JP7622899B2 - アクティブクランプフライバックコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、アクティブクランプフライバックコンバータに関する。

アクティブクランプフライバックコンバータは、例えば、特許文献１に記載されている。

このアクティブクランプフライバックコンバータは、直流電源に、トランス1次巻線と主スイッチとからなる直列回路が接続され、トランス1次巻線の両端に、クランプスイッチとクランプコンデンサからなる直列回路が接続され、トランス2次巻線には、整流素子と出力コンデンサの直列回路が接続されている。トランスはリーケージインダクタンスと励磁インダクタンスに流れる電流経路の説明を容易にするため、1次巻線と2次巻線の励磁インダクタンスをLM、リーケージインダクタンスLKとNP：NSの理想トランスとして、1次巻線間は、LKとLMの直列回路が接続され、ＬＭに理想トランスのＮｐが接続され、2次巻線間には理想トランスのNsが接続された等価回路で記載されている。

主スイッチは、出力コンデンサの出力電圧に基づき主スイッチのON時間を調整しながらオンオフ動作する。主スイッチがオンの時に励磁インダクタンスに正方向の電流を流し、トランスのコアに正方向の磁気エネルギーを蓄積し、オフ期間にトランスのコアに蓄積した磁気エネルギーを2次巻線から電流として出力コンデンサに出力し、トランスの1次側から2次側に電力を伝送する。

しかし、主スイッチがONの時には、リーケージインダンクタンスにも磁気エネルギーが蓄積される。この磁気エネルギーは主スイッチがOFFした後、励磁インダクタンスに蓄積した磁気エネルギーとは違い、2次側ダイオードを逆バイアスする方向に磁気エネルギーが蓄積されているので、直接2次側に出力することはできないため、一旦、リーケージインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーをクランプコンデンサに移動する。

特許文献１では、クランプスイッチの第１のONは、主スイッチがOFFした後に設定され、主スイッチがOFFした直後にリーケージインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーがクランプスイッチを介してクランプコンデンサに電流として流れている期間t1～t2に設定されている。

クランプスイッチの第１のONは、主スイッチがMOS-FETなどのボディダイオードがある素子ではONする必要はないが、クランプスイッチのON抵抗を十分小さな素子にすることで、クランプスイッチのボディダイオードの順方向電圧降下の損失より、オン抵抗による抵抗損失の方が十分に小さくなるため、第１のONを設定することで、クランプスイッチの損失が低減され、高効率の電源装置が構成できる。

クランプスイッチの第2のONは、主スイッチがONの時に励磁インダクタンスに蓄積した磁気エネルギーがすべて2次側へ放電された後、クランプスイッチの両端電圧が電圧共振し、再びゼロになった時点ｔ３でオンする。クランプスイッチの第2のONのオン期間は励磁電流を負方向に流すために設定され、そのオン期間は励磁インダクタンスに蓄積するエネルギ―が主スイッチの両端に等価的に接続される寄生容量や浮遊容量に蓄積されているエネルギー以上になるように設定される。

クランプスイッチの第2のオンが終わり、クランプスイッチがオフすると励磁インダクタンスに蓄積したエネルギーは主スイッチの両端に等価的に接続される容量を放電し、主スイッチの両端の電圧をゼロボルトまで低下させる。

主スイッチの電圧がゼロボルトになったあと、励磁電流は主スイッチのボディダイオードを流れるので、このボディダイオードに流れている期間に主スイッチがオンすることでゼロボルト、ゼロカレントスイッチが実現でき主スイッチのスイッチング損失は大きく低減されるため、従来のフライバックコンバータより高効率、低ノイズの電源が構成できる。

中国１１２５１０９７６号公報

しかしながら、特許文献１では、二次側の整流素子を同期整流化し、さらなる高効率化を困難にしている。

特許文献１のクランプスイッチの制御において、各素子の電流波形含めた動作波形を図１８、図１９に示し、その問題点を説明する。

特許文献１のクランプスイッチの制御では第１のONは、主スイッチがONの時にリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギーが主スイッチがOFFした後にリーケージインダクタンス→クランプスイッチ→クランプコンデンサ→リーケージインダクタンスの経路で電流が流れている期間に設定される。

主スイッチがオフした後は励磁インダクタンスの電流は二次側に流れ、一次巻線Ｎｐに逆起電力Ｎ・Ｖｏ（Ｎは一次二次巻線の巻数比、Ｖｏは出力電圧）を発生する。したがって、クランプスイッチの第１のオンが終了した時点でクランプコンデンサの電圧は、逆起電力Ｎ・Ｖｏよりリーケージインダクタンスに蓄積されたエネルギー分だけ大きな電圧αが充電され、Ｎ・Ｖｏ+αの電圧になる。

その後、励磁インダクタンスのエネルギーがトランスの２次巻線から２次側にすべて放電し終わり、電圧共振動作のあとクランプスイッチのゼロボルトでクランプスイッチの第２のONが開始される。クランプコンデンサの電圧はＮ・Ｖｏ+αのままであるので、クランプスイッチの第２のONでトランスの1次巻線にはＮ・Ｖｏ+αの電圧が印加され、2次巻線にはＶｏ+α/Nの電圧が誘起さるため、α/Nが2次側ダイオードの順方向電圧Vfより大きい場合、クランプコンデンサとリーケージインダクタンスの共振周期Taclkの共振電流がクランプコンデンサ→クランプスイッチ→トランス1次巻線→クランプコンデンサの経路で流れる。

