JP7627582B2

JP7627582B2 - Power Supplies

Info

Publication number: JP7627582B2
Application number: JP2021036284A
Authority: JP
Inventors: 規昭山田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2021-03-08
Filing date: 2021-03-08
Publication date: 2025-02-06
Anticipated expiration: 2041-03-08
Also published as: JP2022136594A

Description

本発明は、電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device.

特許文献１には、力率改善回路と、電流共振コンバータと、を含む、スイッチング電源装置が記載されている。 Patent document 1 describes a switching power supply device that includes a power factor correction circuit and a current resonant converter.

特開２０１２－２４９３６３号公報JP 2012-249363 A

力率改善回路の出力電圧を適切に設定すると、電流共振コンバータは、目標の出力電圧、出力電流を出力できる(出不足なし)。しかし、力率改善回路の出力電圧を低く設定すると、電流共振コンバータは、目標の出力電圧、出力電流を出力できない（出不足あり）。 When the output voltage of the power factor correction circuit is set appropriately, the current resonant converter can output the target output voltage and output current (no insufficient output). However, when the output voltage of the power factor correction circuit is set low, the current resonant converter cannot output the target output voltage and output current (insufficient output).

電流共振コンバータの効率は、共振周波数で最も高くなる。力率改善回路の出力電圧を高く設定すると、電流共振コンバータは、目標の出力電圧、出力電流を出力できるが(出不足なし)、スイッチング周波数が共振周波数よりも高くなるので、効率が低下する。 The efficiency of a current resonant converter is highest at the resonant frequency. If the output voltage of the power factor correction circuit is set high, the current resonant converter can output the target output voltage and output current (no shortage of output), but the switching frequency will be higher than the resonant frequency, so efficiency will decrease.

特許文献１では、力率改善回路の出力電圧を軽負荷時だけ低下させる。従って、重負荷時などの動作時に、電流共振コンバータの回路定数ばらつきを加味し、力率改善回路の出力電圧を、電流共振コンバータが最も高効率となる電圧に設定できておらず、電流共振コンバータの効率の低下が生じ得る。 In Patent Document 1, the output voltage of the power factor correction circuit is reduced only under light load. Therefore, when operating under heavy load, the output voltage of the power factor correction circuit cannot be set to the voltage at which the current resonant converter is most efficient, taking into account the variation in the circuit constants of the current resonant converter, and this can result in a decrease in the efficiency of the current resonant converter.

本発明は、効率の低下を抑制することが可能な電源装置を提供することを目的とする。 The present invention aims to provide a power supply device that can suppress a decrease in efficiency.

本発明の一態様の電源装置は、
入力される交流電力の力率を改善する力率改善回路と、
前記力率改善回路の出力電圧を変換して出力するＤＣ－ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング動作を制御するＤＣ－ＤＣコンバータ制御部と、
前記ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング周波数に基づいて、前記力率改善回路の出力電圧の目標値を算出する目標値算出部と、
前記力率改善回路の出力電圧が前記目標値となるように前記力率改善回路のスイッチング動作を制御する力率改善回路制御部と、
を備える、
ことを特徴とする。 A power supply device according to one aspect of the present invention comprises:
A power factor correction circuit that corrects the power factor of the input AC power;
a DC-DC converter that converts the output voltage of the power factor correction circuit and outputs the converted output voltage;
a DC-DC converter control unit for controlling a switching operation of the DC-DC converter;
a target value calculation unit that calculates a target value of an output voltage of the power factor correction circuit based on a switching frequency of the DC-DC converter;
a power factor correction circuit control unit that controls a switching operation of the power factor correction circuit so that the output voltage of the power factor correction circuit becomes the target value;
Equipped with
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記目標値算出部は、
前記スイッチング周波数が、第１周波数閾値以上の場合には、前回の制御タイミングでの前記目標値から正の第１定数を減算することにより、今回の制御タイミングでの前記目標値を算出する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The target value calculation unit
When the switching frequency is equal to or higher than a first frequency threshold, the target value at the current control timing is calculated by subtracting a positive first constant from the target value at the previous control timing.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記目標値算出部は、
前記スイッチング周波数が、前記第１周波数閾値未満の場合には、前回の制御タイミングでの前記目標値に正の第２定数を加算することにより、今回の制御タイミングでの前記目標値を算出する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The target value calculation unit
When the switching frequency is lower than the first frequency threshold, the target value at the current control timing is calculated by adding a positive second constant to the target value at the previous control timing.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記目標値算出部は、
前記スイッチング周波数が、前記第１周波数閾値より小さい第２周波数閾値未満の場合には、前回の制御タイミングでの前記目標値に正の第３定数を加算することにより、今回の制御タイミングでの前記目標値を算出する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The target value calculation unit
When the switching frequency is less than a second frequency threshold value that is smaller than the first frequency threshold value, the target value at the current control timing is calculated by adding a positive third constant to the target value at the previous control timing.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記第２定数は、
前記第１定数に、１よりも大きな第１係数を乗算した値である、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The second constant is
The first constant is multiplied by a first coefficient greater than 1.
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記第３定数は、
前記第１定数に、前記第１係数よりも大きな第２係数を乗算した値である、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The third constant is
a value obtained by multiplying the first constant by a second coefficient greater than the first coefficient;
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記ＤＣ－ＤＣコンバータは、電流共振コンバータであり、
前記第２周波数閾値は、前記電流共振コンバータの共振周波数よりも大きい、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The DC-DC converter is a current resonant converter,
the second frequency threshold is greater than a resonant frequency of the current resonant converter;
It is characterized by:

前記電源装置において、
前記目標値算出部は、
比例、積分若しくは微分又はこれらの組み合わせの制御によって、前記力率改善回路の出力電圧の目標値を算出し、
前記スイッチング周波数に基づいて、前記制御の制御定数を変更する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The target value calculation unit
Calculating a target value of an output voltage of the power factor correction circuit by proportional, integral, or differential control or a combination thereof;
changing a control constant of the control based on the switching frequency;
It is characterized by:

本発明の一態様の電源装置は、効率の低下を抑制することができるという効果を奏する。 The power supply device of one aspect of the present invention has the effect of suppressing a decrease in efficiency.

図１は、第１の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a power supply device according to a first embodiment. 図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング周波数の一例を示す波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing an example of the switching frequency of the DC-DC converter. 図３は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a power supply device according to the second embodiment. 図４は、第３の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to the third embodiment. 図５は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a power supply device according to the fourth embodiment.

以下に、本発明の電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。 Below, an embodiment of the power supply device of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to this embodiment.

＜第１の実施の形態＞
（全体構成）
図１は、第１の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１は、交流入力電圧の供給を電源２から受けて、直流の出力電圧又は出力電流を負荷３に出力する。 First Embodiment
(Overall composition)
1 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a first embodiment. The power supply device 1 receives an AC input voltage from a power source 2 and outputs a DC output voltage or output current to a load 3.

電源装置１は、整流回路４と、チョークコイル５と、力率改善（Power Factor Correction：ＰＦＣ）回路６と、ＤＣ－ＤＣコンバータ７と、制御装置８と、を含む。 The power supply device 1 includes a rectifier circuit 4, a choke coil 5, a power factor correction (PFC) circuit 6, a DC-DC converter 7, and a control device 8.

整流回路４は、ブリッジダイオードとするが、本開示はこれに限定されない。 The rectifier circuit 4 is a bridge diode, but the present disclosure is not limited to this.

整流回路４は、ダイオード４ａから４ｄまでを含む。ダイオード４ａのアノードは、ダイオード４ｂのカソードに電気的に接続されている。ダイオード４ｃのアノードは、ダイオード４ｄのカソードに電気的に接続されている。ダイオード４ａのカソードは、ダイオード４ｃのカソードに電気的に接続されている。ダイオード４ｂのアノードは、ダイオード４ｄのアノードに電気的に接続されている。 The rectifier circuit 4 includes diodes 4a to 4d. The anode of diode 4a is electrically connected to the cathode of diode 4b. The anode of diode 4c is electrically connected to the cathode of diode 4d. The cathode of diode 4a is electrically connected to the cathode of diode 4c. The anode of diode 4b is electrically connected to the anode of diode 4d.

ダイオード４ａのアノードとダイオード４ｂのカソードとの接続点が、整流回路４の一方の入力端子である。ダイオード４ｃのアノードとダイオード４ｄのカソードとの接続点が、整流回路４の他方の入力端子である。整流回路４の２つの入力端子は、電源２に電気的に接続されている。 The connection point between the anode of diode 4a and the cathode of diode 4b is one input terminal of the rectifier circuit 4. The connection point between the anode of diode 4c and the cathode of diode 4d is the other input terminal of the rectifier circuit 4. The two input terminals of the rectifier circuit 4 are electrically connected to the power source 2.

