JPH0161023B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0161023B2 JPH0161023B2 JP1422782A JP1422782A JPH0161023B2 JP H0161023 B2 JPH0161023 B2 JP H0161023B2 JP 1422782 A JP1422782 A JP 1422782A JP 1422782 A JP1422782 A JP 1422782A JP H0161023 B2 JPH0161023 B2 JP H0161023B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- smoothing
- circuit
- output
- frequency conversion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
最近のエレクトロニクス分野における技術革新
は、目覚ましく、パワートランジスタやサイリス
タを利用した電力制御技術は急速に高度化してき
た。代表例の１つとして、照明分野での点灯回路
の全電子化が挙げられる。オイルシヨツク以来の
省電力ニーズより、高効率な点灯方式として、
30kHz〜40kHzでランプを点灯制御するインバー
タを用いた、いわゆる高周波点灯方式が有望視さ
れ、最近、各社ともに開発を競つているのが、現
状である。他の例として、省力・自動化の要請も
最近強くなり、電動機の速度制御もインバータに
より汎用化され、産業界において、積極的な自動
化への取組みが、行われている。
は、目覚ましく、パワートランジスタやサイリス
タを利用した電力制御技術は急速に高度化してき
た。代表例の１つとして、照明分野での点灯回路
の全電子化が挙げられる。オイルシヨツク以来の
省電力ニーズより、高効率な点灯方式として、
30kHz〜40kHzでランプを点灯制御するインバー
タを用いた、いわゆる高周波点灯方式が有望視さ
れ、最近、各社ともに開発を競つているのが、現
状である。他の例として、省力・自動化の要請も
最近強くなり、電動機の速度制御もインバータに
より汎用化され、産業界において、積極的な自動
化への取組みが、行われている。
かかる状況の中では、直流電源は欠くべからざ
るもので、特に商用電源より直流を得る交直変換
回路は、電力制御分野において重要な要素であ
る。ところで最近の電力制御の需要増より発生し
ている問題として、スイツチ方式での制御ゆえの
高調波障害があり、力率改善用コンデンサの焼
損、電力会社の変圧器の効率低下、誘導障害等の
為、高調波成分の少ない、すなわち入力電流（電
圧歪）の小さい交直変換回路が要望されている。
るもので、特に商用電源より直流を得る交直変換
回路は、電力制御分野において重要な要素であ
る。ところで最近の電力制御の需要増より発生し
ている問題として、スイツチ方式での制御ゆえの
高調波障害があり、力率改善用コンデンサの焼
損、電力会社の変圧器の効率低下、誘導障害等の
為、高調波成分の少ない、すなわち入力電流（電
圧歪）の小さい交直変換回路が要望されている。
さて、３相の商用電源を用いて誘導電動機の速
度制御、放電灯の高周波点灯等を行う場合の交直
変換回路として、従来、第１図に示す様な３相の
全波整流が用いられている。この回路では第２図
の動作状態で示す様に、１相の半サイクル中に必
らずπ／３だけ、入力電流が流れない期間が発生
する。すなわち、e1の１相に着目すれば、e1相に
流れる入力電流は、ダイオードD1もしくはD1′が
オンしている期間だけ流れる為、t0〜t1、t3〜t4、
t6〜t7の期間は入力電流が休止することになるか
らである。従つて、この休止期間は、当然入力電
流（電圧）を歪ませる事になり、前述した種々の
障害をもたらすことになる。又、負荷側で更に、
サイリスタ等の電子デバイスでスイツチングを用
いた電力制御を行つた場合は、障害が更に大きく
なる事はいうまでもない。この様に、３相全波整
流での交直変換回路を用いて電力制御する場合に
は、入力電流の歪が原理的に大きくなる事から、
歪を小さくし、しかも容易に平滑な直流を得る事
のできる交直変換方法がある。
度制御、放電灯の高周波点灯等を行う場合の交直
