JPH0125131B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0125131B2 JPH0125131B2 JP56185020A JP18502081A JPH0125131B2 JP H0125131 B2 JPH0125131 B2 JP H0125131B2 JP 56185020 A JP56185020 A JP 56185020A JP 18502081 A JP18502081 A JP 18502081A JP H0125131 B2 JPH0125131 B2 JP H0125131B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- reproduced signal
- reproduced
- peak
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/027—Analogue recording
- G11B5/035—Equalising
Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は信号を再生する時の波形等化方法に関
し、特に磁気記録媒体に記録されたデイジタル信
号を再生するに際して、再生信号レベルを低下さ
せずに、効果的に再生波形のピークシフトを補正
しようとするものである。
し、特に磁気記録媒体に記録されたデイジタル信
号を再生するに際して、再生信号レベルを低下さ
せずに、効果的に再生波形のピークシフトを補正
しようとするものである。
デイジタル信号を磁気記録媒体上に記録し、該
記録信号を再生する装置等において、近年高密度
記録を実現するための種々の試みが行なわれてい
る。この高密度記録をはばむ大きな要因として、
デイジタル信号の磁化反転間隔が縮まつた場合の
再生信号のパターンピークシフトがある。すなわ
ち第１図アに示すような記録磁化１に対して、再
生信号は第１図イに示すように記録磁化１の立上
りに対する弧立再生波２および記録磁化１の立下
りに対する弧立再生波３との重ね合せにより得ら
れる再生信号４となるが、この重ね合せにより、
記録時の磁化反転間隔ｈに対して再生信号４のピ
ーク間隔はＳとなつて磁化反転間隔ｈよりも大き
くなり、ピーク位置がずれていわゆるピークシフ
トが生じる。特に高密度記録を実現するために磁
化反転間隔ｈを小さくすればする程、ピークシフ
トは大きくなり、正しいデイジタル信号を再生で
きなくなる。
記録信号を再生する装置等において、近年高密度
記録を実現するための種々の試みが行なわれてい
る。この高密度記録をはばむ大きな要因として、
デイジタル信号の磁化反転間隔が縮まつた場合の
再生信号のパターンピークシフトがある。すなわ
ち第１図アに示すような記録磁化１に対して、再
生信号は第１図イに示すように記録磁化１の立上
りに対する弧立再生波２および記録磁化１の立下
りに対する弧立再生波３との重ね合せにより得ら
れる再生信号４となるが、この重ね合せにより、
記録時の磁化反転間隔ｈに対して再生信号４のピ
ーク間隔はＳとなつて磁化反転間隔ｈよりも大き
くなり、ピーク位置がずれていわゆるピークシフ
トが生じる。特に高密度記録を実現するために磁
化反転間隔ｈを小さくすればする程、ピークシフ
トは大きくなり、正しいデイジタル信号を再生で
きなくなる。
ピークシフトを少なくするためには、第１図か
ら理解されるように、弧立再生波２，３のすその
広がりを少なくすれば良い。そこで、従来から提
案されているのが余弦等化方式である。この信号
処理の過程を第２図ア〜オに示す。記録媒体から
の微小再生信号を増幅した第２図アの信号i（ｔ）
の前縁、後縁にこの再生信号i（ｔ）と相似な波
形の信号Ｋ／２i（ｔ＋τ）６、Ｋ／２i（ｔ−τ）
７を 生じさせ、第２図エに示すそれらの和Ｋ／２｛i（ｔ ＋τ）＋i（ｔ−τ）８を再生信号i（ｔ）より減算
することにより弧立再生波のすその広がりを除去
し、再生信号のピークシフトを減少させた第２図
オの波形を得ることができる。
ら理解されるように、弧立再生波２，３のすその
広がりを少なくすれば良い。そこで、従来から提
案されているのが余弦等化方式である。この信号
処理の過程を第２図ア〜オに示す。記録媒体から
の微小再生信号を増幅した第２図アの信号i（ｔ）
の前縁、後縁にこの再生信号i（ｔ）と相似な波
形の信号Ｋ／２i（ｔ＋τ）６、Ｋ／２i（ｔ−τ）
７を 生じさせ、第２図エに示すそれらの和Ｋ／２｛i（ｔ ＋τ）＋i（ｔ−τ）８を再生信号i（ｔ）より減算
することにより弧立再生波のすその広がりを除去
し、再生信号のピークシフトを減少させた第２図
オの波形を得ることができる。
ところで、この余弦等化方式では減算する補正
信号８は再生信号５と同極性のため、余弦等化後