この1次巻線に流れた共振電流は2次巻線→ダイオード→出力コンデンサ→2次巻線の経路で共振電流Ｗ２として流れる。

この時1次巻線はＮ・Ｖｏの電圧が印加されるので、クランプスイッチがONしている期間Ton2に励磁インダクタンスにはＮ・Ｖｏ/Lm・Ton2の電流ＩＬＭが負方向に流れ、クランプスイッチにＷ１の電流が流れる。

したがって、2次側のダイオードには、主スイッチがOFFした後にフライバックコンバータのような三角波の電流が流れ、その後、クランプスイッチの第２のONで、再び共振電流W2が流れることになる。

また、この共振電流Ｗ2は、クランプスイッチの第２のONのオン時間Ton2がTaclk/2以上のときは、リーケージインダクタンスの電流がＴｏｎ２期間内にゼロになるが、Ton2がTaclk/2以下である場合は、図１９のW2のように共振電流が高速でオフになる。

そのため、二次側のダイオードを同期整流方式とした場合、次の問題が発生し、同期整流化を困難にしている。

図１８，図１９のように同期整流素子に1周期に2回の電流が流れるため、同期整流素子のON/OFFを1周期に2回行う必要があるため、駆動損失が倍に増加する。

図１９のW2に示すように共振電流がオフするｄｉ／ｄｔが大きいので、同期整流素子のターンオフを高速に制御できる高性能同期整流のコントローラが必要となるが、このような高性能の同期整流のコントローラを実現するのは困難である。

本発明は、2次側の整流電流を同期整流化が容易になるようなアクティブクランプフライバックコンバータを提供する。

本発明に係るアクティブクランプフライバックコンバータは、直流電源（Ｖｉｎ）の両端に、主スイッチ（ＱＬ）と第一のダイオード（ＢＤＬ）と電圧共振コンデンサ（Ｃｖ）の第１並列回路と一次巻線（Ｎｐ）とが直列に接続された第1直列回路が接続され、前記一次巻線（Ｎｐ）の両端にはクランプスイッチ（ＱＨ）と第2ダイオード（ＢＤＨ）の第2並列回路とクランプコンデンサ（Ｃａｃ）とが直列接続された第２直列回路が接続され、前記一次巻線（Ｎｐ）と電磁結合した二次巻線（Ｎｓ）有するトランス（Ｔ）を備え、前記トランス（Ｔ）は、1次巻線（Ｎｐ）に励磁インダクタンス（Ｌｍ）を有し、1次巻線（Ｎｐ）にリーケージインダクタンス（Ｌｌｋ）を有するように1次巻線と2次巻線の結合係数が1未満で構成され、前記二次巻線（Ｎｓ）の両端には、整流素子（Ｄｓ）と出力コンデンサ（Ｃｏ）とが直列接続された第３直列回路が接続される。

コンバータは、前記主スイッチ（ＱＬ）をオンオフし、前記主スイッチがオフ期間に前記クランプスイッチ（ＱＨ）を2回オンオフする制御部（２）を備え、前記制御部（２）は、前記主スイッチ（ＱＬ）がオフし、リーケージインダクタンス（Ｌｌｋ）に蓄積されたエネルギーがクランプコンデンサに移動した後、前記トランスの励磁電流が減少しゼロになる時刻をＴｏｆｆ１、前記クランプコンデンサと前記リーケージインダクタンスとの共振周期をＴａｃｌｋとして、前記クランプスイッチの第一のオンのオン期間をＴａｃｌｋ／２～Ｔａｃｌｋに設定し、且つオン時刻をＴｏｆｆ１－ＴａｃｌｋからＴｏｆｆ１－Ｔａｃｌｋ／２に設定し、オフ時刻をＴｏｆｆ１－Ｔａｃｌｋ/2からＴｏｆｆ１に設定し、主スイッチがＯＮの時にリーケージインダクタンス（Ｌｌｋ）に蓄積され、クランプコンデンサ（Ｃａｃ）に移されたエネルギーにより前記第一のオンでクランプコンデンサ（Cac）とリーケージインダクタンスの共振電流を流し、クランプコンデンサ（Cac）を放電し、クランプコンデンサのエネルギーを2次側へ回生出力し、共振電流が逆方向に流れるとき逆方向の共振電流を励磁電流で制限させクランプコンデンサ（Cac）への充電を制限する。

前記放電の電荷より前記充電の電荷を半分以下にすることで、次にクランプスイッチをオンしても共振電流は流れず、2次側にも共振電流は流れなくすることができる。

前記制御部（２）は、前記クランプスイッチ（ＱＨ）の第二のオンを、励磁電流が減少中でゼロになった時刻でオンする。前記第一のオンでクランプコンデンサのエネルギーは2次側へ回生出力したことで、第二のオンでは共振電流は流れず、前記励磁インダクタンスの励磁電流を負方向に流すことで、主スイッチのターンオン損失を低減させる。