変換回路として、従来、第１図に示す様な３相の
全波整流が用いられている。この回路では第２図
の動作状態で示す様に、１相の半サイクル中に必
らずπ／３だけ、入力電流が流れない期間が発生
する。すなわち、e1の１相に着目すれば、e1相に
流れる入力電流は、ダイオードD1もしくはD1′が
オンしている期間だけ流れる為、t0〜t1、t3〜t4、
t6〜t7の期間は入力電流が休止することになるか
らである。従つて、この休止期間は、当然入力電
流（電圧）を歪ませる事になり、前述した種々の
障害をもたらすことになる。又、負荷側で更に、
サイリスタ等の電子デバイスでスイツチングを用
いた電力制御を行つた場合は、障害が更に大きく
なる事はいうまでもない。この様に、３相全波整
流での交直変換回路を用いて電力制御する場合に
は、入力電流の歪が原理的に大きくなる事から、
歪を小さくし、しかも容易に平滑な直流を得る事
のできる交直変換方法がある。
本発明は上記の目的を達成するために提案され
たものである。
たものである。
次に本発明の実施例について説明する。
第３図に本発明の基本構成図を示す。３相電源
の各線間電圧を入力とする３組の入出力絶縁され
た高周波変換回路１，２，３の出力を各々整流平
滑回路４，５，６に入力し、整流平滑回路４，
５，６の出力を直列合成し、この出力端子２０，
２１間に負荷を接続するものである。
の各線間電圧を入力とする３組の入出力絶縁され
た高周波変換回路１，２，３の出力を各々整流平
滑回路４，５，６に入力し、整流平滑回路４，
５，６の出力を直列合成し、この出力端子２０，
２１間に負荷を接続するものである。
第４図に本発明の具体的実施例を示す。高周波
変換回路１，２，３は、ほぼ同一回路仕様をも
ち、又、整流平滑回路４，５，６もほぼ同一回路
仕様とする。いま高周波変換回路１，２，３はプ
ツシユプル自励式インバータであり、高周波変換
回路１，２，３は各々2/3πづつ位相の異なる交
流正弦波電圧を入力している。そこで高周波変換
回路１及び整流平滑回路４について説明する。交
流電圧が、全波整流器DB１を介して入力される
とトランジスタQ1，Q2はバイアス電源E1とスイ
ツチング用バイアス巻線n4により、交互にオン・
オフし、発振トランスT1の出力巻線n3には入力
と絶縁された高周波電圧vputが、入力交流電圧e1
に応じて発生する。第５図にその状態を示してい
る。イは交流電源電圧、ロはvput、ハはDB２の
出力電圧、ニはvp1の電圧波形を示す。整流平滑
回路は高周波電圧vputを入力として、高周波分を
平滑して再び、低周波の全波整流電圧に変換す
る。
変換回路１，２，３は、ほぼ同一回路仕様をも
ち、又、整流平滑回路４，５，６もほぼ同一回路
仕様とする。いま高周波変換回路１，２，３はプ
ツシユプル自励式インバータであり、高周波変換
回路１，２，３は各々2/3πづつ位相の異なる交
流正弦波電圧を入力している。そこで高周波変換
回路１及び整流平滑回路４について説明する。交
流電圧が、全波整流器DB１を介して入力される
とトランジスタQ1，Q2はバイアス電源E1とスイ
ツチング用バイアス巻線n4により、交互にオン・
オフし、発振トランスT1の出力巻線n3には入力
と絶縁された高周波電圧vputが、入力交流電圧e1
に応じて発生する。第５図にその状態を示してい
る。イは交流電源電圧、ロはvput、ハはDB２の
出力電圧、ニはvp1の電圧波形を示す。整流平滑
回路は高周波電圧vputを入力として、高周波分を
平滑して再び、低周波の全波整流電圧に変換す
る。
上記動作が他の２組の回路においても同様に行
われ、各々の出力vp1，vp2，vp3が直列に合成され
る為、最終的な出力電圧vDCは、第６図イに示す
様に得ることができる。この様な方法によれば、
平滑な直流電圧を得る為の平滑部は高周波分に対
してだけ考慮すればよい。
われ、各々の出力vp1，vp2，vp3が直列に合成され
る為、最終的な出力電圧vDCは、第６図イに示す
様に得ることができる。この様な方法によれば、
平滑な直流電圧を得る為の平滑部は高周波分に対
してだけ考慮すればよい。
本発明は叙上のように構成されているので、入
力電圧の全期間にわたり高周波電力変換が行われ
る為入力電流の連続性が保たれ、３相全波整流時
に生じる入力電流の休止区間が少くなり、入力電
