号との積をとり、記憶領域５２−１の出力との加募を行
い、同一アドレスの上記記憶素子へ格納される。以上の
動作は、第６図に示すタイミングチャートに従う。

次に、第１０図の構成を持つ位相シフト補償テーブルの
記憶領域に蓄えられた値が初期更新中の段階について述
べる。位相シフト方向は、ＬＴのシステムクロックとＮ
Ｔが持つ発振器との間の周波数偏差に大きく依存してお
り、位相シフトは進み方向あるいは、遅延方向のどちら
かに大きく偏ることがある。第１１図はＮＴの入力が観
測されるエコー信号５４を示し、横軸は時間、縦軸は電
圧値である。また、エコー信号をｖ　（ｔ）という関数
を用いて表現する。

ここで、ＮＴからの送信データが＋１．Ｏ，０゜０．０
．・・・の例について述べる０位相制御により遅延方向
に位相シフトした場合、つまり標本点がｔｏから１．に
移動した場合において位相シフト補償テーブルにより補
正される値は（１４）式で表わされる。

ｖ（１１）−ｖ（ｔｏ）＝Ｈ（ｉｏ）＋Ｊ（ｉｏ）　　
−Ｈ４）同様に、位相制御により遅延方向に位相シフト
した場合、つまり標本点がｔｏからｔ２に移動した場合
において位相シフト補償テーブルにより補正される値は
（１５）式で表わされる。

ｖ（ｔｘ）−ｖ（ｔｏ）＝−Ｈ（ｉｏ）＋Ｊ（ｉｏ）・
・・（１５）全位相シフトが遅延方向にしか起こらず、重み係数５１
−１と５１−２を同じ値にした場合、次の（１６）　、
　（１７）式となる。

Ｈ（ｉｏ）＝Ｊ（ｉｏ）　　　　　　　　　　　＝（１
６）ｖ（ｔｌ）　−ｖ（ｔｏ）＝２Ｈ（ｉｏ）＝２Ｊ（
ｉｏ）　　　　　・・・（１７）このような状態でＨ（
ｉｏ）、Ｊ（ｉｏ）の値が決定されている場合に、今度
は逆の方向（進み方向）に位相シフト制御が起こったと
仮定する。そのとき（１３）　、　（１４）式により位
相シフト補償テーブルから出力される値は０となるので
、大きな誤差が発生する。このことは、補正値（）（（
ｉ）＋Ｊ（ｉ））が、Ｈ（ｉ）＞Ｊ（ｉ）の関係にある
ときに、Ｈ（ｉ）とＪ（ｉ）を同じ重み係数で収束させ
たことに起因する。そこで記憶領域の値が初期更新中の
段階では、Ｈ（ｉ）の値を更新して、Ｈ（ｉ）がある−
室以上の大きさになってからＪ（ｉ）の値を更新する方
法が望ましい。

第１２図は位相シフト補償テーブル１９更に他の構成例
を示す、この例で、位相シフト補償テーブル１９は、論
理否定Ｎ０Ｔ３４−４と、２人力論理積ＡＮＤ２９−３
．２９−４と１乗算器４７−６〜４７−９と、制御可能
な重み係数５１−３゜５１−４と、加算器１３−８〜１
３−１０と、記憶領域５３−１．５３−２とから構成さ
れ、前述の起動信号（ＰＯ）３８．位相シフト方向信号
（ＳＨ）４０．エコーキャンセル残信号４１．アドレス
信号３９が入力されて、エコーキャンセル信号補正値４
２を出力する。まず起動信号（ｐ　ｏ）３８が１となっ
た場合、上記位相シフト補償テーブルは動作を開始する
。この場合に位相シフト方向信号（ＳＨ）４０が１のと
きは、乗算器４７−７に＋１が入力され、アドレス信号
３９が記憶領域５３−１に入力する。上記記憶領域５３
−１には、（Ｈ（ｉ）＋Ｊ（ｉ））の値が記憶されてい
る。

上記記憶領域では、上記アドレス信号に対応する記憶素
子が選択され、エコーキャンセル補正値４２として出力
される。また１位相シフト方向信号（ＳＨ）４０が０の
ときは１乗算器４７−６に＋１が入力され、アドレス信
号３９が記憶領域５３−２に入力する。上記記憶領域５
３−２には。