ダイオード４ａのカソードとダイオード４ｃのカソードとの接続点が、整流回路４の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオード４ｂのアノードとダイオード４ｄのアノードとの接続点が、整流回路４の他方（低電位側）の出力端子である。 The connection point between the cathode of diode 4a and the cathode of diode 4c is one output terminal (high potential side) of rectifier circuit 4. The connection point between the anode of diode 4b and the anode of diode 4d is the other output terminal (low potential side) of rectifier circuit 4.

整流回路４は、電源２から入力される交流入力電圧を全波整流して、力率改善回路６に出力する。 The rectifier circuit 4 full-wave rectifies the AC input voltage input from the power source 2 and outputs it to the power factor correction circuit 6.

力率改善回路６は、ダイオード６ａと、トランジスタ６ｂと、コンデンサ６ｃと、を含む。 The power factor correction circuit 6 includes a diode 6a, a transistor 6b, and a capacitor 6c.

なお、本開示では、各トランジスタがＭＯＳＦＥＴであることとしたが、これに限定されない。各トランジスタは、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイス、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などでも良い。 In this disclosure, each transistor is described as a MOSFET, but is not limited to this. Each transistor may be a silicon power device, a GaN power device, a SiC power device, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), etc.

各トランジスタは、寄生ダイオード（ボディダイオード）を有する。寄生ダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴのバックゲートとソース及びドレインとの間のｐｎ接合である。寄生ダイオードは、トランジスタのオフ時の過渡的な逆起電力を逃すためのフリーホイールダイオードとして利用可能である。寄生ダイオードに加えて、各トランジスタのドレインとソース間にダイオード素子を付加しても良い。 Each transistor has a parasitic diode (body diode). A parasitic diode is a pn junction between the back gate and the source and drain of a MOSFET. The parasitic diode can be used as a freewheeling diode to release the transient back electromotive force when the transistor is turned off. In addition to the parasitic diode, a diode element may be added between the drain and source of each transistor.

ダイオード６ａのアノードは、トランジスタ６ｂのドレインに電気的に接続されている。 The anode of diode 6a is electrically connected to the drain of transistor 6b.

トランジスタ６ｂは、制御装置８により、オン状態又はオフ状態に制御される。 Transistor 6b is controlled to be on or off by control device 8.

ダイオード６ａのカソードは、コンデンサ６ｃの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランジスタ６ｂのソースは、コンデンサ６ｃの他端（低電位側端）に電気的に接続されている。 The cathode of diode 6a is electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 6c. The source of transistor 6b is electrically connected to the other end (low potential end) of capacitor 6c.

ダイオード６ａのアノードとトランジスタ６ｂのドレインとの接続点が、力率改善回路６の一方の入力端子である。トランジスタ６ｂのソースとコンデンサ６ｃの他端との接続点が、力率改善回路６の他方の入力端子である。コンデンサ６ｃの両端が、力率改善回路６の出力端子である。 The connection point between the anode of the diode 6a and the drain of the transistor 6b is one input terminal of the power factor correction circuit 6. The connection point between the source of the transistor 6b and the other end of the capacitor 6c is the other input terminal of the power factor correction circuit 6. Both ends of the capacitor 6c are the output terminals of the power factor correction circuit 6.

力率改善回路６の一方の入力端子は、チョークコイル５を介して、整流回路４の一方の出力端子に電気的に接続されている。力率改善回路６の他方の入力端子は、整流回路４の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One input terminal of the power factor correction circuit 6 is electrically connected to one output terminal of the rectifier circuit 4 via the choke coil 5. The other input terminal of the power factor correction circuit 6 is electrically connected to the other output terminal of the rectifier circuit 4.

力率改善回路６内のトランジスタ６ｂがオン状態に制御されると、電流が整流回路４→チョークコイル５→トランジスタ６ｂ→整流回路４の経路に流れる。これにより、チョークコイル５にエネルギが蓄えられる。 When the transistor 6b in the power factor correction circuit 6 is controlled to the on state, a current flows from the rectifier circuit 4 to the choke coil 5 to the transistor 6b to the rectifier circuit 4. This causes energy to be stored in the choke coil 5.

力率改善回路６内のトランジスタ６ｂがオフ状態に制御されると、電流が整流回路４→チョークコイル５→ダイオード６ａ→コンデンサ６ｃ→整流回路４の経路に流れる。これにより、力率改善回路６内のコンデンサ６ｃが蓄電される。 When the transistor 6b in the power factor correction circuit 6 is controlled to the off state, a current flows from the rectifier circuit 4 to the choke coil 5 to the diode 6a to the capacitor 6c to the rectifier circuit 4. This causes the capacitor 6c in the power factor correction circuit 6 to store electricity.

ＤＣ－ＤＣコンバータ７は、トランス駆動回路１１と、トランス１２と、整流回路１３と、コンデンサ１４と、を含む。 The DC-DC converter 7 includes a transformer drive circuit 11, a transformer 12, a rectifier circuit 13, and a capacitor 14.

ＤＣ－ＤＣコンバータ７は、ハーフブリッジ型の電流共振コンバータ（ＬＬＣコンバータ）とするが、本開示はこれに限定されない。 The DC-DC converter 7 is a half-bridge current resonant converter (LLC converter), but the present disclosure is not limited to this.

トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａ及び１１ｂと、コンデンサ１１ｃ及び１１ｄと、を含む。第１の実施の形態では、トランス駆動回路１１は、ハーフブリッジ回路である。 The transformer driving circuit 11 includes transistors 11a and 11b and capacitors 11c and 11d. In the first embodiment, the transformer driving circuit 11 is a half-bridge circuit.

トランジスタ１１ａ及び１１ｂの各々は、制御装置８によってオン状態又はオフ状態に制御される。 Each of the transistors 11a and 11b is controlled to be in an on or off state by the control device 8.

トランジスタ１１ａのソースは、トランジスタ１１ｂのドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１１ａのドレインは、コンデンサ１１ｃの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。コンデンサ１１ｃの他端（低電位側端）は、コンデンサ１１ｄの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランジスタ１１ｂのソースは、コンデンサ１１ｄの他端（低電位側端）に電気的に接続されている。 The source of transistor 11a is electrically connected to the drain of transistor 11b. The drain of transistor 11a is electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 11c. The other end (low potential end) of capacitor 11c is electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 11d. The source of transistor 11b is electrically connected to the other end (low potential end) of capacitor 11d.

トランジスタ１１ａのドレインとコンデンサ１１ｃの一端との接続点が、トランス駆動回路１１の一方の入力端子である。トランジスタ１１ｂのソースとコンデンサ１１ｄの他端との接続点が、トランス駆動回路１１の他方の入力端子である。 The connection point between the drain of transistor 11a and one end of capacitor 11c is one input terminal of the transformer drive circuit 11. The connection point between the source of transistor 11b and the other end of capacitor 11d is the other input terminal of the transformer drive circuit 11.

トランス駆動回路１１の一方の入力端子は、力率改善回路６内のコンデンサ６ｃの一端に電気的に接続されている。トランス駆動回路１１の他方の入力端子は、コンデンサ６ｃの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the transformer driving circuit 11 is electrically connected to one end of the capacitor 6c in the power factor correction circuit 6. The other input terminal of the transformer driving circuit 11 is electrically connected to the other end of the capacitor 6c.

トランス駆動回路１１の２つの入力端子には、力率改善回路６内のコンデンサ６ｃの電圧が入力される。 The voltage of capacitor 6c in the power factor correction circuit 6 is input to the two input terminals of the transformer drive circuit 11.

コンデンサ１１ｃの他端とコンデンサ１１ｄの一端との接続点が、トランス駆動回路１１の一方の出力端子である。トランジスタ１１ａのソースとトランジスタ１１ｂのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１の他方の出力端子である。 The connection point between the other end of capacitor 11c and one end of capacitor 11d is one output terminal of the transformer drive circuit 11. The connection point between the source of transistor 11a and the drain of transistor 11b is the other output terminal of the transformer drive circuit 11.

トランス１２は、１次巻線１２ａと、２次巻線１２ｂと、コア１２ｃと、を含む。１次巻線１２ａ及び２次巻線１２ｂは、コア１２ｃに巻回されている。 The transformer 12 includes a primary winding 12a, a secondary winding 12b, and a core 12c. The primary winding 12a and the secondary winding 12b are wound around the core 12c.