流歪を極めて小さくでき、高調波障害をひきおこ
すことのない、電動機制御、放電灯点灯制御等の
電力制御が可能となる。
力電圧の全期間にわたり高周波電力変換が行われ
る為入力電流の連続性が保たれ、３相全波整流時
に生じる入力電流の休止区間が少くなり、入力電
流歪を極めて小さくでき、高調波障害をひきおこ
すことのない、電動機制御、放電灯点灯制御等の
電力制御が可能となる。
本発明の他の実施例として、第７図を示す。高
周波変換回路１，２，３は自励式プツシユプルイ
ンバータでほぼ同一回路仕様をもち、全波整流平
滑回路４，５，６，７，８，９はそれぞれ全波整
流スタツクと高周波整流機能をもつ、ほぼ同一仕
様をもつものである。高周波変換回路１，２，３
の動作は、入力電圧が2π／３づつ位相が異なつてい る条件のもとで、機能的に同一のものであり、ト
ランジスタQ1，Q2は、発振トランスT1の誘導電
圧vQの帰還の為、相互に自励オン・オフし、T1
の２次巻線に正弦波の高周波電圧を発生させる。
この出力高周波電圧は、出力が２巻線の為２分割
され２巻線の仕様が同一であれば、v11とv12はほ
ぼ等しい波形となる。従つて、今v11とv21とv31に
ついて説明することにする。v11，v21，v31の包絡
線は2π／３づつ異なる正負対線の波形であり、
整流平滑回路４，６，８により全波整流平滑さ
れ、va，vb，vcは第３図の様な低周波電圧を得
る。これは前述した様に入力電圧が2π／３づつ、位 相がづれているからである。これらva，vb，vc
は、互いに直列に合成されている為、出力の直流
電圧VD1は、va，vb，vcの和となり第８図の様な
VD1波形を得ることができる。この様にVD1はほ
とんど脈流のない直流電圧を得ることができる。
整流平滑回路の平滑機能は高周波に対してだけの
ものでよく、低周波に対して考慮する必要はない
為、平滑コンデンサ容量は小さくてよく、又、出
力がVD1，VD2の様に２分割される為、出力電圧
を複数とする事も可能である。
周波変換回路１，２，３は自励式プツシユプルイ
ンバータでほぼ同一回路仕様をもち、全波整流平
滑回路４，５，６，７，８，９はそれぞれ全波整
流スタツクと高周波整流機能をもつ、ほぼ同一仕
様をもつものである。高周波変換回路１，２，３
の動作は、入力電圧が2π／３づつ位相が異なつてい る条件のもとで、機能的に同一のものであり、ト
ランジスタQ1，Q2は、発振トランスT1の誘導電
圧vQの帰還の為、相互に自励オン・オフし、T1
の２次巻線に正弦波の高周波電圧を発生させる。
この出力高周波電圧は、出力が２巻線の為２分割
され２巻線の仕様が同一であれば、v11とv12はほ
ぼ等しい波形となる。従つて、今v11とv21とv31に
ついて説明することにする。v11，v21，v31の包絡
線は2π／３づつ異なる正負対線の波形であり、
整流平滑回路４，６，８により全波整流平滑さ
れ、va，vb，vcは第３図の様な低周波電圧を得
る。これは前述した様に入力電圧が2π／３づつ、位 相がづれているからである。これらva，vb，vc
は、互いに直列に合成されている為、出力の直流
電圧VD1は、va，vb，vcの和となり第８図の様な
VD1波形を得ることができる。この様にVD1はほ
とんど脈流のない直流電圧を得ることができる。
整流平滑回路の平滑機能は高周波に対してだけの
ものでよく、低周波に対して考慮する必要はない
為、平滑コンデンサ容量は小さくてよく、又、出
力がVD1，VD2の様に２分割される為、出力電圧
を複数とする事も可能である。
この実施例によれば、同期回路を必要としない
為、小型の直流電源装置を得る事ができ、しかも
多出力とすることができる効果を有する。
為、小型の直流電源装置を得る事ができ、しかも
多出力とすることができる効果を有する。
第１図は従来の直流電源装置、第２図は動作説
明図、第３図は本発明の基本回路、第４図は具体
的実施回路、第５図イ〜ニ、第６図イ，ロは動作
説明図、第７図は他の実施例、第８図はイ，ロは
動作説明図を示す。 １〜３……高周波変換回路、４〜９……整流平
滑回路、１０……電源、２０，２１……出力端
子、T1……発振トランス、n1〜n4……トランス
の巻線、Q1，Q2……トランジスタ、E1……バイ
アス電源。
明図、第３図は本発明の基本回路、第４図は具体
