JPH01135223A - 周波数差検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本゛発明は特に搬送波変調受信機に用いられるも、この
容器に限定されるものでない周波数差検出器（ＦＤＤ）
に関するものである。本発明は斯種のＦＤＤを含む搬送
波変調受信機にも関するものである。

斯種の受信機では局部発振器周波数を送信搬送波周波数
に追従させて、これら２つの周波数間の差を許容精度内
に設定する必要がある。この周波数差の大きさを求めて
、局部発振器を自動調整するのに通常は自動周波数制御
（ＡＦＣ）回路が用いられる。従って周波数差検出器は
すべてのＡＦＣループの要部を成し、これは種々の形態
で実現することができる。本出願に関心のある特にＦＤ
Ｄは平衡二次相関器（ｂａｌａｎｃｅｄ　ｑｕａｄｒｉ
ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）と称されるものである。従来形
式の平衡二次相関器は文献”Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ　ｏ
ｆ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ　Ｄｅ
ｔｅｃ−ｔｏｒｓ“（周波数差検出器の特性）（フロイ
ド・エム・ガードナー（Ｆｌｏｙｄ　Ｍ　Ｇａｒｄｎｅ
ｒ）著、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃ
ｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、　Ｖｏｌ　ＣＯＭ　３３
Ｎｏ、２．１９８５年２月、第１３１〜１３８頁）の第
３図に示されている。この従来の平衡二次相関回路は直
角位相関係にある第１及び第２ミクサを具えており、こ
れらのミクサにて入力信号をＩ及びＱベースバンド信号
にミックス・ダウンさせる。帯域内信号成分を選択する
ために第１及び第２ミクサの出力回路には低域通過フィ
ルタを設けている。−方の低域通過フィルタの出力を（
１）微分して第３ミクサの一方の入力端子に供給すると
共に（２）微分せずに第４ミクサの一方の入力端子に供
給する。他方の低域通過フィルタの出力は（１）微分し
て第４ミクサの他方の入力端子に供給すると共に（２）
微分せずに第３ミクサの他方の入力端子に供給する。第
３及び第４ミクサの出力を互いに減算して周波数差信号
を形成する。斯種の平衡二次相関器の出力電圧が送信搬
送波周波数と局部発振器周波数との周波数差Δωに比例
し、これを Ｖｄ　　”　　Ｅ”・　Δω と表わすことができることは明らかである。なお、ここ
にＥは入力信号の振幅である。上式から明らかなように
、検出した出力電圧は入力信号の振幅に非常に敏感であ
り、このことは斯種の回路の欠点である。

斯かる従来の平衡二次相関器には、搬送波変調信号用の
受信機が極めて大きな範囲の入力信号振幅を取扱えるよ
うする必要があると云うことに関しての他の欠点もある
。この欠点は、個々の回路機能部での直流オフセット電
圧の累積によりＦＤＤの直流出力に誤差が生ずると云う
ことで現れ、このことは受信機を弱い入力信号で作動さ
せる場合に特に深刻である。さらに、第３及び第４乗算
器（ミクサ）のダイナミックレンジも先行回路段にて累
積された直流オフセットによって短縮される。

本発明の目的は平衡二次相関回路における上述したよう
な諸欠点を軽減させることにある。

本発明は信号入力端子と、局部発振器と、第１及び第２
ミクサと、前記信号入力端子を第１及び第２ミクサの第
１入力端に結合させると共に局部発振器を第１及び第２
ミクサの第２入力端に結合させる結合手段と、第１及び
第２ミクサの一方の入力端に対する信号通路に設けられ
、第１及び第２ミクサがそれぞれ直交関係にある第１及
び第２出力を発生するようにする９０°移相器と、第１
及び第２ミクサの出力回路にそれぞれ設けられる第１及
び第２周波数選択手段と、第１周波数選択手段を第３ミ
クサの第１入力端に接続する第１電気通路と、第１周波
数選択手段を第４ミクサの第２入力端に接続する第２電
気通路と、第２周波数選択手段を第４ミクサの第１入力
端に接続する第３電気通路と、第２周波数選択手段を第
３ミクサの第２入力端に接続する第４電気通路と、第１
〜第４電気通路に設けられる微分手段であって、第１及
び第３電気通路における微分手段と第２及び第４電気通
路における微分手段との間に一次微分差があるように第
１〜第４電気通路に設けられる微分手段と、第３及び第
４ミクサの出力端に接続される信号減算手段とを具えて
いることを特徴とする周波数差検出器にある。