ＤＣ－ＤＣコンバータ７は、トランス駆動回路１１とトランス１２との間に、インダクタンス１２ｅを含む。インダクタンス１２ｅは、トランス１２に含まれても良い。 The DC-DC converter 7 includes an inductance 12e between the transformer drive circuit 11 and the transformer 12. The inductance 12e may be included in the transformer 12.

１次巻線１２ａは、励磁インダクタンス１２ｄを含む。１次巻線１２ａの一端は、トランス駆動回路１１の一方の出力端子に電気的に接続されている。１次巻線１２ａの他端は、トランス駆動回路１１の他方の出力端子に電気的に接続されている。なお、励磁インダクタンス１２ｄでは不足の場合は、インダクタンスを有する素子を更に付加しても良い。 The primary winding 12a includes an excitation inductance 12d. One end of the primary winding 12a is electrically connected to one output terminal of the transformer drive circuit 11. The other end of the primary winding 12a is electrically connected to the other output terminal of the transformer drive circuit 11. If the excitation inductance 12d is insufficient, an element having an inductance may be further added.

トランス駆動回路１１は、正方向の直流電圧、負方向の直流電圧、又は、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。共振電圧は、トランジスタ１１ａ及び１１ｂの容量成分と、インダクタンス成分（インダクタンス１２ｅ及び励磁インダクタンス１２ｄ）とによるＬＣ共振で生じる電圧である。 The transformer drive circuit 11 outputs a positive DC voltage, a negative DC voltage, or a resonant voltage to the primary winding 12a of the transformer 12. The resonant voltage is a voltage generated by LC resonance between the capacitance components of the transistors 11a and 11b and the inductance components (inductance 12e and excitation inductance 12d).

例えば、トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａがオフ状態、且つ、トランジスタ１１ｂがオン状態の場合、正方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistor 11a is in the off state and transistor 11b is in the on state, the transformer driving circuit 11 outputs a positive DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａがオン状態、且つ、トランジスタ１１ｂがオフ状態の場合、負方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistor 11a is on and transistor 11b is off, the transformer drive circuit 11 outputs a negative DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１は、トランジスタ１１ａがオフ状態、且つ、トランジスタ１１ｂがオフ状態の場合、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistor 11a is in the off state and transistor 11b is in the off state, transformer drive circuit 11 outputs a resonant voltage to primary winding 12a of transformer 12.

整流回路１３は、ダイオード１３ａ及び１３ｂを含む。ダイオード１３ａのアノードは、トランス１２の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。ダイオード１３ｂのアノードは、トランス１２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 The rectifier circuit 13 includes diodes 13a and 13b. The anode of the diode 13a is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the transformer 12. The anode of the diode 13b is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the transformer 12.

ダイオード１３ａのカソード及びダイオード１３ｂのカソードは、コンデンサ１４の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。コンデンサ１４の他端（低電位側端）は、トランス１２の２次巻線１２ｂの中点に電気的に接続されている。 The cathode of diode 13a and the cathode of diode 13b are electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 14. The other end (low potential end) of capacitor 14 is electrically connected to the midpoint of secondary winding 12b of transformer 12.

整流回路１３は、トランス１２の２次巻線１２ｂに励磁される電圧を整流して、コンデンサ１４に出力する。コンデンサ１４は、整流回路１３で整流された電圧を平滑化する。整流回路１３は、同期整流スイッチング素子で構成されても良い。 The rectifier circuit 13 rectifies the voltage excited in the secondary winding 12b of the transformer 12 and outputs it to the capacitor 14. The capacitor 14 smoothes the voltage rectified by the rectifier circuit 13. The rectifier circuit 13 may be composed of a synchronous rectifier switching element.

コンデンサ１４の一端は、負荷３の一端（例えば、リチウムイオン電池の正極）に電気的に接続されている。コンデンサ１４の他端は、負荷３の他端（例えば、リチウムイオン電池の負極）に電気的に接続されている。負荷３には、コンデンサ１４で平滑化された直流電圧が入力される。 One end of the capacitor 14 is electrically connected to one end of the load 3 (e.g., the positive electrode of a lithium ion battery). The other end of the capacitor 14 is electrically connected to the other end of the load 3 (e.g., the negative electrode of a lithium ion battery). A DC voltage smoothed by the capacitor 14 is input to the load 3.

制御装置８は、第１プロセッサ２１及び第２プロセッサ２２を含む。なお、制御装置８は２個のプロセッサで構成されることとしたが、本開示はこれに限定されない。制御装置８は、１個のプロセッサで構成されても良い。 The control device 8 includes a first processor 21 and a second processor 22. Note that although the control device 8 is described as being configured with two processors, the present disclosure is not limited to this. The control device 8 may be configured with a single processor.

第１プロセッサ２１及び第２プロセッサ２２の各々は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等が例示されるが、本開示はこれらに限定されない。 Each of the first processor 21 and the second processor 22 may be exemplified by a DSP (Digital Signal Processor), a CPU (Central Processing Unit), etc., but the present disclosure is not limited thereto.

第１プロセッサ２１は、プログラムを実行することにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ制御部２１ａ及び目標値算出部２１ｂを実現する。第２プロセッサ２２は、プログラムを実行することにより、力率改善回路制御部２２ａを実現する。 The first processor 21 executes a program to realize a DC-DC converter control unit 21a and a target value calculation unit 21b. The second processor 22 executes a program to realize a power factor correction circuit control unit 22a.

ＤＣ－ＤＣコンバータ制御部２１ａは、スイッチング制御信号Ｓ_１をＤＣ－ＤＣコンバータ７のトランジスタ１１ａ及び１１ｂのゲートに出力することにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング動作を制御する。ＤＣ－ＤＣコンバータ制御部２１ａは、スイッチング制御信号Ｓ_１のスイッチング周波数を表す周波数信号Ｓ_２を、目標値算出部２１ｂに出力する。 The DC-DC converter control unit 21a controls the switching operation of the DC-DC converter 7 by outputting a switching control signal _S1 to the gates of the transistors 11a and 11b of the DC-DC converter 7. The DC-DC converter control unit 21a outputs a frequency signal _S2 representing the switching frequency of the switching control signal _S1 to the target value calculation unit 21b.

目標値算出部２１ｂは、周波数信号Ｓ_２に基づいて、力率改善回路６の出力電圧の目標値を算出する。目標値算出部２１ｂは、力率改善回路６の出力電圧の目標値を表す目標値信号Ｓ_３を、力率改善回路制御部２２ａに出力する。 The target value calculation unit 21b calculates a target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 based on the frequency signal _S2 . The target value calculation unit 21b outputs a target value signal _S3 representing the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 to the power factor correction circuit control unit 22a.

力率改善回路制御部２２ａは、目標値信号Ｓ_３に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ_４を力率改善回路６のトランジスタ６ｂのゲートに出力することにより、力率改善回路６の出力電圧が目標値となるように力率改善回路６のスイッチング動作を制御する。 The power factor correction circuit control unit 22a outputs a switching control signal _S4 to the gate of the transistor 6b of the power factor correction circuit 6 based on the target value signal _S3 , thereby controlling the switching operation of the power factor correction circuit 6 so that the output voltage of the power factor correction circuit 6 becomes the target value.

なお、目標値算出部２１ｂは、第２プロセッサ２２によって実現されても良い。但し、その場合、第２プロセッサ２２が周波数信号Ｓ_２を第１プロセッサ２１から受けて目標値信号Ｓ_３を算出するまでのタイムラグがある。一方、本実施の形態のように、目標値算出部２１ｂが第１プロセッサ２１によって実現されることとすると、第１プロセッサ２１は、スイッチング制御信号Ｓ_１を生成する過程でスイッチング周波数が判明しているので、目標値信号Ｓ_３を算出するまでのタイムラグを抑制できる。 The target value calculation unit 21b may be realized by the second processor 22. In that case, however, there is a time lag between when the second processor 22 receives the frequency signal _S2 from the first processor 21 and when it calculates the target value signal _S3 . On the other hand, if the target value calculation unit 21b is realized by the first processor 21 as in this embodiment, the first processor 21 knows the switching frequency in the process of generating the switching control signal _S1 , so that the time lag until the target value signal _S3 is calculated can be suppressed.

（制御動作）
図２は、ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング周波数の一例を示す波形図である。図２において、横軸は、時間を表し、縦軸は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数を表す。波形１００は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆの時間変化を表す。波形１００上の複数の点は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆの、制御装置８の制御タイミングでのサンプリング値である。 (Control Action)
Fig. 2 is a waveform diagram showing an example of the switching frequency of a DC-DC converter. In Fig. 2, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the switching frequency of the DC-DC converter 7. A waveform 100 represents the change over time in the switching frequency f of the DC-DC converter 7. A number of points on the waveform 100 represent sampled values of the switching frequency f of the DC-DC converter 7 at the control timing of the control device 8.

