JPH02136072A

JPH02136072A - パルス幅変調形インバータ装置

Info

Publication number: JPH02136072A
Application number: JP63290504A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Katto; 甲藤　政之
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1988-11-17
Filing date: 1988-11-17
Publication date: 1990-05-24
Anticipated expiration: 2013-02-10
Also published as: JP2712418B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、可変電圧可変周波数の交流を得るパルス幅
変調形インバータ装置、特にキャリア周波数を高く制御
するパルス幅変調形インバータ装置に関する。

〔従来の技術）第５図は従来のパルス幅変調形インバータ装置の構成例
を示し、同図において、（１ｏ）は直流電源、（２０）
は可制御素子と逆並列に接続されたダイオードとからな
り、可変電圧可変周波数の交流に変換する逆変換器（イ
ンバータ）、（３０）は電動機、（４０）はインバータ
出力の出力周波数、出力電圧の基準となる基準電圧波形
を出力する基準電圧発生器、（５０）は三角波等の波形
で周波数ｆｃのキャリア波形を作成、出力するキャリア
発生器、（６０）は基準電圧発生器（４０）とキャリア
発生器（５０）の出力信号に基づいて逆変換器（２０）
の可制御素子の点弧信号（ＰＷＭ信号）を発生するパル
ス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）回路、（７０）はＰＷ
Ｍ回路（６０）の信号を受けて逆変換器（２０）の可制
御素子を駆動する駆動回路である。

次に上記構成に係る動作を図について説明する。第６図
はこの種のＰＷＭ制御の代表的な動作図であり、例えば
Ｕ、■、Ｗ３相のＰＷＭインバータのＵ相１相に関する
動作説明である。まず、インバータの出力電圧、出力周
波数の基準となる基準電圧と、これを変調するための信
号、例えば三角波状のキャリア波形とを比較し、基準電
圧がキャリア波より大きい期間はＯＮ、基準電圧がキャ
リア波より小さい期間はＯＦＦとして、Ｕ相の上側の可
制御素子のＰＷＭ信号Ｌｌｐｏを求める。Ｕ相の下側の
可制御素子のＰＷＭ信号ＵＮ０は、Ｕ２゜のインバータ
信号として求める。

実際には上下素子の短絡を防止するために、ＯＮするタ
イミングを１４時間遅らせる短絡防止処理されたＰＷＭ
信号Ｕ３、Ｕｎにて、可制御素子は駆動され、その結果
、第６図（ｄ）に示すようにＵ相の出力電圧は正弦波状
にパルス幅変調された出力波形ｖＵ−０を得る。■相、
Ｗ相も同様にして得られる。

第５図構成において、基準電圧発生器（４ｏ）は上記基
準電圧波形を出力し、キャリア発生器（５ｏ）は上記三
角波状のキャリアを出力し、これによりＰＷＭ回路（６
０）は上記ＰＷＭ信号を作成し、駆動回路（７０）はＰ
ＷＭ回路（６０）ノＰ　Ｗ　Ｍ信号にて逆変換器（２０
）のインバータ可制御素子を駆動する。このことにより
、インバータからは可変電圧可変周波数の交流を得る。

〔発明が解決しようとする課題）しかるに、従来のＰＷＭ形インバータ装置において、上
述した如（ＰＷＭ波形にて電動機を駆動すると、キャリ
ア周波数に起因した高周波音が発生し騒音増加の原因と
なる。このことを回避するための１つの手段として、キ
ャリア周波数を上昇させ人間の可聴周波数の上限域、あ
るいはより高い高周波数とする方法がある。

すなわち、キャリア周波数を増加していくと騒音レベル
は徐々に低下し、キャリア周波数ｆｃを１０ＫＨｚ〜１
５ＫＨ，に定めると可聴領域の上限に近づき、騒音レベ
ルも著しく低下する。更に２０にＨ２をオーバさせると
可聴範囲を超え、周波音は人間の聴覚には感知できなく
なり商用電源で駆動したときとほぼ同等の騒音特性とな
る。