本発明は、第３及び第４ミクサの入力端における信号の
いずれもの直流オフセット電圧を阻止することによって
従来の平衡二次相関回路の欠点を大いに低減させること
ができると云う認識に基づいて成したものである。さら
に、信号の微分化は高域通過作用であるため、それは名
菓３及び第４ミクサの双方の入力端に現れるいずれもの
直流オフセット電圧を阻止する固有の特性を有している
。

従って、これら２つのミクサのダイナミックレンジに関
しての要件は先行回路での累積直流オフセット電圧によ
って影響されなくなる。このことからして、累積直流オ
フセット電圧がＦＤＤの出力信号に及ぼす影響は最小と
なる。それでも第３及び第４ミクサと減算手段の存在に
よる直流オフセット電圧がＦＤＤの出力に現れる。

本発明の好適例では、前記第１及び第２電気通路におけ
る少なくとも１個の微分手段をこれら双方の電気通路に
共通とし、かつ前記第３及び第４電気通路における少な
くとも１個の微分手段をこれら第３及び第４電気通路の
双方に共通とする。

このようにすることにより、ＦＤＤの動作に悪影響を及
ぼすことなく２個の微分手段が節約される。

減算手段からの出力信号が入力信号の変動に左程感応し
ないようにするために、第１及び第２ミクサを含む信号
通路に可調整利得増幅器を接続することができる。この
可調整利得増幅器の利得は自動利得制御（ａ、ｇ、ｃ、
）回路によって変更させる。

上記ａ、ｇ、Ｃ，回路の一例は、可調整利得増幅器から
の信号通路における非直流信号の周波数をアンプコンバ
ート（変換）するための第５及び第６の直角位相関係を
もたせたミクサと、これらの第５及び第６ミクサからの
出力を加算するための加算手段と、この加算手段に結合
される信号自乗化回路と、この自乗化回路からの出力中
の直流及び低周波成分を通すための低域通過フィルタと
で構成する。低域通過フィルタからの出力は可調整利得
増幅器用の制御信号を成す。斯種のａ、ｇ、ｃ、回路は
累積直流オフセット電圧によるダイナミックレンジの問
題が回避されると云う利点を有する。

本発明により形成されるＦＤＤは搬送波変調受信機用の
ＦＭ復調機を構成することができる。ＦＤＤからの出力
信号は立方関数から成るため、出力信号を復調するため
には斯かる関数の立方根を得る必要があり、これは実施
するのが容易でない。

立方根をデジタル的に得る１つの手段は、ＦＤＤの出力
をアナログ−デジタル変換器に供給し、この変換器から
のデジタル信号を前記関数の立方根によって形成される
ルック−アップテーブルに供給し、最後にデジタル−ア
ナログ変換器を用いて立方根のデジタル値をアナログ変
調信号に変換するものである。

本発明により形成されるＦＤＤをＦＭ復調器の一部とし
て用いることにより多数の利点が得られる。

これらの利点はつぎに列記するようなことを含む。

１、高域通過機能（直流阻止）は微分器にとっては絶対
的なことであるので、この微分器による構成は所要に応
じ追加する交流結合に対して左程惑応しなくなる。従来
回路における交流結合に関連するＦＭ復調時の「ホール
・イン・スペクトラム」の問題が非常に低減される。こ
のことはアナログ変換器の再生オーディオ信号における
ひずみが低減されることをも意味する。

２、平衡構造のＦＤＤはいずれもの二重の信号通路構成
のものに存在する利得及び位相のずれによる影響を相殺
する。これにより斯種のＦＭ復調器の可聴周波バーホー
マンスも改善されることになる。