の出力信号９p（ｔ）はすそ広がりの少ない波形
にはなるが同時に振幅も低下する。ピークシフト
を抑圧するために余弦等化を複数段用いた場合に
は、それだけ振動の低下も大きく、等化後の信号
のS/N比が悪くなり、雑音によるピークシフトが
問題となる。
信号８は再生信号５と同極性のため、余弦等化後
の出力信号９p（ｔ）はすそ広がりの少ない波形
にはなるが同時に振幅も低下する。ピークシフト
を抑圧するために余弦等化を複数段用いた場合に
は、それだけ振動の低下も大きく、等化後の信号
のS/N比が悪くなり、雑音によるピークシフトが
問題となる。
本発明は、上記従来の欠点をなくすものであ
り、再生信号の所定時間前方に再生信号の微分信
号を作成して再生信号から減算し、再生信号の所
定時間後方に再生信号の微分信号を作成して再生
信号に加算することにより、再生信号振幅を低下
させずに、効果的に弧立再生波のすその広がりを
除去し、ピークシフトを減少させることを特徴と
するものである。
り、再生信号の所定時間前方に再生信号の微分信
号を作成して再生信号から減算し、再生信号の所
定時間後方に再生信号の微分信号を作成して再生
信号に加算することにより、再生信号振幅を低下
させずに、効果的に弧立再生波のすその広がりを
除去し、ピークシフトを減少させることを特徴と
するものである。
以下、本発明の一実施例を図面に示して説明す
る。第３図は本発明の波形等化方法を実現する装
置の一例を示すブロツク構成図、第４図ア〜カは
第３図の要部波形図である。
る。第３図は本発明の波形等化方法を実現する装
置の一例を示すブロツク構成図、第４図ア〜カは
第３図の要部波形図である。
磁気記録媒体上の信号を磁気ヘツドにより検出
し、前置増幅により信号処理に必要なレベルまで
増幅した再生信号１５（ここでは便宜的にi（ｔ
＋τ）と表わすことにする。）は、定遅延回路１
０に供給され、一定時間τ1だけ遅延されて第４図
イに示す出力１６（i（ｔ））となる。またこの再
生信号１５は微分回路１１に供給される。この定
遅延回路１０の出力１６の出力１６は加減算回路
１４と次段の定遅延回路１２とに供給される。該
定遅延回路１０の出力１６が補正されるべき信号
である。
し、前置増幅により信号処理に必要なレベルまで
増幅した再生信号１５（ここでは便宜的にi（ｔ
＋τ）と表わすことにする。）は、定遅延回路１
０に供給され、一定時間τ1だけ遅延されて第４図
イに示す出力１６（i（ｔ））となる。またこの再
生信号１５は微分回路１１に供給される。この定
遅延回路１０の出力１６の出力１６は加減算回路
１４と次段の定遅延回路１２とに供給される。該
定遅延回路１０の出力１６が補正されるべき信号
である。
前記定遅延回路１０，１２は、例えば第５図に
示す演算増幅器を用いた全域通過定遅延回路で実
現できる。各素子の値は式(1)の伝達関数を実現す
るように式(2)の関係を満足させればよい。
示す演算増幅器を用いた全域通過定遅延回路で実
現できる。各素子の値は式(1)の伝達関数を実現す
るように式(2)の関係を満足させればよい。
Ｈ（Ｓ）＝V2／V1＝Ｇ・S2−6ωpＳ＋12ωp 2／S2＋6ωp
Ｓ＋12ωp 2……(1) 但し、R2R3＝4R1R4 ここで、Ｇは増幅度を与え、時間遅れ量Tdが
与えられると Td＝１／ωp ……(3) なる関係より、各素子の値が決定できる。上記の
全域通過定遅延フイルタはほぼτωpの周波数の信
号まで遅れ量が一定になる。補正されるべき信号
の最高周波数ωの周期Ｔに比較して、遅れ量τは τ＜Ｔ／２ ……(4) であるので、 ω＜2ωp ……(5) を満足する。よつて、この全域通過定遅延フイル
タは信号帯域内で十分定遅延回路として動作す
る。そして第５図に示したコンデンサの容量の値
を変えることにより容易に遅延量を変えることが
できる。また、遅延線を用いて前記定遅延回路１
０，１２を構成することができる。
Ｓ＋12ωp 2……(1) 但し、R2R3＝4R1R4 ここで、Ｇは増幅度を与え、時間遅れ量Tdが
与えられると Td＝１／ωp ……(3) なる関係より、各素子の値が決定できる。上記の
全域通過定遅延フイルタはほぼτωpの周波数の信
号まで遅れ量が一定になる。補正されるべき信号
の最高周波数ωの周期Ｔに比較して、遅れ量τは τ＜Ｔ／２ ……(4) であるので、 ω＜2ωp ……(5) を満足する。よつて、この全域通過定遅延フイル
タは信号帯域内で十分定遅延回路として動作す
る。そして第５図に示したコンデンサの容量の値
を変えることにより容易に遅延量を変えることが
できる。また、遅延線を用いて前記定遅延回路１
０，１２を構成することができる。
さて、微分回路１１に供給された信号は微分さ
れて、K1倍に増幅され、その出力として第４図
ウに示す微分信号１７が得られる。この微分信号