力率改善回路６の出力電圧は、電源２の周波数の２倍の周波数で変動するので、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆも、電源２の周波数の２倍の周波数で変動する。波形１００の１周期Ｔは、電源２の１周期の２分の１である。 Since the output voltage of the power factor correction circuit 6 fluctuates at twice the frequency of the power supply 2, the switching frequency f of the DC-DC converter 7 also fluctuates at twice the frequency of the power supply 2. One period T of the waveform 100 is half the period of the power supply 2.

ＤＣ－ＤＣコンバータ制御部２１ａは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆを表す周波数信号Ｓ_２を、目標値算出部２１ｂに出力する。目標値算出部２１ｂは、周波数信号Ｓ_２、つまりスイッチング周波数ｆに基づいて、力率改善回路６の出力電圧の目標値を算出する。目標値算出部２１ｂは、力率改善回路６の出力電圧の目標値を表す目標値信号Ｓ_３を、力率改善回路制御部２２ａに出力する。力率改善回路制御部２２ａは、目標値信号Ｓ_３、つまり、力率改善回路６の出力電圧の目標値に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ_４を力率改善回路６に出力することにより、力率改善回路６の出力電圧が目標値となるように力率改善回路６のスイッチング動作を制御する。 The DC-DC converter control unit 21a outputs a frequency signal _S2 representing the switching frequency f of the DC-DC converter 7 to the target value calculation unit 21b. The target value calculation unit 21b calculates a target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 based on the frequency signal _S2 , i.e., the switching frequency f. The target value calculation unit 21b outputs a target value signal _S3 representing the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 to the power factor correction circuit control unit 22a. The power factor correction circuit control unit 22a outputs a switching control signal _S4 to the power factor correction circuit 6 based on the target value signal _S3 , i.e., the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6, thereby controlling the switching operation of the power factor correction circuit 6 so that the output voltage of the power factor correction circuit 6 becomes the target value.

一例として、出力電流を途切れさせない連続モードの場合、第２周波数閾値Ｔｈ_２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７の共振周波数ｆｒｅｓ（例えば、６０ｋＨｚ）よりも少し大きな値（例えば、６５ｋＨｚ）に設定される。第１周波数閾値Ｔｈ_１は、第２周波数閾値Ｔｈ_２よりも少し大きな値（例えば、７０ｋＨｚ）に設定される。 As an example, in the case of a continuous mode in which the output current is not interrupted, the second frequency threshold _Th2 is set to a value (e.g., 65 kHz) slightly larger than the resonance frequency fres (e.g., 60 kHz) of the DC-DC converter 7. The first frequency threshold _Th1 is set to a value (e.g., 70 kHz) slightly larger than the second frequency threshold _Th2 .

本開示において、「少し大きな」とは、１ｋＨｚから１０ｋＨｚ程度大きいことが例示される。好ましくは、３ｋＨｚから７ｋＨｚ程度大きいことが例示される。より好ましくは、５ｋＨｚ程度大きいことが例示される。但し、本開示は、これらに限定されない。 In the present disclosure, "slightly larger" is exemplified by approximately 1 kHz to 10 kHz larger. Preferably, it is exemplified by approximately 3 kHz to 7 kHz larger. More preferably, it is exemplified by approximately 5 kHz larger. However, the present disclosure is not limited to these.

なお、出力電流を途切れさせる不連続モードも可能である。つまり、第２周波数閾値Ｔｈ_２は、共振周波数ｆｒｅｓ以下に設定されることも可能である。 A discontinuous mode in which the output current is interrupted is also possible. In other words, the second frequency threshold _Th2 can be set to a value equal to or lower than the resonance frequency fres.

目標値算出部２１ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１以上の場合（図２中の領域１０１）、次の式（１）により、今回の制御タイミングでの力率改善回路６の出力電圧の目標値を算出する。式（１）において、第１定数は、正の値である。
（今回の力率改善回路６の出力電圧の目標値）
＝（前回の力率改善回路６の出力電圧の目標値）－（第１定数）・・・（１） When the switching frequency f of the DC-DC converter 7 is equal to _or higher than the first frequency threshold Th1 (area 101 in FIG. 2), the target value calculation unit 21b calculates the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 at the current control timing by the following formula (1). In formula (1), the first constant is a positive value.
(The current target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6)
= (previous target value of output voltage of power factor correction circuit 6) - (first constant) (1)

これにより、力率改善回路６の出力電圧の目標値は、緩やかに下降する。 As a result, the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 gradually decreases.

目標値算出部２１ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１未満且つ第２周波数閾値Ｔｈ_２以上の場合（図２中の領域１０２）、次の式（２）により、今回の制御タイミングでの力率改善回路６の出力電圧の目標値を算出する。
（今回の力率改善回路６の出力電圧の目標値）
＝（前回の力率改善回路６の出力電圧の目標値）＋（第２定数）・・・（２） When the switching frequency f of the DC-DC converter 7 is less than the first frequency threshold value _Th1 and is greater than or equal to the second frequency threshold value _Th2 (area 102 in FIG. 2), the target value calculation unit 21b calculates the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 at the current control timing by the following equation (2).
(The current target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6)
= (previous target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6) + (second constant) (2)

式（２）において、第２定数は、正の値であり、例えば、（第１定数）×（第１係数Ｋ１）が例示される。第１係数Ｋ１は、「１」より大きな値であり、「５」から「３５」程度が例示される。より好ましくは、「１５」から「２５」程度が例示される。更に好ましくは、「２０」程度が例示される。但し、本開示は、これらに限定されない。 In formula (2), the second constant is a positive value, and is exemplified, for example, by (first constant) x (first coefficient K1). The first coefficient K1 is a value greater than "1", and is exemplified as being approximately "5" to "35". More preferably, it is exemplified as being approximately "15" to "25". Even more preferably, it is exemplified as being approximately "20". However, the present disclosure is not limited to these.

これにより、力率改善回路６の出力電圧の目標値は、急速に上昇する。 As a result, the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 rises rapidly.

目標値算出部２１ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆが第２周波数閾値Ｔｈ_２未満の場合（図２中の領域１０３）、次の式（３）により、今回の制御タイミングでの力率改善回路６の出力電圧の目標値を算出する。
（今回の力率改善回路６の出力電圧の目標値）
＝（前回の力率改善回路６の出力電圧の目標値）＋（第３定数）・・・（３） When the switching frequency f of the DC-DC converter 7 is less than the second frequency threshold _Th2 (area 103 in Figure 2), the target value calculation unit 21b calculates the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 at the current control timing using the following equation (3).
(The current target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6)
= (previous target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6) + (third constant) (3)

式（３）において、第３定数は、正の値であり、例えば、（第１定数）×（第２係数Ｋ２）が例示される。第２係数Ｋ２は、第１係数Ｋ１より大きな値であり、「２５」から「５５」程度が例示される。より好ましくは、「３５」から「４５」程度が例示される。更に好ましくは、「４０」程度が例示される。但し、本開示は、これらに限定されない。 In formula (3), the third constant is a positive value, and is exemplified as, for example, (first constant) x (second coefficient K2). The second coefficient K2 is a value larger than the first coefficient K1, and is exemplified as approximately "25" to "55". More preferably, it is exemplified as approximately "35" to "45". Even more preferably, it is exemplified as approximately "40". However, the present disclosure is not limited to these.

これにより、力率改善回路６の出力電圧の目標値は、更に急速に上昇する。これにより、出不足を抑制でき、応答を早くできる。 As a result, the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 increases even more rapidly. This makes it possible to prevent insufficient output and speed up the response.

第１定数、第２定数（つまり、第１係数Ｋ１）、第３定数（つまり、第２係数Ｋ２）は、負荷急変、起動時のソフトスタート等に対応できるように、回路を構成する素子の素子値、必要とされる応答性能等に基づいて、予め設定される。 The first constant, the second constant (i.e., the first coefficient K1), and the third constant (i.e., the second coefficient K2) are preset based on the element values of the elements constituting the circuit, the required response performance, etc., so as to be able to respond to sudden load changes, soft starts at startup, etc.

（効果）
電流共振コンバータの効率は、共振周波数で最も高くなる。制御装置８は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１に近づく方向に変化するように、力率改善回路６の出力電圧を制御する。これにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ７は、第１周波数閾値Ｔｈ_１に近づくように動作する。従って、電源装置１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７の効率の低下を抑制できる。 (effect)
The efficiency of the current resonant converter is highest at the resonant frequency. The control device 8 controls the output voltage of the power factor correction circuit 6 so that the switching frequency f of the DC-DC converter 7 changes in a direction approaching the first frequency threshold value _Th1 . This causes the DC-DC converter 7 to operate so as to approach the first frequency threshold value _Th1 . Therefore, the power supply device 1 can suppress a decrease in the efficiency of the DC-DC converter 7.