以下図面につき本発明を説明する。

第１図に示す本発明による周波数差検出器（ＦＤＤ）は
第１及び第２ミクサ１２．１４を含む直角位相関係にあ
るフロントエンドを具えており、これらミクサの入力端
は入力端子１０及び局部発振器１６に接続する。ミクサ
１２．１４からの出力は互いに直角位相関係となるよう
にし、図示の例ではこれを第２ミクサ１４に供給される
局部発振器信号を移相させることによって行う。或いは
又、入力端子１０と第１又は第２ミクサに対する信号入
力端との間に９０゜移相器を接続することもできる。局
部発振器周波数は入力信号Ｖｉの搬送波周波数と同じと
するか、又は僅かに相違させることができる。低域通過
フイルタ１８．２０は第１及び第２ミクサの出力中にお
ける帯域内信号成分を選択する。フィルタにでろ波され
た信号の振幅値は増幅器２２．２４により調整され、こ
れらの増幅器は信号Ｖｌｌ及びＶ旧を発生し、ここにＩ
は同相であることを意味し、Ｑは直角位相であることを
意味する。

信号ＶＩＩ及びＶＱＩは微分回路２６．２８にて一旦微
分されてから、それぞれ信号ＶＩ２及びＶＯ２として第
３及び第４ミクサ３０．３２の第１入力端にそれぞれ供
給される。これらの信号ＶＩ２及びＶＯ２は微分回路３
４．３６にてそれぞれ微分されてから、信号ＶＩ’ｌ及
びｖＯ′１　として第４及び第３ミクサ３２゜３０の第
２入力端にも供給される。第３及び第４ミクサ３０．３
２の出力Ｖｌ“及びＶＯ２は減算回路３８に供給され、
この回路は出力信号Ｖｏを発生する。

第３および第４ミクサの両入力端に供給される信号を微
分することにより直流オフセット電圧はいずれも阻止さ
れる。その理由は、「微分」は高域通過作用をするから
である。従って、これらのミクサ３０．３２のダイナミ
ックレンジは先行回路段における累積オフセット電圧に
よっては影響されなくなる。出力信号Ｖｏ中に現れる直
流オフセット電圧はミクサ３０．３２及び減算回路３８
によるものだけである。ミクサ３０．３２の第１入力端
に供給される微分信号と、これらのミクサの第２入力端
に供給される微分信号との間には一次微分差があるよう
にする必要がある。

第１図の種々の点に現れる信号は次のように表される。

即ち、 Ｖｉ＝Ｅ−ｃｏｓ（ωｉ　　−ｔ） ＶＩＩ　＝−・ｃｏｓ　（Δω・ｔ） ＶＩ２−−−・Δω・５ｉｎ（Δω・ｔ）＋Δω２　・
　５ｉｎ（Δω・１）） ＶＱＩ　＝　＝ｓｉｎ（Δω・ｔ） ｖ０２＝−・Δω・ｃｏｓ　（Δω・ｔ）一　１４− −Δω２　・　５ｉｎ（Δω・１）） ここにＥは振幅であり、Δωは送信搬送波ω１と局部発
振器信号ω、との間の周波数差、即ちΔω−（ω１−ω
ｉ）である。Ｖｏに対する最終式は、ＦＤＤの出力が慣
例の平衡二次相関器の場合のような（Δω）の代わりに
（Δω）３に比例することを示している。第１図の例に
関連する周波数差Δωでの所定の変化に対する出力の斯
かる変化は非常に大きくなり、このことは望ましい特性
である。このような特性によって第３及び第４ミクサ３
０、３２と、減算回路３８とによる直流オフセットに係
わる残りの問題が低減する。

名筆３及び第４ミクサ３０．３２への入力間に一次微分
差があるようにするには微分回路を種々の形態で形成す
ることができる。第２図は第１図の例とは異なる微分手
段の構成を示し、この場合にはそれぞれ２つの微分回路
４０．４２及び４４．４６を第３及び第４ミクサ３０．
３２の各第１入力端に接続し、一方の微分回路だけ、即
ち微分回路４０及び４４だけを前記ミクサ３０．３２の
第２入力端にそれぞれ接続する。