１７はK1ｄ／dti（ｔ＋τ1）と表わされる。定遅延回 路１０における遅延量τ1は、例えば、微分信号１
７の２つのピーク点の内で、補正されるべき信号
１６に対して逆極性のピーク点と１６のピーク点
とが一致する遅延量τ1に設定する。信号１６は定
遅延回路１２で更に一定時間τ2だけ遅延され、微
分回路１３で微分され、K2倍に増幅され、その
出力として第４図エに示す微分信号１８が得られ
る。この微分信号１８はK2ｄ／dti（ｔ−τ2）と表わ される。定遅延回路１２における遅延量τ2は、例
えば、微分波１８の２つのピーク点の内で、補正
されるべき信号１６に対して同極性のピーク点と
１６のピーク点が一致する遅延量τ2に設定する。
れて、K1倍に増幅され、その出力として第４図
ウに示す微分信号１７が得られる。この微分信号
１７はK1ｄ／dti（ｔ＋τ1）と表わされる。定遅延回 路１０における遅延量τ1は、例えば、微分信号１
７の２つのピーク点の内で、補正されるべき信号
１６に対して逆極性のピーク点と１６のピーク点
とが一致する遅延量τ1に設定する。信号１６は定
遅延回路１２で更に一定時間τ2だけ遅延され、微
分回路１３で微分され、K2倍に増幅され、その
出力として第４図エに示す微分信号１８が得られ
る。この微分信号１８はK2ｄ／dti（ｔ−τ2）と表わ される。定遅延回路１２における遅延量τ2は、例
えば、微分波１８の２つのピーク点の内で、補正
されるべき信号１６に対して同極性のピーク点と
１６のピーク点が一致する遅延量τ2に設定する。
前記微分回路１１，１３は第６図に示すように
演算増幅器を用いて構成できる。増幅度K1，K2
はフイードバツク抵抗Ｒを可変抵抗器で構成する
ことにより調整することができる。
演算増幅器を用いて構成できる。増幅度K1，K2
はフイードバツク抵抗Ｒを可変抵抗器で構成する
ことにより調整することができる。
このようにして得られた微分信号１７，１８は
補正されるべき信号１６とともに加減算回路１４
に供給される。加減算回路１４では、信号１６に
微分信号１８より微分信号１７を減算した信号を
加える。これは信号１６より第１図オに示す合成
信号１９（この合成信号はτ1＝τ2＝τとしたとき
K1ｄ／dti（ｔ＋τ）−K2ｄ／dti（ｔ−τ）である
。）を 減算することと同等である。その結果、加減算回
路１４の出力にはすその広がりの少ない再生信号
２０が得られることになる。なおこの再生信号２
０はp（ｔ）＝i（ｔ）−K1ｄ／dti（ｔ＋τ）−K
2ｄ／dti （ｔ−τ）と表される。
補正されるべき信号１６とともに加減算回路１４
に供給される。加減算回路１４では、信号１６に
微分信号１８より微分信号１７を減算した信号を
加える。これは信号１６より第１図オに示す合成
信号１９（この合成信号はτ1＝τ2＝τとしたとき
K1ｄ／dti（ｔ＋τ）−K2ｄ／dti（ｔ−τ）である
。）を 減算することと同等である。その結果、加減算回
路１４の出力にはすその広がりの少ない再生信号
２０が得られることになる。なおこの再生信号２
０はp（ｔ）＝i（ｔ）−K1ｄ／dti（ｔ＋τ）−K
2ｄ／dti （ｔ−τ）と表される。
加減算回路１４は演算増幅器を用いて第７図に
示すように構成できる。入出力関係式は第７図の
場合、 V20＝V16−V17＋V18 ……(6) となる。ここで補正されるべき信号１６をV16、
微分信号１７をV17、微分信号１８をV18とすれ
ば補正に必要な加減算を実現することができる。
示すように構成できる。入出力関係式は第７図の
場合、 V20＝V16−V17＋V18 ……(6) となる。ここで補正されるべき信号１６をV16、
微分信号１７をV17、微分信号１８をV18とすれ
ば補正に必要な加減算を実現することができる。
上記の実施例において、このようにすその広が
りの少ない出力信号２０が得られるのは、第４図
より明らかなように、再生信号１６より減算する
合成信号１９は再生信号１６のピーク近傍で再生
信号１６と逆極性であり、かつ再生信号１６のピ
ークと合成信号１９のピーク（逆極性）とが一致
しているので、減算することにより再生信号１６
のピーク近傍は増幅されるが、一方合成信号１９
は再生信号１６のピークから離れ位置に、再生信
号１６と同極性を持つた２つのピークを有してい
るので、減算することにより再生信号のすその広
がりが抑圧されるためである。前記従来の余弦等
化方式では再生信号５のピークの位置での、減算
する合成信号８の極性がピークの極性と同じであ
るので、補正後の信号９の振幅は補正前よりも減
少し、補正後のS/N比が劣化するが、本発明では
上記実施例からも明らかなように補正後の信号の
振幅は増加する。更に、再生信号のすその部分を
抑圧し、ピーク近傍を強調することができるので
あるので余弦等化方式に比べてすその広がりの抑
圧効果が大きい。その結果、必要なピークシフト