しかし、キャリア周波数ｆｃを増大させるというコトは
、インバータ可制御素子のスイッチング回数を増加させ
ることであり、インバータ出力各相の電位（この場合、
インバータ直流母線のＰまたはＮのいずれかとなる）の
変化回数が増加するということである。通常、インバー
タ出力側には、モータとインバータを結ぶ配線と大地間
、モータ１次側巻線とモータフレーム間等に浮遊容量が
存在するので、インバータ出力電位の変化回数が増加す
るということは、この浮遊容量を充放電する電流がより
多く流れることになるので、所謂１洩電流が増加すると
いう問題点がある。

通常、インバータ入力側の電源は接地をとっているので
、前述の現象は大地を介した漏洩電流回路を形成する。

第７図にこの現象の説明図を示す。この図では説明の簡
単化のため浮遊容量を集中定数的に捕え、モータの中性
点とモータフレ−ム間にＣαとしてのみ存在するものと
している。

なお、第７図において、（３５）は浮遊容量、（９０）
は人力電源、（１００）は順変換器、（１１０）は平滑
回路である。また、第８図はＰＷＭ制御にともなう１キ
ャリア区間のモータ中性点電位変化の状態と漏洩電流ｉ
αの状態を示したものである。

ここで、モータ中性点電位の変化について考えると、第
６図にて示したＰＷＭ信号作成方法に基づき、第９図（
ａ）、（ｂ）に示す基準電圧波形とキャリア波形を比較
することにより各相のＰＷＭ信号か得られる。得られる
ＰＷＭ信号の状態を３相まとめて表現すると次のように
なる。ブリッジ回路てなる逆変換器（２０）のＵ、Ｖ、
Ｗの各相可制御素子は、Ｐ側（Ｕｐ、ｖｐ、Ｗｐ）、Ｎ
側（ＯＮ、■２、ＷＮ）のいずれかがオンで、同時にオ
ンすることはないから、３相のＰＷＭ信号状態は２３＝
８の状態て表わされる。これを次のように定義する。

Ｖｏ＝　（０００）　、Ｖ、＝　（００１）　、Ｖ２＝
　（０１０）、Ｖ３＝　（０１１）、Ｖ４＝　（１００
）　、　ｌ／ｓ＝　（１０１）　、Ｖ６＝　（＋１０）
、Ｖ７＝　（１１１）ここで、状態の意味するところは
次の通りである。例えば、Ｖ３＝　（０１１）はＵＰが
オフでＯＮがオン、ｖＰがオンでＶＮがオフ、ＷＰがオ
ンでＷＮがオフの状態で、また、Ｖ４＝　（１００）は
ＵＰがオンテＩＪｓがオフ、ＶＰがオフでｖｎがオン、
ＷＰがオフでＷＮがオンの状態を示している。

これらの定義に基づきインバータ出力各相Ｕ、■、Ｗの
電位は第９図に示されるＰＷＭパターンにより決定され
、その組合せはｖｏ、Ｖ、、　Ｖ２、ｖ３、ｖ４、ｖ５
、ｖ６、ｖ７の８通りがある。ここで、ＶＯにおいては
Ｕ、Ｖ、Ｗ相とも下側がＯＮ故、モータ巻線は全てイン
バータ直流母線のＮ側（０）電位数、モータ中性点電位
もＮとなる。ｖ７は逆にＵ、■、Ｗ相ともに上側がＯＮ
故、モータ中性点電位はＰ（ＥｄＣ）となる。ｖｌ、ｖ
２、ｖ４は３相のうち２相がＮ側、１相がＰ　（ｌＩＩ
Ｉ　Ｎ、位となるので、モータ中性点はＨＥｄｅ）電位
であり、ｖ３、■６、ｖ８は３相のうち２相がＰ側、１
相がＮ側電位となるので、モータ中性点はＨＥｄｃの電
位となる。