第３及び第４図もさらに他の構成の微分段を示し、これ
らの例では双方の信号通路に共通の微分回路がないよう
に各信号通路を互いに分離させる。

第３図に示す例では、信号Ｖｌｌ及びＶＱＩをミクサ３
０．３２の第１入力端に供給する前に微分回路４８゜５
０及び５２．５４にてそれぞれ２同機分する。また、上
記信号Ｖｌｌ及びＶＱＩは第４及び第３ミクサ３２゜３
０の第２入力端に供給する前に微分回路５６及び５８に
てそれぞれ１同機分する。

第４図に示す例は第３図の例とは逆の構成となっている
だけであり、従ってここではその構成についての詳細な
説明は省略する。

第３及び第４ミクサ３０．３２の第１及び第２入力端に
おける信号間に一次微分差があり、しかも各信号通路に
少なくとも１個の微分回路があるようにするには、理論
的には各信号通路における微分回路の個数を無制限とす
ることができる。しかし、微分処置は雑音を増大させる
と云うことからして、実際には回路の複雑性及び雑音の
理由のために折衷策を講じる必要がある。

第５図は微分回路を直列コンデンサ６０と、接地される
分路抵抗６２とにより形成する簡単な容量−抵抗回路網
として近似させることができることを示している。微分
は一次関数であるため、微分回路は低域通過フィルタ１
８．２０　（第１図）又は増幅器２２．２４　（第１図
）内に組み込むことができる。

第６図は他の例の微分回路を示し、この微分回路は減算
回路６４により形成し、この回路の一方の入力端子は低
域通過フィルタ１８又は２０（第１図）からの信号通路
に現れる信号を受信すべく接続し、他方の入力端子は上
記信号通路における信号を遅延させる遅延素子６６に接
続する。なお、遅延素子６６による遅延時間τは、それ
に供給される信号中の最高周波数成分の周期よりも遥か
に短くする。

前述したように、減算回路３８（第１図）からの出力信
号ＶｏはＥ２の項を含んでおり、ここにＥはＦＤＤへの
入力電圧である。出力信号Ｖｏを入力信号Ｖｉの変動に
左程感応しなくするために、自動利得制ｗＪ（ａ、ｇ、
ｃ、）回路を設けることができる。

ａ、ｇ、ｃ、回路６８の一例を第７図に示しである。可
調整利得増幅器７０．７２を１及びＱ信号通路における
適当な信号点に設ける。これらの信号点を本例では、動
作原理を示すための単なる一例として低域通過フィルタ
１８．２０の出力端として示しである。

ａ、ｇ、ｃ、回路６８への入力はコンデンサ７４．７６
を経てミクサ７８．８０に結合される信号ＶＩＩ　とＶ
ＱＩとから成り、これらの信号はミクサ７８．８０にて
、これらのミクサ７８．８０に直角位相で供給される例
えば１００ＫＨｚの中間周波数（ＩＦ）に周波数変換（
アップコンバート）される。ミクサ７８．８０の出力を
加算回路８２にて合成する。この合成信号をフィルタ８
４にて帯域通過ろ波し、このフィルタからの出力を乗算
器８６にて自乗、即ちフィルタ８４の出力同志を掛は合
わせる。低域通過フィルタ８８を乗算器８６に接続して
変調によるリプルを除去して直流信号を形成する。低域
通過フィルタ８８からの出力を演算増幅器９０の一方の
入力端子に供給し、他方の入力端子には基準電圧Ｖｒを
供給する。演算増幅器９０からの出力電圧は増幅器７０
．７２に対する直流利得制御信号を成す。帯域通過フィ
ルタ８４からの信号の自乗化は整流器又は対数増幅器を
用いて行うこともできる。

ＦＤＤはＦＭ信号用の復調器として用いることができる
。しかし、ＦＤＩ）の出力信号Ｖｏは入力信号Ｖｉの周
波数の変化に対して直線的とはならず、ｖＯは（Δω）
３に比例するため、元の変調を再生するには特別な信号
処理工程を必要とする。

ＦＤＤの出力Ｖｏに対する式はつぎのように表わすこと
ができる。

Ｖｏ＝ｋ（Δω）３＝ｋ　（ω。＋ω　）３ここにω。

は一定の周波数差であり、またωイは変調信号によって
発生される瞬時周波数であり、ｋは利得定数である。

所望な変調は前弐のＶｏを立方根関数で処置することに
よって再生することができる。これはデジタル的又はア
ナログ的信号処理によって行うことができる。しかし立
方根関数はその処置を実現するのが容易な関数ではなく
、そのデジタル的な例を第８図につき説明する。