また、制御装置８は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１未満の場合、力率改善回路６の出力電圧の目標値を急速に上昇させる。更に、制御装置８は、ＤＣ－ＤＣコンバータ７のスイッチング周波数ｆが第２周波数閾値Ｔｈ_２未満の場合、力率改善回路６の出力電圧の目標値を更に急速に上昇させる。これにより、電源装置１は、出不足を抑制でき、応答を早くできる。 Furthermore, when the switching frequency f of the DC-DC converter 7 is less than the first frequency threshold value _Th1 , the control device 8 rapidly increases the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6. Furthermore, when the switching frequency f of the DC-DC converter 7 is less than the second frequency threshold value _Th2 , the control device 8 further rapidly increases the target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6. This allows the power supply device 1 to suppress output shortages and to respond quickly.

（変形例）
上記では、目標値算出部２１ｂが、スイッチング周波数ｆに基づいて、前回の力率改善回路６の出力電圧の目標値から第１定数を減じたり、第２定数を加えたり、第３定数を加えたりすることにより、今回の力率改善回路６の出力電圧の目標値を算出することとしたが、本開示はこれに限定されない。例えば、目標値算出部２１ｂは、スイッチング周波数ｆにＰ（比例）制御、ＰＩ（比例積分）制御、ＰＤ（比例微分）制御、ＰＩＤ（比例積分微分）制御等を実施することによって、今回の力率改善回路６の出力電圧の目標値を算出することとしても良い。そして、目標値算出部２１ｂは、スイッチング周波数ｆに基づいて、制御定数（比例ゲイン、積分ゲイン、積分時間、微分ゲイン、微分時間等）を変更する（大きくしたり小さくしたりする）こととしても良い。 (Modification)
In the above, the target value calculation unit 21b calculates the current target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 by subtracting a first constant from the previous target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6, adding a second constant, or adding a third constant based on the switching frequency f, but the present disclosure is not limited to this. For example, the target value calculation unit 21b may calculate the current target value of the output voltage of the power factor correction circuit 6 by performing P (proportional) control, PI (proportional integral) control, PD (proportional differential) control, PID (proportional integral differential) control, etc. on the switching frequency f. The target value calculation unit 21b may change (increase or decrease) the control constants (proportional gain, integral gain, integral time, differential gain, differential time, etc.) based on the switching frequency f.

例えば、目標値算出部２１ｂは、スイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１以上の場合には、第１の比例ゲインとし、スイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１未満且つ第２周波数閾値Ｔｈ_２以上の場合には、第１の比例ゲインより大きい第２の比例ゲインとし、スイッチング周波数ｆが第２周波数閾値Ｔｈ_２未満の場合には、第２の比例ゲインより大きい第３の比例ゲインとすることが例示されるが、本開示はこれに限定されない。 For example, the target value calculation unit 21b sets a first proportional gain when the switching frequency f is equal to or greater than a first frequency threshold _Th1 , sets a second proportional gain larger than the first proportional gain when the switching frequency f is less than the first frequency threshold _Th1 and equal to or greater than a second frequency threshold _Th2 , and sets a third proportional gain larger than the second proportional gain when the switching frequency f is less than the second frequency threshold _Th2 , but the present disclosure is not limited thereto.

例えば、目標値算出部２１ｂは、スイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１以上の場合には、第１の積分ゲインとし、スイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１未満且つ第２周波数閾値Ｔｈ_２以上の場合には、第１の積分ゲインより大きい第２の積分ゲインとし、スイッチング周波数ｆが第２周波数閾値Ｔｈ_２未満の場合には、第２の積分ゲインより大きい第３の積分ゲインとすることが例示されるが、本開示はこれに限定されない。 For example, the target value calculation unit 21b sets a first integral gain when the switching frequency f is equal to or greater than a first frequency threshold _Th1 , sets a second integral gain larger than the first integral gain when the switching frequency f is less than the first frequency threshold _Th1 and equal to or greater than a second frequency threshold _Th2 , and sets a third integral gain larger than the second integral gain when the switching frequency f is less than the second frequency threshold _Th2 , but the present disclosure is not limited thereto.

例えば、目標値算出部２１ｂは、スイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１以上の場合には、第１の微分ゲインとし、スイッチング周波数ｆが第１周波数閾値Ｔｈ_１未満且つ第２周波数閾値Ｔｈ_２以上の場合には、第１の微分ゲインより大きい第２の微分ゲインとし、スイッチング周波数ｆが第２周波数閾値Ｔｈ_２未満の場合には、第２の微分ゲインより大きい第３の微分ゲインとすることが例示されるが、本開示はこれに限定されない。 For example, the target value calculation unit 21b sets a first differential gain when the switching frequency f is equal to or greater than a first frequency threshold _Th1 , sets a second differential gain larger than the first differential gain when the switching frequency f is less than the first frequency threshold _Th1 and equal to or greater than a second frequency threshold _Th2 , and sets a third differential gain larger than the second differential gain when the switching frequency f is less than the second frequency threshold _Th2 , but the present disclosure is not limited thereto.

＜第２の実施の形態＞
第２の実施の形態の構成要素のうち、第１の実施の形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 Second Embodiment
Among the components of the second embodiment, the same components as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.

第１の実施の形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ７をハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータとしたが、フルブリッジ型のＬＬＣコンバータであっても良い。 In the first embodiment, the DC-DC converter 7 is a half-bridge type LLC converter, but it may be a full-bridge type LLC converter.

図３は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ａは、電源装置１（図１参照）と比較して、ＤＣ－ＤＣコンバータ７に代えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ａを含む。ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ａは、フルブリッジ型のＬＬＣコンバータである。 Figure 3 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to the second embodiment. Compared to power supply device 1 (see Figure 1), power supply device 1A includes a DC-DC converter 7A instead of the DC-DC converter 7. DC-DC converter 7A is a full-bridge type LLC converter.

ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ａは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７（図１参照）と比較して、トランス駆動回路１１に代えて、トランス駆動回路１１Ａを含む。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ａは、整流回路１３に代えて、整流回路１３Ａを含む。 Compared to the DC-DC converter 7 (see FIG. 1), the DC-DC converter 7A includes a transformer drive circuit 11A instead of the transformer drive circuit 11. The DC-DC converter 7A also includes a rectifier circuit 13A instead of the rectifier circuit 13.

トランス駆動回路１１Ａは、トランス駆動回路１１（図１参照）と比較して、コンデンサ１１ｃ及び１１ｄに代えて、トランジスタ１１ｅ及び１１ｆを含む。 Compared to the transformer driving circuit 11 (see FIG. 1), the transformer driving circuit 11A includes transistors 11e and 11f instead of capacitors 11c and 11d.

トランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｅ及び１１ｆの各々は、制御装置８によってオン状態又はオフ状態に制御される。 Each of the transistors 11a, 11b, 11e, and 11f is controlled to be in an on or off state by the control device 8.

トランジスタ１１ａのドレインは、トランジスタ１１ｅのドレインに電気的に接続されている。トランジスタ１１ｂのソースは、トランジスタ１１ｆのソースに電気的に接続されている。トランジスタ１１ｅのソースは、トランジスタ１１ｆのドレインに電気的に接続されている。 The drain of transistor 11a is electrically connected to the drain of transistor 11e. The source of transistor 11b is electrically connected to the source of transistor 11f. The source of transistor 11e is electrically connected to the drain of transistor 11f.

トランジスタ１１ａのドレインとトランジスタ１１ｅのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの一方の入力端子である。トランジスタ１１ｂのソースとトランジスタ１１ｆのソースとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの他方の入力端子である。 The connection point between the drain of transistor 11a and the drain of transistor 11e is one input terminal of the transformer drive circuit 11A. The connection point between the source of transistor 11b and the source of transistor 11f is the other input terminal of the transformer drive circuit 11A.

トランス駆動回路１１Ａの一方の入力端子は、力率改善回路６内のコンデンサ６ｃの一端に電気的に接続されている。トランス駆動回路１１Ａの他方の入力端子は、コンデンサ６ｃの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the transformer driving circuit 11A is electrically connected to one end of the capacitor 6c in the power factor correction circuit 6. The other input terminal of the transformer driving circuit 11A is electrically connected to the other end of the capacitor 6c.

トランス駆動回路１１Ａの２つの入力端子には、力率改善回路６内のコンデンサ６ｃの電圧が入力される。 The voltage of capacitor 6c in the power factor correction circuit 6 is input to the two input terminals of the transformer drive circuit 11A.