従って、いずれにしてもＯ（Ｎ）、ＨＥｄｃ、ＨＥｄｃ
、Ｅｄｃ（Ｐ）の４つの電位のいずれかをとる。これら
の変化の状態はそのときのＰＷＭパターン（インバータ
出力電位、出力周波数を実現する）により決定され、３
アーム制御のときは、１キャリア区間で必ず■。、■７
ベクトルを選択するのでモータ中性点電位変化は第８図
（ａ）となる。また、２アーム制御では１キャリア区間
ではＶ。、またはｖ７のいずれかを選択するのでモータ
中性点電位変化は第８図（ｂ）のＶ。選択区間、第８図
（ｃ）の■７選択区間のようになる。

すなわち、漏洩電流ｉ１１はモータ中性点電位が変化す
るごとにＣαを充電、あるいは放電する電流とに示され
る。従フてキャリア周波数ｆｃが高ければ漏洩電流ｉｌ
ｌは増し、低ければ減少する。２アーム制御においては
第９図（ｂ）に示すように、ＰＷＭの状態は電気角６０
°ごとにｖｏが存在する期間と■７が存在する期間が推
移する。例えば、ｖｏの例では１キャリア区間は次のよ
うに推移する。

Ｖｏ（０００）、Ｖ４（１００）、Ｖ、（１１０）、Ｖ
４（＋００）、Ｖｏ（０００）、又、ｖ７の例では、１
キャリア区間は次のように推移する。　Ｖ７（１１１）
、Ｖ３（０１１）、Ｖ２（０１０）、Ｖ３（０１１）、
Ｖ？（１１１）。

このように変化するので各々の状態でモータの中性点電
位の変化をまとめるとＶ。が存在する区間では第８図（
ｂ）のようになり、ｖ７が存在する区間は第８図（ｃ）
のようになる。

ここで、大地インピーダンスを無視すると、この漏洩電
流１２はｉｑ　ａ　Ｃ４−ｒＴ”ｃであられされ、Ｃαが大きい程、又ｆｃが大きい程、ｊ
αは大きくなる。

従って、騒音特性を改善するためにキャリア周波数ｆｃ
を増加すると大地浮遊容量に起因する漏洩電流が増加し
、次の問題点があった。

（ａ）通常、インバータ入力電源側に設置されている漏
電遮断器が動作する。

（ｂ）モータフレームが設置されていないとき、モータ
フレームに触わると感電しやすくなる。

（Ｃ）浮遊容量ＣＩｌへの充放電電流がインバータ可制
御素子のスイッチング時に重畳するので、スイッチング
損失が増加する。

但し、これらは実際の漏洩電路インピーダンスに大きく
左右される。

この発明は上記のようなｉ［を解決するためになされた
もので、実際の設置状態での漏洩電流を検出し、十分に
低騒音運転を可能ならしめるとともに、漏洩電流の増大
を回避ならしめるパルス幅変調形インバータ装置を得る
ことを目的としている。

（課題を解決するための手段）第１発明に係るパルス幅変調形インバータ装置は、基準
電圧波形を出力する基準電圧発生器と、所定周波数のキ
ャリア波形を出力するキャリア発生器と、上記基準電圧
発生器とキャリア発生器の出力を比較してパルス幅変調
信号を発生するパルス幅変調回路と、該パルス幅変調信
号に基づいて逆変調器の可制御素子を駆動する駆動回路
と、この駆動回路により駆動されて可変電圧可変周波数
の３相交流を得る逆変換器とを備えたパルス幅変調形イ
ンバータ装置において、上記逆変換器の漏洩電流を検出
する漏洩電流検出器を設けると共に、漏洩電流レベルが
所定値より小さい時は、上記逆変換器の３相ブリッジの
各アームをキャリア周期毎にスイッチングするよう定め
られた３相アーム制御時の基準電圧波形を上記基準電圧
発生器により選択送出すると共に、上記漏洩電流レベル
が所定値より大きい時は、３相ブリッジの各アームのう
ち１アームのオン、オフ状態を固定して残りの２アーム
のみをスイッチング制御するように定められた２アーム
制御時の基準電圧波形を上記基準電圧発生器により選択
送出する構成としたものである。