ＦＤＤの出力信号Ｖｏを低域通過フィルタ９２にてろ波
して、ライン９５のクロック信号でクロックされるアナ
ログ−デジタル変換器９４に供給する。これにてデジタ
ル化した出力を読取り専用メモリ（ＲＯＭ）９６に供給
する。このＲＯＭ９６は所要の立方関数、即ち ｓ　ｉ　ｇｎ　（Ｖｏ） （Ｖｏ）　””　＝　Ｅｘｐ　（−・ｊ２ｎ（ＩＶｏ　
ｌ　）　）に対するルックアップテーブルとして仕える
。ＲＯＭ９６の出力をデジタル−アナログ変換器９８に
供給し、これによりアナログ立方根信号を形成して、こ
の信号を低域通過フィルタ１００にてろ波し、変調信号
によって形成される出力を発生させる。

上述したＦＤＤをＰＭ復調器として用いることにより、
出力ひずみを低減させる慣例のデュアル　ブランチ　ア
ーキテクチャ（二重枝路構成のもの）よりも２つの利点
を奏する。これら２つの利点とは次のようなことである
。

（１）交流結合によって生ずる「ホール−イン−スペク
トラム」の問題が回避される。

（２）２つのブランチを交差結合することにより、これ
ら２つのブランチの利得及び位相のずれが平衡しなくな
り、従ってこれらの欠陥によって可聴出力に生ずるひず
み及び妨害を低減させることができる。