図１は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図である。 図２は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第１の動作波形を示す図である。 図３は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第２の動作波形を示す図である。 図４は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ１の電流経路を示す図である。 図５は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ２の電流経路を示す図である。 図６は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ３の電流経路を示す図である。 図７は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ４の電流経路を示す図である。 図８は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ５の電流経路を示す図である。 図９は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ６の電流経路を示す図である。 図１０は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ７の電流経路を示す図である。 図１１は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの期間Ｔ８の電流経路を示す図である。 図１２は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの具体例を示す図である。 図１３は図１２に示すアクティブクランプフライバックコンバータの第１の動作波形を示す図である。 図１４は図１２に示すアクティブクランプフライバックコンバータの第２の動作波形を示す図である。 図１５は図１２に示す本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの具体例のオンタイミング検出部３２と第２オン信号部の動作波形を示す図である。 図１６は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図である。 図１７は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの動作波形を示す図である。 図１８は従来技術に係るアクティブクランプフライバックコンバータの動作波形を示す図である。 図１９は従来技術に係るアクティブクランプフライバックコンバータの動作波形において図１８と異なるタイミングの動作波形を示す図である。 図20は本発明の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成変形例を示す図である。

以下、本発明のいくつかの実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータを、図面を参照しながら詳細に説明する。各実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの図中の同一または相当部分には、同一符号を付してその説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図である。第１の実施に係るアクテイブクランプフライバックコンバータは、直流電源Ｖｉｎの両端に主スイッチＱＬとトランスＴの一次巻線Ｎｐとが直列に接続された第1直列回路を備え、一次巻線Ｎｐの両端にクランプスイッチＱＨとクランプコンデンサＣａｃとが直列接続された第２直列回路を備える。

主スイッチQLとクランプスイッチQHは、MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）からなり、それぞれドレインとソース間にボディダイオードＢＤＬ，ＢＤＨを有する。また、MOSFETはドレイン-ソース間に出力容量Cossを有しており、その容量が共振動作に現れ、動作説明を簡素化するため、図１では主スイッチQLの両端に電圧共振コンデンサ（Ｃｖ）として接続されているが、MOSFETの出力容量Cossの他にコンデンサを付けなくてもよい。

さらに、コンバータは一次巻線Ｎｐと電磁結合した二次巻線Ｎｓ有するトランスＴを備え、トランスＴは、1次巻線Ｎｐに励磁インダクタンスＬｍを有し、1次巻線ＮｐにリーケージインダクタンスＬｌｋを有するように1次巻線Ｎｐと2次巻線Ｎｓの結合係数が1未満で構成され、二次巻線Ｎｓの両端には、整流素子Ｄｓと出力コンデンサＣｏとが直列接続された第３直列回路が接続される。

コンバータは、出力コンデンサCｏの出力電圧を検出する出力電圧検出部１と、出力電圧検出部１で検出された出力電圧に基づき主スイッチＱＬをオンオフさせ、主スイッチQLのオフ期間中に第１のパルスと第２のパルスによりクランプスイッチQHを2回オンオフさせる制御部２を備える。

制御部２は、主スイッチＱＬをオンオフする第１オン信号と第１オン信号で主スイッチＱＬがオフしている期間に、クランプスイッチＱＨをオンオフする第２オン信号(前記第1のパルス)と第２オン信号のあとにクランプスイッチＱＨを再度オンオフする第３オン信号(前記第2のパルス)とを備える。

制御部２は、第２オン信号でクランプスイッチＱＨがオンした時に形成されるランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスLlkの共振回路の共振周期の1/2周期時間経過後に反転してクランプコンデンサＣａｃを充電する方向に流れる共振電流が一次巻線の励磁インダクタンスの励磁電流で制限されるように第２オン信号のオンタイミングを設定し、クランプスイッチＱＨがオンした時にクランプコンデンサＣａｃを放電する共振電流と、反転した共振電流と励磁電流で制限される電流がクランプコンデンサＣａｃを充電する電流とでクランプコンデンサＣａｃの充放電を1回だけ行うように第２オン信号のオン期間を共振周期の１／２以上に設定し、第２オン信号でクランプスイッチＱＨをオンオフし、励磁インダクタンスＬｍの励磁電流がゼロになってから第３オン信号を出力し、第３オン信号でクランプスイッチＱＨをオンさせ励磁インダクタンスに負方向の電流を流す。

主スイッチＱLがオフし、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたエネルギーがクランプコンデンサCacに移動した後、トランスTの励磁電流が減少しゼロになる時刻をＴｏｆｆ１、クランプコンデンサとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振周期をＴａｃｌｋとする。

本発明では、クランプスイッチＱＨの第１のパルスのオンタイミングについて、励磁インダクタンスの電流が共振電流に対して十分に小さくなったところ、即ち、励磁インダクタンスの電流がゼロになる以前にオン期間を設定する。

クランプスイッチＱＨのオン期間をＴａｃｌｋ／２とし、オン期間の終了時刻を励磁インダクタンスＬｍの励磁電流がゼロになる時刻に合わせると、負方向の励磁電流は流れず、共振電流が正方向にのみ流れる。従って、クランプコンデンサＣａｃの電圧は、Ｎ・Ｖｏ－αの電圧まで放電された状態となる。従って、クランプスイッチＱＨが２回目にオンしたとき二次巻線Ｎｓには出力電圧Ｖｏ以下の電圧が印加されるため、クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振電流は発生しない。

また、クランプスイッチＱＨが２回目にオンするときＮ・Ｖｏ以下の電圧になっていれば、２回目のオン時に共振電流は、流れない。従って、１回目のオン時に流れる共振電流の正の電荷量をＱｐとし、その後に励磁インダクタンスＬｍで制限される負の電荷量Ｑｎが、Ｑｐ／２≧Ｑｎであれば、２回目のオン時に共振電流は、流れない。