また、第２発明に係るパルス幅変調形インバータ装置は
、基準電圧波形を出力する基準電圧発生器と、所定周波
数のキャリア波形を出力するキャリア発生器と、上記基
準電圧発生器とキャリア発生器の出力を比較してパルス
幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、該パルス幅
変調信号に基づいて逆変調器の可制御素子を駆動する駆
動回路と、この駆動回路により駆動されて可変電圧可変
周波数の交流を得る逆変換器とを備えたパルス幅変調形
インバータ装置において、上記逆変換器の漏洩電流を検
出する漏洩電流検出器を設けると共に、上記キャリア発
生器を、上記油源電流検出器の出力に応動してキャリア
周波数を選択出力する構成としたものである。

（作用）第１発明に係るパルス幅変調形インバータ装置において
、基準電圧発生器は、インバータ出力漏洩電流レベルに
応動して基￥電圧波形を選択するようになされ、漏洩電
流レベルが小なるときはスイッチング回数の多い３アー
ム制御用の基準電圧波形を選択して電動機から発生する
騒音を低減させ、犬なるときはスイッチング回数の少な
い２アーム制御用の基準電圧波形を選択して、インバー
タ出力漏洩電流を軽減し、かつ、電動機から発生する騒
音特性を著しく損なうことがないように作用する。

また、第２発明に係るキャリア発生器は、インバータ出
力漏洩電流レベルに応動し、キャリア周波数を選択する
ようになされ、漏洩レベルが小なるときはスイッチング
回数を多くすべく周波数を高めて、電動機から発生する
騒音を低減させ、漏洩電流が大なるときは、所定の漏洩
電流レベルに到達すべくキャリア周波数を低めて、イン
バータ出力；流を軽減し、かつ、電動機から発生する■
音特性を著しく損なうことがないように作用する。

（実施例）以下、この発明の各実施例を図について説明する。第１
図は第１発明に係る実施例を示し、同図において、直流
電源（ｌＯ）、逆変換器（２０）、負荷電動機（３０）
、キャリア発生器（５０）、ＰＷＭ回路（６０）、駆動
回路（７０）は従来と同様である。（８０）はインバー
タ出力漏洩電流、特に大地浮遊容量に起因する漏洩電流
を検出する漏洩電流検出器であり、その検出値を受ける
基Ｉ！電圧発生器（４０）は、漏洩電流検出器（８０）
の出力に応じてあらかじめ定められた正弦波状の所定の
出力電圧、出力周波数を得るための２アームあるいは３
アーム制御用の基準電圧波形を選択出力する。

すなわち、漏洩電流レベルが所定値より小さいときは、
上記逆変換器（２０）の３相ブリッジの各アームをキャ
リア周期毎にスイッチングするよう定められた３相アー
ム制御時の基準電圧波形を選択送出すると共に、漏洩電
流レベルが所定値より大きい時は、３相ブリッジの各ア
ームのうち１アームのオン、オフ状態を固定して残りの
２アームのみをスイッチング制御するように定められた
２アーム制御時の基準電圧波形を選択送出するようにな
されている。

２アーム制御と３アーム制御の基準電圧波形例を示す第
９図を参照して説明すると、３アーム共にスイッチング
制御するものが３アーム制御で、その代表例が第９図（
ａ）に示す正弦波状の基準電圧波形である。これは、キ
ャリア周期ごとに休止なくスイッチングするので電動機
に印加される電圧成分に含まれる高周波成分の周波数が
高く、従フて人間の聴覚特性にて、周波数が高い分だけ
騒音レベルが低く聞えるが、第８図（ａ）に示したよう
に、モータ中性点の電位変化回数が多いので漏洩電流が
大きい。線間電圧を波形制御するにはキャリア周期ごと
に少なくとも、２アームはスイッチングし、１アームは
スイッチングを休止してよい。この代表例が第９図（ｂ
）に示すものである。　この例では各和波形半周期のう
ち６０°を正または負に飽和（固定）させ残りの相を制
御して線間電圧が正弦波になるようにしたものである。

この場合各相おのおの電気角−周期のうち局期間だけス
イッチングを停止するので電動機に印加される電圧成分
に含まれる高周波成分の周波数に３アーム時のｆｃと同
じにしても、３アーム時と比較して低くなるので若干、
騒音特性は低下するが、著しく損なわれることはなく、
漏洩電流レベルは第８図（ｂ）、（Ｃ）　　に示すよう
に、モータ中性点の電位変化回数がちになるので、／１
に低減され、漏洩電流軽減に著しい効果がある。