トランジスタ１１ｅのソースとトランジスタ１１ｆのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの一方の出力端子である。トランジスタ１１ａのソースとトランジスタ１１ｂのドレインとの接続点が、トランス駆動回路１１Ａの他方の出力端子である。 The connection point between the source of transistor 11e and the drain of transistor 11f is one output terminal of the transformer drive circuit 11A. The connection point between the source of transistor 11a and the drain of transistor 11b is the other output terminal of the transformer drive circuit 11A.

トランス１２の１次巻線１２ａの一端は、コンデンサ１２ｆを介して、トランス駆動回路１１Ａの一方の出力端子に電気的に接続されている。１次巻線１２ａの他端は、トランス駆動回路１１Ａの他方の出力端子に電気的に接続されている。 One end of the primary winding 12a of the transformer 12 is electrically connected to one output terminal of the transformer drive circuit 11A via a capacitor 12f. The other end of the primary winding 12a is electrically connected to the other output terminal of the transformer drive circuit 11A.

トランス駆動回路１１Ａは、正方向の直流電圧、負方向の直流電圧、又は、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 The transformer drive circuit 11A outputs a positive DC voltage, a negative DC voltage, or a resonant voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

例えば、トランス駆動回路１１Ａは、トランジスタ１１ｂ及び１１ｅがオン状態、且つ、トランジスタ１１ａ及び１１ｆがオフ状態の場合、正方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistors 11b and 11e are on and transistors 11a and 11f are off, the transformer drive circuit 11A outputs a positive DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１Ａは、トランジスタ１１ｂ及び１１ｅがオフ状態、且つ、トランジスタ１１ａ及び１１ｆがオン状態の場合、負方向の直流電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistors 11b and 11e are in the off state and transistors 11a and 11f are in the on state, the transformer driving circuit 11A outputs a negative DC voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

また例えば、トランス駆動回路１１Ａは、トランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｅ及び１１ｆがオフ状態の場合、共振電圧をトランス１２の１次巻線１２ａに出力する。 For example, when transistors 11a, 11b, 11e, and 11f are in the off state, the transformer driving circuit 11A outputs a resonant voltage to the primary winding 12a of the transformer 12.

整流回路１３Ａは、ブリッジダイオードとするが、本開示はこれに限定されない。 The rectifier circuit 13A is a bridge diode, but the present disclosure is not limited to this.

整流回路１３Ａは、ダイオード１３ｃから１３ｆまでを含む。ダイオード１３ｃのアノードは、ダイオード１３ｄのカソードに電気的に接続されている。ダイオード１３ｅのアノードは、ダイオード１３ｆのカソードに電気的に接続されている。 Rectifier circuit 13A includes diodes 13c to 13f. The anode of diode 13c is electrically connected to the cathode of diode 13d. The anode of diode 13e is electrically connected to the cathode of diode 13f.

ダイオード１３ｃのカソード及びダイオード１３ｅのカソードは、コンデンサ１４の一端に電気的に接続されている。ダイオード１３ｄのアノード及びダイオード１３ｆのアノードは、コンデンサ１４の他端に電気的に接続されている。 The cathode of diode 13c and the cathode of diode 13e are electrically connected to one end of capacitor 14. The anode of diode 13d and the anode of diode 13f are electrically connected to the other end of capacitor 14.

ダイオード１３ｃのアノードとダイオード１３ｄのカソードとの接続点が、整流回路１３Ａの一方の入力端子である。ダイオード１３ｅのアノードとダイオード１３ｆのカソードとの接続点が、整流回路１３Ａの他方の入力端子である。 The connection point between the anode of diode 13c and the cathode of diode 13d is one input terminal of rectifier circuit 13A. The connection point between the anode of diode 13e and the cathode of diode 13f is the other input terminal of rectifier circuit 13A.

整流回路１３Ａの一方の入力端子は、トランス１２の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。整流回路１３Ａの他方の入力端子は、トランス１２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the transformer 12. The other input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the transformer 12.

ダイオード１３ｃのカソードとダイオード１３ｅのカソードとの接続点が、整流回路１３Ａの一方の出力端子である。ダイオード１３ｄのアノードとダイオード１３ｆのアノードとの接続点が、整流回路１３Ａの他方の出力端子である。 The connection point between the cathode of diode 13c and the cathode of diode 13e is one output terminal of rectifier circuit 13A. The connection point between the anode of diode 13d and the anode of diode 13f is the other output terminal of rectifier circuit 13A.

整流回路１３Ａは、トランス１２の２次巻線１２ｂに励磁される電圧を全波整流して、コンデンサ１４に出力する。コンデンサ１４は、整流回路１３Ａで全波整流された電圧を平滑化する。 The rectifier circuit 13A full-wave rectifies the voltage excited in the secondary winding 12b of the transformer 12 and outputs it to the capacitor 14. The capacitor 14 smoothes the voltage that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 13A.

電源装置１Ａは、電源装置１と同様の効果を奏する。 Power supply device 1A has the same effects as power supply device 1.

＜第３の実施の形態＞
第３の実施の形態の構成要素のうち、第１又は第２の実施の形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 Third Embodiment
Among the components of the third embodiment, the same components as those of the first or second embodiment are given the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

図４は、第３の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ｂは、電源装置１Ａ（図３参照）と比較して、整流回路４を含まない。また、電源装置１Ｂは、力率改善回路６に代えて、第１力率改善回路６Ｂ－１及び第２力率改善回路６Ｂ－２を含む。また、電源装置１Ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ａに代えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ｂを含む。 Figure 4 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to the third embodiment. Compared to power supply device 1A (see Figure 3), power supply device 1B does not include a rectifier circuit 4. Moreover, power supply device 1B includes a first power factor correction circuit 6B-1 and a second power factor correction circuit 6B-2 instead of the power factor correction circuit 6. Moreover, power supply device 1B includes a DC-DC converter 7B instead of the DC-DC converter 7A.

ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ｂは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ａ（図３参照）と比較して、トランス駆動回路１１Ａに代えて、第１トランス駆動回路１１Ａ－１及び第２トランス駆動回路１１Ａ－２を含む。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ｂは、トランス１２に代えて、第１トランス１２－１及び第２トランス１２－２を含む。 Compared to the DC-DC converter 7A (see FIG. 3), the DC-DC converter 7B includes a first transformer drive circuit 11A-1 and a second transformer drive circuit 11A-2 instead of the transformer drive circuit 11A. The DC-DC converter 7B also includes a first transformer 12-1 and a second transformer 12-2 instead of the transformer 12.

第１力率改善回路６Ｂ－１は、ダイオード６ｄ及び６ｆと、トランジスタ６ｅ及び６ｇと、コンデンサ６ｈと、を含む。 The first power factor correction circuit 6B-1 includes diodes 6d and 6f, transistors 6e and 6g, and a capacitor 6h.

ダイオード６ｄのアノードは、トランジスタ６ｅのドレインに電気的に接続されている。ダイオード６ｆのアノードは、トランジスタ６ｇのドレインに電気的に接続されている。ダイオード６ｄのカソードは、ダイオード６ｆのカソードに電気的に接続されている。トランジスタ６ｅのソースは、トランジスタ６ｇのソースに電気的に接続されている。 The anode of diode 6d is electrically connected to the drain of transistor 6e. The anode of diode 6f is electrically connected to the drain of transistor 6g. The cathode of diode 6d is electrically connected to the cathode of diode 6f. The source of transistor 6e is electrically connected to the source of transistor 6g.

トランジスタ６ｅ及び６ｇは、制御装置８により、オン状態又はオフ状態に制御される。 Transistors 6e and 6g are controlled to be in an on or off state by the control device 8.

ダイオード６ｄのカソード及びダイオード６ｆのカソードは、コンデンサ６ｈの一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランジスタ６ｅのソース及びトランジスタ６ｇのソースは、コンデンサ６ｈの他端（低電位側端）に電気的に接続されている。 The cathode of diode 6d and the cathode of diode 6f are electrically connected to one end (high potential end) of capacitor 6h. The source of transistor 6e and the source of transistor 6g are electrically connected to the other end (low potential end) of capacitor 6h.

ダイオード６ｄのアノードとトランジスタ６ｅのドレインとの接続点が、第１力率改善回路６Ｂ－１の一方の入力端子である。ダイオード６ｆのアノードとトランジスタ６ｇのドレインとの接続点が、第１力率改善回路６Ｂ－１の他方の入力端子である。コンデンサ６ｈの両端が、第１力率改善回路６Ｂ－１の出力端子である。 The connection point between the anode of diode 6d and the drain of transistor 6e is one input terminal of the first power factor correction circuit 6B-1. The connection point between the anode of diode 6f and the drain of transistor 6g is the other input terminal of the first power factor correction circuit 6B-1. Both ends of capacitor 6h are the output terminals of the first power factor correction circuit 6B-1.