的実施回路、第５図イ〜ニ、第６図イ，ロは動作
説明図、第７図は他の実施例、第８図はイ，ロは
動作説明図を示す。 １〜３……高周波変換回路、４〜９……整流平
滑回路、１０……電源、２０，２１……出力端
子、T1……発振トランス、n1〜n4……トランス
の巻線、Q1，Q2……トランジスタ、E1……バイ
アス電源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ３相電源と、該電源の各線間電圧を各々入力
とし、ほぼ同一回路仕様をもち、かつ入出力が絶
縁された３組の高周波変換回路と、該高周波変換
回路の各々出力を入力とし、整流平滑する整流平
滑回路とを具備し、該整流平滑回路の出力を直列
接続した事を特徴とする直流電源装置。 ２ ３相電源と該電源の各線間電圧を各々入力
し、ほぼ同一回路仕様をもち、かつ入出力が絶縁
され、さらに出力数が複数のｎ個あり、互いの出
力も絶縁された高周波変換回路３組と、該高周波
変換回路の各出力を、全波整流平滑する全波整流
平滑回路3n組とを具備し、かつ高周波変換回路
の各組より、全波整流平滑した出力を１個づつ抽
出し直列合成した事を特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1422782A JPS58133170A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1422782A JPS58133170A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58133170A JPS58133170A (ja) | 1983-08-08 |
| JPH0161023B2 true JPH0161023B2 (ja) | 1989-12-26 |
Family
ID=11855176
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1422782A Granted JPS58133170A (ja) | 1982-01-29 | 1982-01-29 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58133170A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0667196B2 (ja) * | 1982-10-01 | 1994-08-24 | オリジン電気株式会社 | 整流装置 |
| JPS5963976A (ja) * | 1982-10-01 | 1984-04-11 | Origin Electric Co Ltd | 整流装置の制御方法 |
| JPS6464561A (en) * | 1987-09-03 | 1989-03-10 | Mitsubishi Electric Corp | Resonance phase angle control type dc/dc converter |
| FR2633115B1 (fr) * | 1988-06-17 | 1993-02-12 | Gen Electric Cgr | Alimentation stabilisee a taux d'ondulation reduit |
| JPH02151267A (ja) * | 1988-12-01 | 1990-06-11 | Nec Corp | 電源回路 |
| JP4866133B2 (ja) * | 2006-04-10 | 2012-02-01 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5392472B2 (ja) * | 2008-04-08 | 2014-01-22 | 株式会社 ハセテック | 電力制御装置 |
-
1982
- 1982-01-29 JP JP1422782A patent/JPS58133170A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58133170A (ja) | 1983-08-08 |
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