補正に対して余弦等化方式に比べて少ない処理段
数でピークシフト補正を実現できる。
りの少ない出力信号２０が得られるのは、第４図
より明らかなように、再生信号１６より減算する
合成信号１９は再生信号１６のピーク近傍で再生
信号１６と逆極性であり、かつ再生信号１６のピ
ークと合成信号１９のピーク（逆極性）とが一致
しているので、減算することにより再生信号１６
のピーク近傍は増幅されるが、一方合成信号１９
は再生信号１６のピークから離れ位置に、再生信
号１６と同極性を持つた２つのピークを有してい
るので、減算することにより再生信号のすその広
がりが抑圧されるためである。前記従来の余弦等
化方式では再生信号５のピークの位置での、減算
する合成信号８の極性がピークの極性と同じであ
るので、補正後の信号９の振幅は補正前よりも減
少し、補正後のS/N比が劣化するが、本発明では
上記実施例からも明らかなように補正後の信号の
振幅は増加する。更に、再生信号のすその部分を
抑圧し、ピーク近傍を強調することができるので
あるので余弦等化方式に比べてすその広がりの抑
圧効果が大きい。その結果、必要なピークシフト
補正に対して余弦等化方式に比べて少ない処理段
数でピークシフト補正を実現できる。
また遅延量τ1，τ2については、実施例で示した
ピークをそろえる値に限らず、再生波形に応じ
て、すその広がりの抑圧が効果的に実現できる値
に調整することができる。このときτ1，τ2の値は
実施例で示したピークをそろえるための値よりも
短い範囲で選定しなければすその広がりの抑圧が
効果的に実現できない。増幅度K1，K2について
もτ1，τ2と同様に調整することができる。τ2に比
してτ1を小さく、あるいはK2に比してK1を大き
くすれば再生信号の前縁のすその抑圧ができ、τ1
に比してτ2を小さく、あるいはK1に比してK2を
大きくすれば再生信号の後縁のすそを抑圧するこ
とができる。このような調整によつて再生信号の
波形を微妙に補正することが可能である。
ピークをそろえる値に限らず、再生波形に応じ
て、すその広がりの抑圧が効果的に実現できる値
に調整することができる。このときτ1，τ2の値は
実施例で示したピークをそろえるための値よりも
短い範囲で選定しなければすその広がりの抑圧が
効果的に実現できない。増幅度K1，K2について
もτ1，τ2と同様に調整することができる。τ2に比
してτ1を小さく、あるいはK2に比してK1を大き
くすれば再生信号の前縁のすその抑圧ができ、τ1
に比してτ2を小さく、あるいはK1に比してK2を
大きくすれば再生信号の後縁のすそを抑圧するこ
とができる。このような調整によつて再生信号の
波形を微妙に補正することが可能である。
なお上記第４図のブロツク図における定遅延回
路１０，１２、微分回路１１，１３、加減算回路
は、第５図〜第７図に示した回路に限らず他の構
成のものでも実現可能であることはいうまでもな
い。
路１０，１２、微分回路１１，１３、加減算回路
は、第５図〜第７図に示した回路に限らず他の構
成のものでも実現可能であることはいうまでもな
い。
以上のように本発明の波形等化方法によれば、
デイジタル信号の再生信号に対し、所定時間前方
および後方にこの再生信号の第１、第２の微分信
号を形成し、前記再生信号から第１の微分信号を
減算し、前記再生信号に第２の微分信号を加算す
ることにより、再生信号の波形のすその広がりを
抑圧しピークシフトを減少させることが可能であ
り、かつ再生信号のレベルを低下させず逆にピー
ク点の振幅を大となすことが可能な優れた波形等
化方法を実現できるものである。
デイジタル信号の再生信号に対し、所定時間前方
および後方にこの再生信号の第１、第２の微分信
号を形成し、前記再生信号から第１の微分信号を
減算し、前記再生信号に第２の微分信号を加算す
ることにより、再生信号の波形のすその広がりを
抑圧しピークシフトを減少させることが可能であ
り、かつ再生信号のレベルを低下させず逆にピー
ク点の振幅を大となすことが可能な優れた波形等
化方法を実現できるものである。
第１図ア，イは記録磁化と再生信号との関係を
示す波形図、第２図ア〜オは従来の波形等化方法
を説明するための波形図、第３図は本発明波形等
化方法の一実施例における装置を示すブロツク
図、第４図ア〜カは上記ブロツク図の要部におけ
る信号の波形図、第５図、第６図、第７図は第３
図に用いる各回路の一実施例を示す回路図であ
る。 １０……定遅延回路、１１……微分回路、１２
……定遅延回路、１３……微分回路、１４……加
減算回路。
示す波形図、第２図ア〜オは従来の波形等化方法
を説明するための波形図、第３図は本発明波形等
化方法の一実施例における装置を示すブロツク
図、第４図ア〜カは上記ブロツク図の要部におけ
る信号の波形図、第５図、第６図、第７図は第３