また、クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振周期をＴａｃｌｋとすると、１回目のオン期間は、正の電流が流れている期間以上であり、かつオフのタイミングは負の電流が流れている間で良い。このため、負の電流が流れている期間は、励磁インダクタンスＬｍで制限されない場合、Ｔａｃｌｋ／２であり、負の電流が制限される場合、Ｔａｃｌｋ／２以上の期間となる。従って、少なくともクランプスイッチＱＨの１回目のオン期間は、Ｔａｃｌｋ／２～Ｔａｃｌｋで設定されることが最良であるが、負の電流が終わるまでに１回目のパルスをオフさせれば良い。

本発明では、制御部２は、第２オン信号のオン時刻をＴｏｆｆ１－ＴａｃｌｋからＴｏｆｆ１－Ｔａｃｌｋ／２に設定し、オン期間をＴａｃｌｋ／２以上、且つオフ時刻を励磁電流がゼロになるまでの時刻に設定する。

主スイッチQLがＯＮの時にリーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積され、主スイッチQLがオフした後クランプコンデンサＣａｃに移されたエネルギーを第２オン信号でクランプスイッチQHをオンし2次側へ回生出力する。

また、制御部２は、第３オン信号により、励磁電流が減少しゼロになってからクランプスイッチQHをオンさせ励磁インダクタンスLmの励磁電流を負方向に流す。

第３オン信号により、クランプスイッチQHがオフすると、励磁インダクタンスLmの負方向の励磁電流で電圧共振コンデンサCvのエネルギーをVinへ回生することで、主スイッチＱＬのターンオン損失を低減させる。

図20は、図１の本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図の変形例である。本発明のクランプスイッチの制御ではクランプスイッチＱＨとクランプコンデンサＣａｃとの第２直列回路は図２０のように接続しても同様の効果があることは容易に判断が付くので本説明では図1の構成図で説明を行うが、本発明の適用範囲は図20のように変形したアクティブクランプフライバックコンバータにも適用される。

図２は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第１の動作波形を示す図である。図２において、ＬＧは、主スイッチＱＬのゲート信号である。HGは、クランプスイッチＱＨのゲート信号である。ＩＬＭは励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流である。Ｖｄｓ（Ｌ／Ｓ）は主スイッチＱＬのドレインとソース間の電圧である。Ｉｄｓ（Ｌ／Ｓ）は主スイッチＱＬのドレイン電流である。Ｖｄｓ（Ｈ／Ｓ）はクランプスイッチＱＨのドレインとソース間の電圧である。Ｉｄｓ（Ｈ／Ｓ）はクランプスイッチＱＨのドレイン電流である。ＶｒｍはダイオードDsの両端電圧である。ＩｆはダイオードDsの電流である。クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振周期はTaclkとする。

図２に示すように、１回目の第１のパルスＰ１は、トランスＴの励磁電流ＩＬＭがゼロになる時刻ｔ５よりＴａｃｌｋ／２以前で且つ時刻ｔ５よりTaclk以前の時刻以降でオンし、オン期間は、第１のパルスＰ１のオフがトランスＴの励磁電流ＩＬＭがゼロになる時刻ｔ５以前になるように、Ｔａｃｌｋ／２からTaclkの間で設定する。したがって、第１のパルスＰ１のオフは時刻ｔ５から時刻ｔ５よりＴａｃｌｋ／２以前の間になる。２回目の第２のパルスＰ２のターンオンは、励磁電流が一度ゼロになってから励磁インダクタンスＬｍと電圧共振コンデンサＣｖによる共振動作でクランプスイッチＱＨのドレイン-ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ／Ｓ）が振動し、クランプスイッチＱＨのドレインとソース間電圧Ｖｄｓ（Ｈ／Ｓ）のボトムスイッチ（主スイッチＱＬのドレインとソース間電圧Ｖｄｓ（Ｌ／Ｓ）のトップ）であり、励磁電流ＩＬＭに流れている共振電流が減少中でゼロになる時である。

次に、図４～図１１を参照しながら、図２に示す第１の動作波形の期間Ｔ１～Ｔ８の動作を説明する。まず、図４を参照して期間Ｔ１の動作を説明する。期間Ｔ１では、時刻ｔ０において、主スイッチＱＬがターンオンすることで、Ｖｉｎ正極→Ｌｌｋ→Ｌｍ→ＱＬ→Ｖｉｎ負極の経路で電流が流れる。このとき、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍに励磁電流ＩＬＭが流れ、励磁電流ＩＬＭは直線的に増加し、励磁インダクタンスＬｍにエネルギーが蓄積される。リーケージインダクタンスＬｌｋにも励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流と同じ電流が流れるため、リーケージインダクタンスＬｌｋにもエネルギーが蓄積される。時刻ｔ１において、主スイッチＱＬがオフする。

次に、図５を参照して期間Ｔ２の動作を説明する。期間Ｔ２では、時刻ｔ１において、主スイッチＱＬがオフとなり、トランスＴのリーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたエネルギーは、二次側には流れることはできない。このため、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたエネルギーは、Ｌｌｋ→Ｌｍ→ＢＤＨ→Ｃａｃ→Ｌｌｋの経路で電流が流れる。すなわち、クランプスイッチＱＨのボディダイオードＢＤＨを通して、クランプコンデンサＣａｃを充電する。この時、クランプコンデンサＣａｃの電圧がＮ・Vo以下であるため、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍに蓄積されたエネルギーがクランプコンデンサＣａｃを充電する。