ここで、キャリア周波数ｆｃは電動機騒音特性を著しく
改善するために十分に高い周波数に定める。変調方式は
３アーム制御方式を選択し、運転開始とする。

すなわち、第１図の漏洩電流検出器（８０）において、
インバータ出力漏洩電流レベルが所定値より小なる場合
であるとすると、基準電圧発生器（４０）は漏洩電流検
出器（８０）の出力を受けて騒音特性の良好な３アーム
制御用の基準電圧波形（例えば第９図（ａ））をその時
の出力電圧、出力周波数対応に定めＰＷＭ回路（６０）
に出力する。ＰＷＭ回路（６０）以後のＰＷＭ動作は従
来例と同様でる。この時、３アーム制御故、電動機騒音
は十分に小さく、又、インバータ出力漏洩電流は小なる
故に３アーム制御を継続する。

次に、インバータ出力漏洩電流レベルが所定値より犬な
る場合は、基準電圧発生器（４０）は漏洩電流検出器（
８０）の出力を受けて、第９図（ｂ）に示すような２ア
ーム制御用の基準電圧波形をその時の出力電圧、出力周
波数に応じて定め、ＰＷＭ回路（６０）に送出する。従
って、このときは、漏洩電流レベルは著しく軽減される
とともに、電動機騒音特性を著しく損なうことはない。

すなわち、例えば３アーム制御方式を初期変調方式とし
て運転を開始し、漏洩電流レベルが所定値以下であれは
そのまま運転継続し、所定値以上であれば、漏洩電流を
減少せしめるべく２アーム制御を選択する。

初期変調条件は２アーム制御で、所定値以上の漏洩電流
レベルであればこのまま運転を継続し、所定値以下であ
れば、３アーム制御に転する。３アームから２アーム制
御、あるいは、２アームから３アーム制御へ転するとき
、インバータ出力線間電圧位相が継続するように制御す
ればスムーズな移行が実現できる。

なお、上記実施例において、検出器（８０）の回路実施
例としてはＤＣＣＴ等のような電流検出器で；相電流成
分として漏洩電流を検出し、そのレベルに対応するコン
パレート信号を作成し、基準電圧発生器（４０）に送出
するようにすればよい。

又、基準電圧発生器（４０）の実現回路としては、第２
図（ａ）、（ｂ）に示すように、あらかじめ所定の電圧
、周波数に沿った３アーム、２アーム制御用の各々の基
準電圧波形をあらかじめＲＯＭ等に記憶しておき漏洩電
流検出器（８０）の信号によりどちらかを選択し、ＰＷ
Ｍ回路（６０）に出力するか、あるいは常時演算等によ
り求めてもよい。ＰＷＭ回路（６０）以降はディジタル
処理ならディジタル信号を、又、アナログ処理ならアナ
ログに変換して、ＰＷＭ回路（６８）に出力すればよい
。

さらに、漏洩電流検出器としては、インバータ出力側に
接地し、所謂写相電流成分を測定する方法で示したが、
インバータ入力側、あるいはインバータ直流母線部であ
ってもよい。又、この発明の実施例では、漏洩電流レベ
ルが所定値以下なら３アーム、所定値以上なら２アーム
に切換える方法について示したが、２アーム、３アーム
の中間的変調方式も存在するので、漏洩電流レベルに応
じて３アーム→２アーム間を連続的に制御してもよい。

又、基準電圧波形は第９図（ａ）、（ｂ）を示したが、
これらに限定するものではない。

上述の如く、実際の設置条件におけるインバータ出力漏
洩電流レベルに応じ、小なるときは３アーム制御、大な
るときは２アーム制御となるように基準電圧波形を選択
することにより、漏洩電流が小さいときは、電動機騒音
は十分小さく、漏洩電流が大なるときも騒音特性は著し
く損なうことなくインバータ漏洩電流も抑制することか
で籾る。又、これらの制御は、基準電圧波形のみを変更
することで対応可能であるから簡単に実現でき、又、キ
ャリア周波数は一定に保つことができるから例えば出力
側に付加するフィルタ等の共振回避設計も容易である。