本発明は上述した例のみに限定されず、幾多の変更を加
え得ること勿論である。このような変更は他の特徴を伴
うことができ、これらの特徴はＦＤＤ及び搬送波変調受
信機並びにそれらの部品の設計、製造及び用途において
既知のことであり、またこれらの特徴は前述した特徴の
代わりに、又はそれらの特徴に加えて用いることができ
る。本出願における特許請求の範囲は種々の特徴の特定
な組合せをまとめたのであるが、本発明の範晴は、その
請求の範囲に記載したと同じ発明に関連するか、否か、
及び本発明に関連すると同じ技術的な問題のいずれか、
又はすべてを軽減するか、否かについて本明細書にて明
白に、又は暗示的に説明したいずれもの新規な特徴又は
新規な組合せ、或いはその一般論的なものを含むことは
明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による周波数差検出器の一例を示すブロ
ック線図、 第２〜第４図は第１図の周波数差検出器に用いられる微
分段の他の例をそれぞれ示すブロック線図、 第５図は微分器を簡単な高域通過容量−抵抗回路網で構
成する例を示す回路図、 第６図は遅延素子と減算器とにより微分器を構成する例
を示すブロック線図、 第７図は本発明による周波数差検出器の第２例を示すブ
ロック線図、 第８図はデジタル復調器の一例を示すブロック線図であ
る。 １０・・・信号入力端子　　　　１２・・・第１ミクサ
１４・・・第２ミクサ　　　　　１６・・・局部発振器
１８、２０・・・低域通過フィルタ ２２、２４・・・増幅器　　　　　２６．２８・・・微
分回路３０・・・第３ミクサ　　　　　３２・・・第４
ミクサ３４、３６・・・微分回路　　　　３８・・・減
算回路４０．４２．４４，４６，４８．５０，５２．５
４，５６．５８・・・微分回路６０・・・コンデンサ　
　　　　６２・・・抵抗６４・・・減算回路　　　　　
　６６・・・遅延素子６８・・・自動利得制御回路 ７０、７２・・・可調整利得増幅器 ７４、７６・・・コンデンサ　　　７８．８０・・・ミ
クサ８２・・・加算回路　　　　　　８４・・・帯域通
過フィルタ８６・・・乗算器　　　　　　　８８・・・
低域通過フィルタ９０・・・演算増幅器　　　　　９２
・・・低域通過フィルタ９４・・・アナログ−デジタル
変換器 ９６・・・読取り専用メモリ ９８・・・デジタル−アナログ変換器 １００・・・低域通過フィルタ 特許出願人　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラ
ンペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、信号入力端子と、局部発振器と、第１及び第２ミク
   サと、前記信号入力端子を第１及び第２ミクサの第１入
   力端に結合させると共に局部発振器を第１及び第２ミク
   サの第２入力端に結合させる結合手段と、第１及び第２
   ミクサの一方の入力端に対する信号通路に設けられ、第
   １及び第２ミクサがそれぞれ直交関係にある第１及び第
   ２出力を発生するようにする９０゜移相器と、第１及び
   第２ミクサの出力回路にそれぞれ設けられる第１及び第
   ２周波数選択手段と、第１周波数選択手段を第３ミクサ
   の第１入力端に接続する第１電気通路と、第１周波数選
   択手段を第４ミクサの第２入力端に接続する第２電気通
   路と、第２周波数選択手段を第４ミクサの第１入力端に
   接続する第３電気通路と、第２周波数選択手段を第３ミ
   クサの第２入力端に接続する第４電気通路と、第１〜第
   ４電気通路に設けられる微分手段であって、第１及び第
   ３電気通路における微分手段と第２及び第４電気通路に
   おける微分手段との間に一次微分差があるように第１〜
   第４電気通路に設けられる微分手段と、第３及び第４ミ
   クサの出力端に接続される信号減算手段とを具えている
   ことを特徴とする周波数差検出器。 ２、前記第１及び第２電気通路における少なくとも１個
   の微分手段をこれら双方の電気通路に共通とし、かつ前
   記第３及び第４電気通路における少なくとも１個の微分
   手段をこれら第３及び第４電気通路の双方に共通とした
   ことを特徴とする請求項１に記載の周波数差検出器。 ３、微分手段を高域通過のコンデンサ−抵抗回路網で構
   成したことを特徴とする請求項１又は２に記載の周波数
   差検出器。 ４、微分手段の各々を第１及び第２入力端を有している
   減算器で構成し、該減算器の第１入力端が目下供給され
   ている信号を受信し、該第１入力端に目下供給されてい
   る信号を受信する入力端を有している遅延素子の出力端
   を前記減算器の第２入力端に接続したことを特徴とする
   請求項１又は２に記載の周波数差検出器。 ５、前記第１及び第２ミクサを含む信号通路にそれぞれ
   設けられる第１及び第２可調整利得増幅器と、出力端が
   前記双方の可調整利得増幅器に接続される自動利得制御
   回路とをさらに具えていることを特徴とする請求項１〜
   ４のいずれかに記載の周波数差検出器。 ６、前記自動利得制御回路が各別の信号通路に容量的に
   結合される第１及び第２入力端を有することを特徴とす
   る請求項５に記載の周波数差検出器。 ７、前記自動利得制御回路が、該回路の第１及び第２入
   力端にそれぞれ接続される第１入力端と、直角位相関係
   にある中間周波搬送波信号を受信するための第２入力端
   とを有している第５及び第６ミクサと、これらの第５及
   び第６ミクサの出力を加算する加算手段と、該加算手段
   の出力に結合される信号自乗手段と、該自乗手段からの
   出力信号の内から前記可調整利得増幅器用の制御信号を
   成す直流成分を通過させるための低域通過フィルタ手段
   とを具えていることを特徴とする請求項６に記載の周波
   数差検出器。 ８、請求項１〜７のいずれか１つに記載の周波数差検出
   器を含むＦＭ復調器を有している搬送波変調受信機。 ９、周波数差検出器の出力信号が立方関数から成り、か
   つ変調信号が前記立方関数の立方根をとることによって
   再生されるようにしたことを特徴とする請求項８に記載
   の受信機。 １０、周波数差検出器の出力をアナログ−デジタル変換
   器及びデジタル−アナログ変換器を具えているデジタル
   式の立方根回路に供給し、前記アナログ−デジタル変換
   器の出力を前記立方関数の立方根を含むルックアップテ
   ーブルに接続し、変調信号用の出力端を有している前記
   デジタル−アナログ変換器を前記ルックアップテーブル
   に結合させたことを特徴とする請求項９に記載の受信機
   。