次にクランプコンデンサＣａｃの電圧がＮ・Vo以上になった時点で、トランスＴの励磁インダクタンスLmに蓄積されたエネルギーはＬｍ→Ｎｐと流れ始めるので、トランスTの2次巻線からＮｓ→Ｄｓ→Ｃｏ→Ｎｓの経路で電流が流れ始める。時刻ｔ２において、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたエネルギーは、放電を終了する。このとき、クランプコンデンサＣａｃの電圧は、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたエネルギー分だけ、Ｎ・Voより高くなり、Ｎ・Vo+αとなる。Ｎは、Ｎｐ／Ｎｓの巻数比である。

次に、図６を参照して期間Ｔ３の動作を説明する。期間Ｔ３の動作は通常のフライバックコンバータと同じ動作で、励磁インダクタンスＬｍに蓄積されたエネルギーはＬｍ→Ｎｐ→Ｌｍと流れ、二次側ではＮｓ→Ｄｓ→Ｃｏ→Ｎｓと流れ、ダイオード電流Ifに電流W2が流れる。期間Ｔ３では、時刻ｔ２において、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積されたエネルギーは、クランプコンデンサＣａｃにすべて充電された状態であり、期間T3ではクランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Vo+αのままである。また、一次巻線Ｎｐ間の電圧はダイオードDsの順方向電圧を無視するとＮ・Voであるため、主スイッチＱＬの電圧は、Ｖｉｎ＋Ｎ・Voとなる。

次に、図７を参照して期間Ｔ４の動作を説明する。

時刻ｔ３を励磁電流ILMがゼロになる前に設定しているので、励磁電流ILMは2次側に電流を放電している。したがって、一次巻線Ｎｐの逆起電力はＮ・Voである。時刻ｔ３でクランプスイッチＱＨを１回目の第１のパルスＰ１でターンオンさせる。クランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Vo+αであり、α分の電位差がＬｌｋに印加される。

このため、期間Ｔ４では、クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振動作となり、Ｃａｃ→ＱＨ→Ｎｐ→Ｌｌｋ→Ｃａｃの経路で共振電流Ｗ3が流れる。また、励磁インダクタンスＬｍの励磁電流ＩＬＭはＬｍ→Ｎｐ→Ｌｍと流れている。したがって、Ｎｐには励磁インダクタンスＬｍの励磁電流ＩＬＭと共振電流が同一方向に流れるので、二次巻線Ns側には励磁インダクタンスＬｍの励磁電流に共振電流が重畳した電流Ｗ４がＮｓ→Ｄｓ→Ｃｏ→Ｎｓと流れる。時刻ｔ４において、共振周期Ｔａｃｌｋの1/2経過で共振電流Ｗ3がゼロになる。このとき、クランプコンデンサＣａｃは、共振動作しているので、Ｎ・Vo－αとなる。

次に、図８を参照して期間Ｔ５の動作を説明する。

期間Ｔ５では、時刻ｔ４において、共振電流が０から負になり、Ｌｌｋ→Ｎｐ→ＱＨ→Ｃａｃ→Ｌｌｋと共振電流が期間Ｔ４とは逆方向に流れる。励磁インダクタンスＬｍの電流は期間Ｔ４と同じ方向でＬｍ→Ｎｐ→Ｌｍで流れている。共振電流と励磁電流ＩＬＭは逆向きに流れるため、励磁電流が共振電流よりも大きいときは、2次側に励磁電流と共振電流の差に相当する電流が流れる。共振電流が励磁電流等しくなると1次側には波形Ｗ5のようにＬｌｋ→Ｌｍ→ＱＨ→Ｃａｃ→Ｌｌｋと励磁電流ＩＬＭで制限された電流が流れる。したがって、2次側には電流は流れなくなる。

この期間Ｔ５では、クランプスイッチＱＨのソースからドレイン方向に電流が流れる期間であるのでこの期間にクランプスイッチＱＨをオフすれば、ボディダイオードＢＤＨに転流する。したがって動作モードは変わらない。

主スイッチQLがONしていた時にリーケージインダクタンスLlkに流れていた電流値と共振電流の波高値は等しいので、１回目の第１のパルスＰ１を前記のように設定すれば、波形Ｗ５の電荷量はＷ３の電荷量の１／２以下になる。したがって、クランプコンデンサＣａｃの電圧は、Ｎ・Ｖｏ以下になり、Ｎ・Ｖｏ電圧との差分の電圧をα´と表現する。

次に、図９を参照して期間Ｔ６の動作を説明する。

期間Ｔ６では、時刻ｔ５において、クランプコンデンサＣａｃの電圧は、Ｎ・Ｖｏ以下（Ｎ・Ｖｏ－α´）になっており、トランスに蓄えられたエネルギーは、全て放電される。

ダイオードＤｓは、期間Ｔ４の共振動作の放電により非導通になり、クランプスイッチＱＨ、主スイッチＱＬともにオフとなる。

電圧共振コンデンサＣｖの電圧は、Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ－α´であるため、電圧共振コンデンサＣｖと直流電源Ｖｉｎ間にあるＬｍ＋ＬｌｋはＮ・Ｖｏ－α´の電位差がある。このため、電圧共振コンデンサＣｖとトランス1次巻線のインダクタンスＬｍ＋Ｌｌｋの直列共振動作となり、Ｃｖ→Ｌｍ→Ｌｌｋ→Ｖｉｎ→Ｃｖの経路で電流が流れ、電圧共振コンデンサＣｖの電圧を降下させる。電圧共振コンデンサＣｖとトランス1次巻線のインダクタンスＬｍ＋Ｌｌｋとの共振周期をＴｃｖｌｍとすると、時刻ｔ５からＴｃｖｌｍ/２経過した時刻で電圧共振コンデンサＣｖの電圧はＶｉｎ－Ｎ・Ｖｏ＋α´まで降下し、その後、前記経路とは逆方向に電流が流れ、電圧共振コンデンサＣｖの電圧は時刻ｔ５からＴｃｖｌｍ経過した時刻に再び、Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ－α´となる。