（−Ｈ（ｉ）＋Ｊ（ｉ））の値が記憶されている。そし
て上記アドレス信号に対応する記憶素子が選択され、エ
コーキャンセル補正値４２として出力される。　一方、
記憶領域５３−１．２のデータを更新する場合について
述べる。第１０図における説明と同様に、エコーキャン
セル補正値４２によってエコーキャンセル信号は補正さ
れ、起動信号（ＰＯ）３Ｂが１のときは、エコーキャン
セル残信号４１が位相シフト補償テーブル１９に入力さ
れる。エコーキャンセル残信号４１は、位相シフト方向
信号（ＳＨ）４０が１のときは、乗算器４７−９に１が
入力される。そして重み係数５１−３によって適当な利
得が与えられ、記憶領域５３−１の出力との加算を行い
、同一アドレスの上記記憶素子へ格納される。また、位
相シフト方向信号（ＳＨ）４０が０のときは、乗算器４
７−８に＋１が入力される。そして重み係数５１−４に
よって適当な利得が与えられ、記憶領域５３−２の出力
との加算を行い、同一アドレスの上記記憶素子へ格納さ
れる。

上記第１０図、第１２図で示した位相シフト補償テーブ
ルを用い、位相制御に起因した適応帰還を行うことによ
り、（Ｈ（ｉ）＋Ｊ（ｉ））の補正値を得ることが出来
る。

上記したタイミング制御補償機能は、ディジタル加入者
線伝送装置に限定されることはなく、公衆通信回線及び
二線式専用線を使った全二重モデムに適用できる。

第１３図に全二重モデムにおける実施例を示す。

全二重モデムは、伝送モデムをライン符号に変換する符
号器５５と、沖電気技術報告　国際通信の研究Ｎ１３０
　（５５６）ｒ９６００ｂｉｔ／８２　線式全２重モデ
ムの開発」の３．２に示すような変復調方式を用いた、
変調器５６および復調器５８と、上記文献中の４．３に
示す構成を持ったエコーキャンセラ５９と、符号識別を
行なう受信器６０と、上記識別された符号を復号する復
号器６１と、識別タイミング制御を行なう位相検出器１
７−２．位相シフト制御口＄１８−２．タイミング回路
２２−２．発振器１２−３と、識別タイミング制御によ
り生ずるＥＲＬ劣化を補償する位相シフト補償テーブル
１９−２と、セレクタ１６−２と、加算器１３−１１．
１３−１２と、平衡回路５７からなっている。

上記全二重モデムにおいて、受信部の動作を説明する。

受信信号は、まず平衡回路５７を通過した時点で、平衡
回路５７が持つ送信信号と受信信号との分離の不完全性
のためエコー信号成分が存在する。

この受信諸量は、復調器５８により復調される。

上記受信信号に対し、エコーキャンセラ５９と位相シフ
ト補償テーブル１９−２の出力の和を加算器１３−１２
で加算することにより、エコー信号成分を除去する。ま
た、受信器６１により符号量干渉成分の除去と符号の識
別を行なう１ｍ別された符号は、符号器６１により復号
される。符号識別は、タイミング回路２２−２から供給
される受信タイミングで行なわ九る。なお、送信側はこ
の受信タイミングに同期して送信を行なっている。