次に、第３図は第２発明に係る実施例を示すもので、同
図において、キャリア発生器（５０）は、漏洩電流検出
器（８０）の出力に応じた周波数を有する三角波状のキ
ャリア波形を出力するようになされており、また、漏洩
電流を検出する漏洩電流検出器（８０）としては、第４
図に示す構成を有する。

すなわち、第４図において、（８１）はホール素子を用
いたＤＣＣＴ等の電流検出器が検出する漏（９，電流検
出信号を所定のレベルに増幅する増幅器、（８２）は真
の実効値を直流信号に変換する実効値変換器、（８３）
はあらかじめ定められた設定漏洩電流レベル（設定値）
と」＝記実効値変換器（８２）で検出された現在の漏洩
電流レベルを比較し、設定値より現在の検出漏洩電流レ
ベルが大きければ、キャリア周波数を下げる方向に、又
、設定値より現在の検出漏洩電流レベルが小さければ、
キャリア周波数を上げる方向にキャリア発生器（５０）
に信号を出力する比較器である。

係る構成を有する漏洩電流検出器（８０）とキャリア発
生器（５０）とを備える図示実施例の動作について説明
する。

まず、比較器（８３）に人力される設定漏洩電流レベル
は次の観点から設定する。

すなわち、（ａ）インバータ人力電源側に設置されてい
る漏電遮断器が誤動しないレベル、（ｂ）例えばモータ
のフレームに触れても人体にとって危険のない漏洩電流
レベル、（Ｃ）前述のように浮遊容ｆｆ１ｃｌＬへの充
放電電流が、インバータ可制御素子のスイッチング損失
が増加するがその損失の許容できるレベル。

これら（ａ）〜（ｃ）の各々の観点から目的に応じて選
定する。あるいは複合的に考慮して設定しても勿論良く
、また、電動機の騒音特性を配慮したものであることは
言うまでもない。

以上の観点に基づいて設定した状態において、インバー
タを例えばキャリア周波数１０゜で運転を開始すると、
その時のインバータ負荷系の大地浮遊容量、接地処理状
況、大地インピーダンス、インバータ電源系の接地状況
等の条件により決定される漏洩電流が第８図に示すよう
に流れる。この電流を例えばＤＣＣＴ等で；相電流とし
て検出し増ｆ畠器（８１）で増幅し、実効値変換器（８
２）で真の実効値に対応した直流信号に変換し、比較器
（８３）へ出力する。比較器（８３）においては前述の
設定漏洩電流レベルと、実効値変換器（８２）の出力で
ある漏洩電流とを比較し、漏洩電流が設定値より大きけ
れば、キャリア周波数を下げるべくキャリア発生器（５
０）に出力する。キャリア発生器（５０）はこれを受け
て、現在のキャリア周波数ｆ、。をｆｃｏ−Δｆｃに減
じる。以下、同様の動作にて制御を継続し、漏洩電流と
設定値が一致する状態で通常状態となる。　漏洩電流が
設定値より小さければ今度は逆にキャリア周波数を増加
していき、漏洩電流と設定値が一致するところで通常状
態となる。

従って、インバータ接地状況が、漏洩電流が流れにくい
状態であれば、キャリア周波数を上げて（キャリア周波
数の上限値は別途定めて、必要以上に大きくすることは
ない）電動機からの騒音特性を十分小ならしめ、漏洩電
流が流れやすい状態であれば、前記（ａ）　、　（ｂ）
　または（Ｃ）の観点を満足する漏洩電流レベルに制御
するから他に不具合が発生しない範囲内で騒音特性を維
持する動作が実現できる。