また、共振電圧に対して共振電流の位相はπ／２進相しているので、電圧共振コンデンサＣｖの電圧が、再び、Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ－α´になる時刻は、励磁インダクタンスに流れる共振電流が減少中のゼロになった時刻と同じである。

この共振動作は主スイッチＱＬ、クランプスイッチＱＨがＯＦＦのままであれば同様の共振動作を継続し、時刻ｔ５からｎ・Ｔｃｖｌｍ経過後（ｎは自然数）に電圧共振コンデンサの電圧は繰り返しＮ・Ｖｏとなる。（実際には、この直列共振には寄生抵抗が存在するためＬＣＲ直列共振となり、共振電圧と共振電流の振幅は減衰していくが、時刻ｔ５からｎ・Ｔｃｖｌｍ経過後（ｎは自然数）には電圧共振コンデンサの電圧はＮ・Ｖｏに最も近くなる）。

次に、図１０を参照して期間Ｔ７の動作を説明する。

期間Ｔ７では、電圧共振コンデンサＣｖの電圧が再び、Ｖｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ－α´に戻る時刻ｔ６、すなわち励磁インダクタンスＬｍの励磁電流ILMが減少中にゼロになる時刻で、クランプスイッチＱＨが２回目のパルスＰ２のオンによりターンオンする。

これにより、クランプスイッチＱＨの電位差が最小値でターンする。即ち、ボトムスイッチングするため、スイッチング損失が少ない。

クランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Ｖｏ以下であるため、二次巻線ＮｓにはＶｏ以上の電圧が発生せず、ダイオードＤｓは非導通であるので、一次側も二次側もクランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋによる共振電流は流れない。

従って、期間Ｔ７では、Ｃａｃ→ＱＨ→Ｌｍ→Ｌｌｋ→Ｃａｃと電流が流れ、励磁インダクタンスＬｍに負の方向の電流が流れ、時刻ｔ８でクランプスイッチＱＨがターンオフする。

ここで、時刻ｔ６、すなわち、2回目のパスルでクランプスイッチをターンオンする時刻は、電圧共振コンデンサＣｖの電圧が再びＶｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ－α´に戻る時刻、すなわち励磁インダクタンスＬｍの励磁電流ILMが減少中にゼロになる時刻であればよく上記説明では期間Ｔ６をＴｃｖｌｍとして説明したが、期間Ｔ６をｎ・Ｔｃｖｌｍ（ｎは自然数）としても同様の効果が得られる。

次に、図１１を参照して期間Ｔ８の動作を説明する。期間Ｔ８では、時刻ｔ７でクランプスイッチＱＨがターンオフしたことで、励磁インダクタンスＬｍに蓄えられたエネルギーでＬｍ→Ｌｌｋ→Ｖｉｎ→Ｃｖ→Ｌｍと電流が流れ、電圧共振コンデンサＣｖの電荷を放電し、時刻ｔ８で主スイッチＱＬの印加電圧がゼロボルトとなる。

図３は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第２の動作波形を示す図である。

図２に示す第１の動作波形とは期間T6が無いところが異なり、対応する期間は図２に示す第１動作波形の説明と同じ動作となるためで各期間の詳細説明は割愛する。

図３に示すように、期間Ｔ１で、主スイッチQLが時刻ｔ０でターンオンして時刻ｔ１でターンオフすると、期間Ｔ２では、リーケージインダクタンスＬｌｋに蓄積された電流が、クランプスイッチQHのボディダイオードBDHからクランプコンデンサＣａｃに流れ、クランプスイッチＱＨに電流W1が流れる。

この電流により、クランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Ｖｏ＋αの電圧となり、主スイッチＱＬの電圧Ｖｄｓ（Ｌ／Ｓ）はＶｉｎ＋Ｎ・Ｖｏ＋αの電圧になる。

期間Ｔ３では、主スイッチＱＬの電圧はＶｉｎ＋Ｎ・Ｖｏで、励磁電流は2次側巻線Ｎｓから出力へ流れため1次巻線はＮ・Ｖｏとなり、クランプスイッチＱＨはオフであるので、通常のフライバックコンバータと同様にトランスＴの励磁インダクタンスＬｍに蓄えたエネルギーを2次巻線Ｎｓから2次側へ出力している。

クランプスイッチＱＨの１回目のパルスＰ１のターンオンは、時刻ｔ３である。時刻ｔ３は、通常のフライバックコンバータでいうトランスＴの励磁インダクタンスＬｍに蓄えたエネルギーを2次巻線Ｎｓから2次側へ出力している期間であり、トランスTの励磁電流ＩＬＭがゼロになる時刻ｔ５を基準にＴａｃｌｋ／２～Ｔａｃｌｋ手前の時間である。

期間Ｔ４では、トランスの1次巻線はＮ・Ｖｏの電圧であり、クランプコンデンサＣａｃの電圧はＮ・Ｖｏ＋αであるので、時刻ｔ３でクランプスイッチＱＨがターンオンすると、リーケージインダクタンスＬｌｋに＋αの電圧が印加され、リーケージインダクタンスＬｌｋとクランプコンデンサＣａｃの共振動作となり共振電流Ｗ３がクランプスイッチＱＨに流れる。