図に用いる各回路の一実施例を示す回路図であ
る。 １０……定遅延回路、１１……微分回路、１２
……定遅延回路、１３……微分回路、１４……加
減算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 磁気記録媒体に記録されたデイジタル信号を
再生するに際して、得られた再生信号の所定時間
前方及び所定時間後方に、この再生信号の第１、
第２の微分信号を生ぜしめ、前記前方に位置する
第１の微分信号を前記再生信号より減算し、前記
後方に位置する第２の微分信号を前記再生信号に
加算することを特徴とする波形等化方法。 ２ 前方への所定時間を、再生信号より前方に位
置する第１の微分信号の２つのピーク点の内で、
再生信号に対して逆極性のピーク点と再生信号の
ピーク点が一致する時間以下とし、後方への所定
時間を、再生信号より後方に位置する第２の微分
信号の２つのピーク点の内で、再生信号に対して
同極性のピーク点と再生信号のピーク点が一致す
る時間以下とすることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の波形等化方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18502081A JPS5885911A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 波形等化方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18502081A JPS5885911A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 波形等化方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5885911A JPS5885911A (ja) | 1983-05-23 |
| JPH0125131B2 true JPH0125131B2 (ja) | 1989-05-16 |
Family
ID=16163363
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18502081A Granted JPS5885911A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 波形等化方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5885911A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2700961B2 (ja) * | 1991-04-08 | 1998-01-21 | 三菱電機株式会社 | 信号波形処理装置 |
| JPH05343991A (ja) * | 1992-06-11 | 1993-12-24 | Shodenryoku Kosoku Tsushin Kenkyusho:Kk | 電圧波形のスムージング回路 |
| US5623377A (en) * | 1993-04-06 | 1997-04-22 | Cirrus Logic, Inc. | Filtering a read signal to attenuate secondary pulses caused by pole tips of a thin film magnetic read head |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5856320B2 (ja) * | 1979-04-06 | 1983-12-14 | シ−メンス、アクチエンゲゼルシヤフト | 超音波変換器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5856320U (ja) * | 1981-10-13 | 1983-04-16 | ソニー株式会社 | デジタル記録再生回路 |
-
1981
- 1981-11-18 JP JP18502081A patent/JPS5885911A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5856320B2 (ja) * | 1979-04-06 | 1983-12-14 | シ−メンス、アクチエンゲゼルシヤフト | 超音波変換器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5885911A (ja) | 1983-05-23 |
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