第２力率改善回路６Ｂ－２の回路構成は、第１力率改善回路６Ｂ－１の回路構成と同じであるので、説明を省略する。 The circuit configuration of the second power factor correction circuit 6B-2 is the same as the circuit configuration of the first power factor correction circuit 6B-1, so the explanation is omitted.

第１力率改善回路６Ｂ－１の一方の入力端子は、チョークコイル５を介して、電源２の一方の出力端子に電気的に接続されている。第１力率改善回路６Ｂ－１の他方の入力端子は、第２力率改善回路６Ｂ－２の一方の入力端子に電気的に接続されている。第２力率改善回路６Ｂ－２の他方の入力端子は、電源２の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One input terminal of the first power factor correction circuit 6B-1 is electrically connected to one output terminal of the power source 2 via the choke coil 5. The other input terminal of the first power factor correction circuit 6B-1 is electrically connected to one input terminal of the second power factor correction circuit 6B-2. The other input terminal of the second power factor correction circuit 6B-2 is electrically connected to the other output terminal of the power source 2.

つまり、第１力率改善回路６Ｂ－１と第２力率改善回路６Ｂ－２とは、直列接続（カスケード接続）されている。 In other words, the first power factor correction circuit 6B-1 and the second power factor correction circuit 6B-2 are connected in series (cascade).

電源２の電圧が正極性の場合、まず、第１力率改善回路６Ｂ－１及び第２力率改善回路６Ｂ－２のトランジスタ６ｅ及び６ｇがオン状態に制御される。これにより、電流が、電源２→チョークコイル５→第１力率改善回路６Ｂ－１のトランジスタ６ｅ→トランジスタ６ｇ→第２力率改善回路６Ｂ－２のトランジスタ６ｅ→トランジスタ６ｇ→電源２の経路に流れる。これにより、チョークコイル５にエネルギが蓄えられる。 When the voltage of the power supply 2 is positive, first, the transistors 6e and 6g of the first power factor correction circuit 6B-1 and the second power factor correction circuit 6B-2 are controlled to the on state. This causes a current to flow from the power supply 2 → the choke coil 5 → the transistor 6e of the first power factor correction circuit 6B-1 → the transistor 6g → the transistor 6e of the second power factor correction circuit 6B-2 → the transistor 6g → the power supply 2. This causes energy to be stored in the choke coil 5.

次に、第１力率改善回路６Ｂ－１及び第２力率改善回路６Ｂ－２のトランジスタ６ｅはオフ状態に制御され、トランジスタ６ｇはオン状態に制御される。これにより、電流が、電源２→チョークコイル５→第１力率改善回路６Ｂ－１のダイオード６ｄ→コンデンサ６ｈ→トランジスタ６ｇ→第２力率改善回路６Ｂ－２のダイオード６ｄ→コンデンサ６ｈ→トランジスタ６ｇ→電源２の経路に流れる。これにより、第１力率改善回路６Ｂ－１及び第２力率改善回路６Ｂ－２のコンデンサ６ｈが蓄電される。 Next, the transistor 6e of the first power factor correction circuit 6B-1 and the second power factor correction circuit 6B-2 is controlled to the off state, and the transistor 6g is controlled to the on state. As a result, a current flows from the power source 2 → the choke coil 5 → the diode 6d of the first power factor correction circuit 6B-1 → the capacitor 6h → the transistor 6g → the diode 6d of the second power factor correction circuit 6B-2 → the capacitor 6h → the transistor 6g → the power source 2. As a result, the capacitor 6h of the first power factor correction circuit 6B-1 and the second power factor correction circuit 6B-2 is charged.

電源２の電圧が負極性の場合、まず、第１力率改善回路６Ｂ－１及び第２力率改善回路６Ｂ－２のトランジスタ６ｅ及び６ｇがオン状態に制御される。これにより、電流が、電源２→第２力率改善回路６Ｂ－２のトランジスタ６ｇ→トランジスタ６ｅ→第１力率改善回路６Ｂ－１のトランジスタ６ｇ→トランジスタ６ｅ→チョークコイル５→電源２の経路に流れる。これにより、チョークコイル５にエネルギが蓄えられる。 When the voltage of the power supply 2 is negative, first, the transistors 6e and 6g of the first power factor correction circuit 6B-1 and the second power factor correction circuit 6B-2 are controlled to the on state. This causes a current to flow from the power supply 2 → transistor 6g of the second power factor correction circuit 6B-2 → transistor 6e → transistor 6g of the first power factor correction circuit 6B-1 → transistor 6e → choke coil 5 → power supply 2. This causes energy to be stored in the choke coil 5.

次に、第１力率改善回路６Ｂ－１及び第２力率改善回路６Ｂ－２のトランジスタ６ｇはオフ状態に制御され、トランジスタ６ｅはオン状態に制御される。これにより、電流が、電源２→第２力率改善回路６Ｂ－２のダイオード６ｆ→コンデンサ６ｈ→トランジスタ６ｅ→第１力率改善回路６Ｂ－１のダイオード６ｆ→コンデンサ６ｈ→トランジスタ６ｅ→チョークコイル５→電源２の経路に流れる。これにより、第１力率改善回路６Ｂ－１及び第２力率改善回路６Ｂ－２のコンデンサ６ｈが蓄電される。 Next, the transistor 6g of the first power factor correction circuit 6B-1 and the second power factor correction circuit 6B-2 is controlled to the off state, and the transistor 6e is controlled to the on state. As a result, a current flows from the power source 2 → the diode 6f of the second power factor correction circuit 6B-2 → the capacitor 6h → the transistor 6e → the diode 6f of the first power factor correction circuit 6B-1 → the capacitor 6h → the transistor 6e → the choke coil 5 → the power source 2. As a result, the capacitor 6h of the first power factor correction circuit 6B-1 and the second power factor correction circuit 6B-2 is charged.

第１トランス駆動回路１１Ａ－１及び第２トランス駆動回路１１Ａ－２の各々の回路構成は、トランス駆動回路１１Ａ（図３参照）の回路構成と同じであるので、説明を省略する。 The circuit configurations of the first transformer driving circuit 11A-1 and the second transformer driving circuit 11A-2 are the same as the circuit configuration of the transformer driving circuit 11A (see FIG. 3), so the description is omitted.

第１トランス駆動回路１１Ａ－１の２つの入力端子には、第１力率改善回路６Ｂ－１内のコンデンサ６ｈの電圧が入力される。 The voltage of the capacitor 6h in the first power factor correction circuit 6B-1 is input to the two input terminals of the first transformer drive circuit 11A-1.

第２トランス駆動回路１１Ａ－２の２つの入力端子には、第２力率改善回路６Ｂ－２内のコンデンサ６ｈの電圧が入力される。 The voltage of the capacitor 6h in the second power factor correction circuit 6B-2 is input to the two input terminals of the second transformer drive circuit 11A-2.

第１トランス１２－１の１次巻線１２ａの一端は、コンデンサ１２ｆを介して、第１トランス駆動回路１１Ａ－１の一方の出力端子に電気的に接続されている。第１トランス１２－１の１次巻線１２ａの他端は、第１トランス駆動回路１１Ａ－１の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One end of the primary winding 12a of the first transformer 12-1 is electrically connected to one output terminal of the first transformer drive circuit 11A-1 via a capacitor 12f. The other end of the primary winding 12a of the first transformer 12-1 is electrically connected to the other output terminal of the first transformer drive circuit 11A-1.

第２トランス１２－２の１次巻線１２ａの一端は、コンデンサ１２ｆを介して、第２トランス駆動回路１１Ａ－２の一方の出力端子に電気的に接続されている。第２トランス１２－２の１次巻線１２ａの他端は、第２トランス駆動回路１１Ａ－２の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One end of the primary winding 12a of the second transformer 12-2 is electrically connected to one output terminal of the second transformer drive circuit 11A-2 via a capacitor 12f. The other end of the primary winding 12a of the second transformer 12-2 is electrically connected to the other output terminal of the second transformer drive circuit 11A-2.

第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂの他端と、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂの一端と、は電気的に接続されている。つまり、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂと、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂと、は直列接続されている。 The other end of the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 and one end of the secondary winding 12b of the second transformer 12-2 are electrically connected. In other words, the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 and the secondary winding 12b of the second transformer 12-2 are connected in series.

整流回路１３Ａの一方の入力端子は、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。整流回路１３Ａの他方の入力端子は、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the first transformer 12-1. The other input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the second transformer 12-2.