時刻ｔ３からＴａｃｌｋ/２経過後に共振電流Ｗ３はゼロになり、クランプコンデンサCvの電圧は時刻ｔ３でＮ・Ｖｏ＋αであったが時刻ｔ４でＮ・Ｖｏ－α´の電圧になる。期間Ｔ３に流れる共振電流Ｗ３は、励磁インダクタンスＬｍに蓄積された電流を2次側に放電する方向と同じ方向に流れるため、2次側には励磁電流に重畳した共振電流Ｗ４が流れる。

期間Ｔ５では、時刻ｔ４は時刻ｔ３から共振電流Ｗ３の共振周期の1/2が経過した時刻であり、時刻ｔ４で共振電流Ｗ３はゼロになり、時刻ｔ４から共振電流はクランプスイッチのソースからドレイン方向（負方向）に流れる。

しかし、この共振電流は励磁インダクタンスＬｍに蓄積された電流を2次側に放電する方向と逆方向に流れるため、励磁電流で制限されたＷ５の電流波形となる。

クランプスイッチＱＨは、この逆向きに流れる励磁電流で制限された共振電流が流れている間でターンオフする。クランプスイッチＱＨがオフすると励磁電流で制限された共振電流はボディダイオードＢＤＨへ流れる。期間Ｔ４で流れる共振電流の電荷量をＱｐは、クランプコンデンサＣａｃと1次巻線に発生している逆起電圧の電圧差である電圧αを電圧－α´まで放電するので、期間Ｔ５で流れる電流の電荷量Ｑｎは、Ｑｐ／２以下となり、期間Ｔ５の電流Ｗ５でクランプコンデンサの電圧はＮ・Ｖｏ以上にはならない。

期間Ｔ７では、時刻ｔ５は励磁電流ＩＬＭが減少してゼロになった時刻で、時刻ｔ５でクランプスイッチＱＨがターンオンし、励磁インダクタンスＬｍに負方向の電流Ｗ６を流す。時刻ｔ５でクランプコンデンサの電圧はＮ・Ｖｏ以下であるのでクランプスイッチＱＨをオンしても共振電流は流れない。したがって二次側にも共振電流は流れない。

期間Ｔ８では、時刻ｔ７でクランプスイッチＱＨがターンオフすると励磁インダクタンスの負方向の電流Ｗ６が電圧共振コンデンサＣｖを放電し、時刻ｔ８で主スイッチＱＬの電圧がゼロボルトに達する。

時刻ｔ８で主スイッチＱＬの電圧がゼロになった時刻で主スイッチＱＬがターンオンするので主スイッチＱＬはゼロボルトスイッチングとなり、高効率、低ノイズの電源が構成できる。

また、2次側のダイオードＤｓの電流はＷ２＋Ｗ４のように連続した電流となり、期間T7,Ｔ８では電流が流れないため、同期整流が容易に実現でき、さらなる高効率電源が構成できる。

図３に示す本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第２の動作波形では、クランプスイッチQHの１回目の第１のパルスＰ１のオフタイミングは期間T5内であればよいので時刻t5でオフしてもよい。また、クランプスイッチQHの２回目の第２のパルスＰ２は、期間T5の終期の時刻ｔ５である。したがって、図３に示す動作モードでは第１のパルスＰ１と第２のパルスＰ２を連結して駆動してもよい。

（第１の実施形態の具体例）
図１２は本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータAFCの具体例を示す図である。図１３は図12に示すAFCの第1の動作波形を示した図である。ここで、図12の構成について、図13を併用して説明する。

図１２は、図１に示す構成に対して、トランスＴに補助巻線Ｎａを設けるとともに、制御部２ａが異なる。

補助巻線Ｎａは、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとに電磁結合している。補助巻線Ｎａの一端には抵抗Ｒａ１の一端とダイオードDaのアノードが接続され、ダイオードDaのカソードとコンデンサＣａの一端が接続され、補助巻線Ｎａの他端には抵抗Ｒａ２の一端とコンデンサＣａの他端が接続され、コンデンサＣａの他端は接地されている。

抵抗Ｒａ１の他端と抵抗Ｒａ２の他端とは、補助巻線Naの電圧を抵抗分圧した電圧Vnaを検出し、検出された電圧Vnaは、制御部２ａの励磁電流検出部３０、しきい値生成部３１、ボトム検出部２５に出力される。

制御部２ａは、ＦＢ制御部２０、第１オン信号部２１、第１駆動回路２２、ボトム検出部２５、励磁電流検出部３０、しきい値生成部３１、オンタイミング検出部３２、第２オン信号部３３、第３オン信号部３４、第２駆動回路３５を備える。

ＦＢ制御部２０は、出力電圧検出部１で検出された出力電圧と所定値に基づきフィード制御信号を生成し、フィード制御信号を第１オン信号部２１に出力する。第１オン信号部２１は、フィード制御信号に基づき主スイッチＱＬをオンするための第１オン信号を生成する。第１駆動回路２２は、第１オン信号部２１からの第１オン信号により主スイッチＱＬをオンさせる。

励磁電流検出部３０は、電圧Vnaをもとに励磁電流に比例した励磁電圧VLmを検出する。しきい値生成部３１は、電圧Vnaをもとに出力電圧Ｖｏに比例したしきい値Vthを生成する。オンタイミング検出部３２は、第2駆動回路３５の１回目のパルスをオンさせるオンタイミングを検出する。