なお、第３図実施例において、漏洩電流検出部位はイン
バータ出力側に設置し、所謂；相電流成分を測定する方
法で示したが、インバータ入力側、あるいはインバータ
直流母線部であってもよい。又、変調方式は３アーム共
にスイッチングする３アーム制御ＰＷＭ方式を例に示し
たが、電気角−周期のうち局期間だけスイッチングを停
止する２アーム制御ＰＷＭ方式、あるいはその他のＰＷ
Ｍ方式であっても同様の適用で同様の効果を奏する。ま
た、増幅器（８１）は、例えば漏洩電流の内、浮遊容量
による成分を分離するためのバイパスフィルタであって
もよい。さらに、インバータ人力、出力共に３相の構成
例を示したが、３相に限定するものではないのは勿論で
ある。

〔発明の効果〕

以上のように、第１発明によれば、実際の設置条件にお
けるインバータ出力漏洩電流を検出し、そのレベルに応
じて、漏洩電流が小なるときは３アーム制御、大なると
きは２アーム制御となるように基準電圧波形を選択する
ようにしたので、漏洩電流が小さいときは電動機騒音は
十分小さく、漏洩電流が大なるときも騒音特性は著しく
損なうことなくインバータ漏洩電流も抑制することがで
き、設定条件に最適な騒音特性、漏洩電流特性を得るこ
とができる。

また、第２発明によれば、漏洩電流レベルに応じてキャ
リア周波数を定めるようにしたので、漏洩電流が少ない
条件においては十分な低騒音化が図られ、また漏洩電流
が大きい条件では設定した漏洩電流の範囲内で騒音特性
を犠牲にすることなく運転ができ、インバータの設置状
況に応じた運転が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１発明に係る実施例の構成図、第２図（ａ）
、（ｂ）は第１図実施例における基準電圧発生器（４０
）実現回路の説明図、第３図は第２発明に係る実施例の
構成図、第４図は第２図実施例における漏洩電流検出器
の構成図、第５図は従来例の構成図、第６図は従来のＰ
ＷＭインバータの動作波形説明図、第７図と第８図（ａ
）、（ｂ）、（Ｃ）および第９図は漏洩電流現象説明図
である。図において、（ｌＯ）は直流電源、（２ｏ）は逆変換器
、（３０）は負荷電動機、（４ｏ）は基準電圧発生器、
（５０）はキャリア発生器、（６０）はＰＷＭ回路、（
７ｏ）は駆動回路、（８０）は漏洩電流検出器。図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）基準電圧波形を出力する基準電圧発生器と、所定
周波数のキャリア波形を出力するキャリア発生器と、上
記基準電圧発生器とキャリア発生器の出力を比較してパ
ルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、該パル
ス幅変調信号に基づいて逆変調器の可制御素子を駆動す
る駆動回路と、この駆動回路により駆動されて可変電圧
可変周波数の３相交流を得る逆変換器とを備えたパルス
幅変調形インバータ装置において、上記逆変換器の漏洩
電流を検出する漏洩電流検出器を設けると共に、漏洩電
流レベルが所定値より小さい時は、上記逆変換器の３相
ブリッジの各アームをキャリア周期毎にスイッチングす
るよう定められた３相アーム制御時の基準電圧波形を上
記基準電圧発生器により選択送出すると共に、上記漏洩
電流レベルが所定値より大きい時は、３相ブリッジの各
アームのうち１アームのオン、オフ状態を固定して残り
の２アームのみをスイッチング制御するように定められ
た２アーム制御時の基準電圧波形を上記基準電圧発生器
により選択送出する構成としたことを特徴とするパルス
幅変調形インバータ装置。
（２）基準電圧波形を出力する基準電圧発生器と、所定
周波数のキャリア波形を出力するキャリア発生器と、上
記基準電圧発生器とキャリア発生器の出力を比較してパ
ルス幅変調信号を発生するパルス幅変調回路と、該パル
ス幅変調信号に基づいて逆変調器の可制御素子を駆動す
る駆動回路と、この駆動回路により駆動されて可変電圧
可変周波数の交流を得る逆変換器とを備えたパルス幅変
調形インバータ装置において、上記逆変換器の漏洩電流
を検出する漏洩電流検出器を設けると共に、上記キャリ
ア発生器を、上記漏洩電流検出器の出力に応動してキャ
リア周波数を選択出力する構成としたことを特徴とする
パルス幅変調形インバータ装置。