整流回路１３Ａは、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂ及び第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂに励磁される電圧を全波整流して、コンデンサ１４に出力する。 The rectifier circuit 13A full-wave rectifies the voltage excited in the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 and the secondary winding 12b of the second transformer 12-2, and outputs the result to the capacitor 14.

電源装置１Ｂは、電源装置１及び１Ａと同様の効果を奏する。 Power supply device 1B has the same effects as power supply devices 1 and 1A.

＜第４の実施の形態＞
第４の実施の形態の構成要素のうち、第１、第２又は第３の実施の形態と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 <Fourth embodiment>
Among the components of the fourth embodiment, the same components as those of the first, second or third embodiment are given the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

図５は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ｃは、電源装置１（図１参照）と比較して、力率改善回路６に代えて、第１力率改善回路６－１及び第２力率改善回路６－２を含む。また、電源装置１Ｃは、ＤＣ－ＤＣコンバータ７に代えて、ＤＣ－ＤＣコンバータ７Ｃを含む。 Figure 5 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a fourth embodiment. Compared to power supply device 1 (see Figure 1), power supply device 1C includes a first power factor correction circuit 6-1 and a second power factor correction circuit 6-2 instead of power factor correction circuit 6. Power supply device 1C also includes a DC-DC converter 7C instead of DC-DC converter 7.

第１力率改善回路６－１及び第２力率改善回路６－２の各々の回路構成は、力率改善回路６（図１参照）の回路構成と同じであるので、説明を省略する。 The circuit configuration of each of the first power factor correction circuit 6-1 and the second power factor correction circuit 6-2 is the same as the circuit configuration of the power factor correction circuit 6 (see Figure 1), so the explanation is omitted.

第１力率改善回路６－１の一方の入力端子は、チョークコイル５－１を介して、整流回路４の一方の出力端子に電気的に接続されている。第１力率改善回路６－１の他方の入力端子は、第２力率改善回路６－２の一方の入力端子に電気的に接続されている。第２力率改善回路６－２の他方の入力端子は、チョークコイル５－２を介して、整流回路４の他方の出力端子に電気的に接続されている。 One input terminal of the first power factor correction circuit 6-1 is electrically connected to one output terminal of the rectifier circuit 4 via the choke coil 5-1. The other input terminal of the first power factor correction circuit 6-1 is electrically connected to one input terminal of the second power factor correction circuit 6-2. The other input terminal of the second power factor correction circuit 6-2 is electrically connected to the other output terminal of the rectifier circuit 4 via the choke coil 5-2.

つまり、第１力率改善回路６－１と第２力率改善回路６－２とは、直列接続（カスケード接続）されている。 In other words, the first power factor correction circuit 6-1 and the second power factor correction circuit 6-2 are connected in series (cascade).

なお、電源装置１Ｃが、２個のチョークコイル５－１及び５－２を含むこととしたが、本開示はこれに限定されない。チョークコイルはどちらか１個でも良い。 Note that while the power supply device 1C is described as including two choke coils 5-1 and 5-2, the present disclosure is not limited to this. Only one choke coil may be used.

第１トランス駆動回路１１Ａ－１の２つの入力端子には、第１力率改善回路６－１内のコンデンサ６ｃの電圧が入力される。第２トランス駆動回路１１Ａ－２の２つの入力端子には、第２力率改善回路６－２内のコンデンサ６ｃの電圧が入力される。 The voltage of the capacitor 6c in the first power factor correction circuit 6-1 is input to the two input terminals of the first transformer driving circuit 11A-1. The voltage of the capacitor 6c in the second power factor correction circuit 6-2 is input to the two input terminals of the second transformer driving circuit 11A-2.

整流回路１３Ａの一方の入力端子は、チョークコイル１５－１を介して、第１トランス１２－１の２次巻線１２ｂの一端に電気的に接続されている。整流回路１３Ａの他方の入力端子は、チョークコイル１５－２を介して、第２トランス１２－２の２次巻線１２ｂの他端に電気的に接続されている。 One input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to one end of the secondary winding 12b of the first transformer 12-1 via a choke coil 15-1. The other input terminal of the rectifier circuit 13A is electrically connected to the other end of the secondary winding 12b of the second transformer 12-2 via a choke coil 15-2.

コンデンサ１４の一端は、チョークコイル１６を介して、負荷３の一端に電気的に接続されている。コンデンサ１４の他端は、負荷３の他端に電気的に接続されている。 One end of the capacitor 14 is electrically connected to one end of the load 3 via the choke coil 16. The other end of the capacitor 14 is electrically connected to the other end of the load 3.

電源装置１Ｃは、電源装置１、１Ａ及び１Ｂと同様の効果を奏する。 Power supply device 1C has the same effects as power supply devices 1, 1A, and 1B.

本発明のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These embodiments can be embodied in various other forms, and various omissions, substitutions, and modifications can be made without departing from the gist of the invention. These embodiments and their modifications are within the scope of the invention and its equivalents as set forth in the claims, as well as the scope and gist of the invention.

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ電源装置
２電源
３負荷
４、１３、１３Ａ整流回路
５、５－１、５－２、１５－１、１５－２、１６チョークコイル
６力率改善回路
６－１第１力率改善回路
６－２第２力率改善回路
６Ｂ－１第１力率改善回路
６Ｂ－２第２力率改善回路
７、７Ａ、７Ｂ、７ＣＤＣ－ＤＣコンバータ
８制御装置
１１、１１Ａトランス駆動回路
１１Ａ－１第１トランス駆動回路
１１Ａ－２第２トランス駆動回路
１２トランス
１２－１第１トランス
１２－２第２トランス
１４コンデンサ
２１第１プロセッサ
２１ａＤＣ－ＤＣコンバータ制御部
２１ｂ目標値算出部
２２第２プロセッサ
２２ａ力率改善回路制御部 1, 1A, 1B, 1C Power supply device 2 Power supply 3 Load 4, 13, 13A Rectifier circuit 5, 5-1, 5-2, 15-1, 15-2, 16 Choke coil 6 Power factor correction circuit 6-1 First power factor correction circuit 6-2 Second power factor correction circuit 6B-1 First power factor correction circuit 6B-2 Second power factor correction circuit 7, 7A, 7B, 7C DC-DC converter 8 Control device 11, 11A Transformer drive circuit 11A-1 First transformer drive circuit 11A-2 Second transformer drive circuit 12 Transformer 12-1 First transformer 12-2 Second transformer 14 Capacitor 21 First processor 21a DC-DC converter control unit 21b Target value calculation unit 22 Second processor 22a Power factor correction circuit control unit

Claims

A power factor correction circuit that corrects the power factor of the input AC power;
a DC-DC converter that converts the output voltage of the power factor correction circuit and outputs the converted output voltage;
a DC-DC converter control unit for controlling a switching operation of the DC-DC converter;
a target value calculation unit that calculates a target value of an output voltage of the power factor correction circuit based on a switching frequency of the DC-DC converter;
a power factor correction circuit control unit that controls a switching operation of the power factor correction circuit so that the output voltage of the power factor correction circuit becomes the target value;
a first processor that realizes the DC-DC converter control unit and the target value calculation unit by executing a program;
A second processor that realizes the power factor correction circuit control unit by executing a program;
Equipped with
The first processor outputs the target value to the second processor.
Power supply.

The target value calculation unit
When the switching frequency is equal to or higher than a first frequency threshold, the target value at the current control timing is calculated by subtracting a positive first constant from the target value at the previous control timing.
2. The power supply device according to claim 1 .

The target value calculation unit
When the switching frequency is lower than the first frequency threshold, the target value at the current control timing is calculated by adding a positive second constant to the target value at the previous control timing.
3. The power supply device according to claim 2 .

The target value calculation unit
When the switching frequency is less than a second frequency threshold value that is smaller than the first frequency threshold value, the target value at the current control timing is calculated by adding a positive third constant to the target value at the previous control timing.
4. The power supply device according to claim 3.

The second constant is
The first constant is multiplied by a first coefficient greater than 1.
5. The power supply device according to claim 4.

The third constant is
a value obtained by multiplying the first constant by a second coefficient greater than the first coefficient;
6. The power supply device according to claim 5 .

The DC-DC converter is a current resonant converter,
the second frequency threshold is greater than a resonant frequency of the current resonant converter;
7. The power supply device according to claim 4, wherein the power supply device is a power supply unit.

The target value calculation unit
Calculating a target value of an output voltage of the power factor correction circuit by proportional, integral, or differential control or a combination thereof;
changing a control constant of the control based on the switching frequency;
2. The power supply device according to claim 1 .