受信タイミングは、下り信号の符号識別距離が最大とな
るように、位相検出器１７−２．位相シフト制御回路１
８−２．タイミング回路２２−２によって制御される。

また、タイミング制御により発生するＥＲＬ劣化は、位
相シフト補償テーブル１９−２およびセレクタ１６−２
により前述した動作に従って補正することができる。

一方、送信部は、送信データを符号器５５がタイミング
回路から受けたタイミングでライン符号に変換し、変調
器５６により変調され平衡回路５７により線路に送出す
る。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ＮＴ側のエコーキャンセル信号の補正
に用いる記憶素子の数を例えば９個、あるいは１８個程
度の少数にすることができ、半導体集積回路上に実現す
る場合のハードウェア量を低減できる。また、適応フィ
ルタと位相シフト補償テーブルとの収束はそれぞれ独立
に行なえるので、収束時間を短縮することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用するディジタル伝送装置の全体構
成図、第２図はラインターミネーション２３の一実施例
を示すブロック図、第３図はネットワークターミネーシ
ョン（ＮＴ）２４の一実施例を示すブロック図、第４図
は位相検出器の真理値を示す図、第５図は位相シフト制
御回路１８の一実施例を示す図、第６図は上記位相シフ
ト制御回路のタイミングチャート、第７図は位相シフト
補償テーブル１９の一実施例を示す図、第８図はエコー
信号を説明するための図、第９図は位相シフトが存在し
た場合のエコー信号を説明するための図、第１０図と第
１２図はそれぞれ位相シフト補償テーブルの他の実施例
を示す図、第１１図はエコー信号の観測波形図、第１！
図は本発明の全二重モデムへの適用例を示すシステム構
成図である。１・・・ネットワーク、２・・・インターフェース回路
、３−１．３−２・・・フレーマ、４−１．４−２・・
・符号器、５−１，５−２・・・送信フィルタ回路、６
−１．６−２・・・平衡回路、７・・・線路、８−１．
８−２・・・適応フィルタ、９−１．９−２・・・受信
器、１０−１．．１．０−２・・・復号器、１１−４．
１１−２・・・デフレーマ、１２−１．１２−２・・・
発掘器、１３−１〜１２・・・加算器、１４・・・Ｉ１
０回路、１５・・・端末装置、６・・・セレクタ、１７
・・５位相検出器、１８・・・位相制御回路、１．９・
・・位相シフト補償テーブル、２０・・・ＬＴ送信側タ
イミング回路、２１・・・ＬＴ受信側タイミング回路、
２２・・・ＮＴタイミング回路、２３・・・ラインター
ミネーション（ＬＴ）、２４・・・ネットワークターミ
ネーション■ 図テ゛マル＋７°Ｌ７プマノＬ＋ｎｙｌ“ ノ／８ｇ２７　力ウシ７２Ｆ３　Ａ延器５θ　イ弄を委り金工１（ｓｚ　　Ｂ乙躬（今暑刀（５３−乙＋意３−２幌、２５　エコーイ蓼号Ｍυが２６　　ＬＥ−イ＞ハ’）ＬヌＡ三答１１１ｆｆ）２２
−２　　フイミン７因繕【ＩＺ−３発耳

Claims

【特許請求の範囲】１、エコーキャンセラを用いた伝送装置において、受信
信号標本点を検出する位相検出器と、上記位相検出器が
出力する位相情報と伝送装置の送信データをもとに端末
側伝送装置のクロック位相制御を行なう位相シフト制御
回路と、上記クロック位相制御情報により、上記エコー
キャンセラ出力を補正する手段を備えたことを特徴とす
る伝送装置。２、第１項記載の伝送装置において、前記位相シフト制
御回路は、送信データが予め決められた特定パタンと一
致したときに、前記伝送装置のクロック位相制御を行な
うことを特徴とする伝送装置。３、第２項記載の伝送装置において、前記予め決められ
た特定パタンはフレーム同期パタンと同一であることを
特徴とする伝送装置。４、第１項記載の伝送装置において、前記エコーキャン
セラ出力を補正する手段は、前記位相制御が発生した点
からボーレート間隔の標本点毎に補正値を記憶する少な
くとも１個の記憶素子を有し、上記補正値は、エコー信
号から前記エコーキャンセラ出力と上記補正値を除いた
エコーキャンセル残信号に前記位相制御情報を乗じた結
果を積分したものであることを特徴とする伝送装置。５、上記第４項記載の伝送装置において、上記の補正項
は偶関数項を補正する項と奇関数項を補正する項とから
成ることを特徴とする伝送装置。６、上記第１項記載の伝送装置をディジタル加入者線伝
送に用いることを特徴とした伝送装置。７、上記第１項記載の伝送装置において、線路上に変調
した信号が伝送され、平衡回路とエコーキャンセル点と
の間に復調器を用いることを特徴とした伝送装置。