励磁電流ゼロ検出部２６は、励磁電流検出部３０で検出された励磁電圧VLmが負の傾きでゼロになる時刻を検出する。

ボトム検出部２５は、電圧VnaをもとにクランプスイッチQHの電圧がボトム（主スイッチQLの電圧のトップ）になるタイミングを検出する。

第２オン信号部３３は、オンタイミング検出部３２で検出されたタイミングで、第２オン信号Ｐ１を生成する。第３オン信号部３４は、ボトム検出部２５で検出されたタイミングで、第３オン信号Ｐ２を生成する。

第２駆動回路３５は、第２オン信号部３３からの第２オン信号Ｐ１により１回目の第１のパルスをオンさせるオンタイミングにクランプスイッチＱＨをオンさせる。

また、第２駆動回路３５は、第３オン信号部３４からの第３オン信号Ｐ２により２回目の第２のパルスをオンさせるオンタイミングにクランプスイッチＱＨをオンさせる。

次に、図１３は第１動作波形を示す。図１３と、図２の本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第１の動作波形とを参照しながら、図１２に示すアクティブクランプフライバックコンバータの動作を説明する。図１３において、Vnaは、補助巻線Naの電圧を抵抗Ra1,Ra2で分圧した電圧である。VLmは、励磁電流検出部３０で検出した励磁電流に比例した電圧である。Vthは、しきい値生成部３１で検出した出力電圧に比例した電圧である。

その他の符号は、図２、図３に示す符号と同じであるので、その説明は省略する。

図１３において、主スイッチQLがオンすると一次巻線ＮｐにはＶｉｎの電圧が印加され、主スイッチＱＬがオフすると一次巻線Ｎｐには－Ｎ・Ｖｏの電圧が発生する。

励磁電流検出部３０は、以下の動作に基づき1次巻線Ｎｐの励磁インダクタンスLmの励磁電流を検出する。インダクタンスに流れる電流Iは、インダクタンスの両端電圧V、インダクタンス値LとするとＩ＝V／L×ｔ（ｔは時間）で電流が増加する。電圧Ｖｎａは、補助巻線Ｎａの両端電圧に比例した電圧であり、補助巻線Naは一次巻線Ｎｐと二次巻線Nsと電磁結合しているので、補助巻線Ｎａの両端電圧は、一次巻線Ｎｐの両端電圧と比例関係であり、励磁インダクタンスＬｍの両端電圧と比例関係であるので、電圧Ｖｎａを、積分器で、励磁電流ＩＬＭに比例した励磁電圧ＶＬｍを検出する。

しきい値生成部３１は、補助巻線Naの正電圧をもとに出力電圧に比例した電圧Ｖｔｈを生成する。すなわち、補助巻線Naは一次巻線Ｎｐと二次巻線Nsと電磁結合しており、補助巻線Ｎａと二次巻線Nsの巻方向は同じであるので、補助巻線Ｎａの正電圧は、二次巻線Ｎｓの正電圧、すなわち出力電圧に比例した電圧が発生するので、補助巻線電圧Vｎａの正電圧をもとに出力電圧に比例した電圧Ｖｔｈを生成できる。

オンタイミング検出部３２は、励磁電流検出部３０で検出された励磁電圧VLmの傾きが負で（第１オン信号がオフ時）励磁電圧VLmがしきい値生成部３１で生成されたしきい値Vthになったときオンタイミングｔ１１を検出する。

第２オン信号部３３は、オンタイミング検出部３２で検出したタイミングｔ１１で予め設定した第１のパルスP１を生成する。

ボトム検出部２５は、電圧共振コンデンサＣｖとトランスの励磁インダクタンスＬｍの共振周期をＴｃｖｌｍとして、第２オン信号部３３で生成した第１のパルスP１の後で、電圧Ｖｎａが負から正になるゼロ電圧を検出し、ゼロ電圧を検出した時刻からＴｃｖｌｍ/4遅延したオンタイミングｔ１３を検出する。

第３オン信号部３４は、ボトム検出部２５で検出したタイミングｔ１３であらかじめ設定した第２のパルスP２を生成する。

第２駆動回路３５は、第２オン信号部３３の第１のパルスＰ１と、第３オン信号部３４の第２のパルスP２から、駆動信号ＨＧを生成し、クランプスイッチＱＨを一回目に第１のパルスＰ１で、2回目に第２のパルスＰ２でオンさせる。

しきい値生成部３１は、オンタイミング検出部３２で検出するオンタイミングｔ１１が、励磁電圧VLmがゼロになる時刻tzからＴａｃｌｋ／２～Ｔａｃｌｋの手前で検出ようにＶｔｈを調整し、電圧Vｎａの正電圧をもとに出力電圧に比例した電圧を生成する。

図１５で設定例を説明する。

図１５に示すＶＬｍ(20)は、出力電圧が20Ｖ時の励磁電流検出部３０の検出電圧である。ＶＬｍ（１０）は出力電圧が１0Ｖ時の励磁電流検出部３０の検出電圧である。励磁電流はＮ・Ｖｏ／Ｌｍ・ｔの関係式にあるため、出力電圧が1/2になるとその傾きも1/2となる。

Ｖｔｈ(20)は、出力電圧が20Ｖの時に励磁電圧VLm(20)がゼロになる時刻tzからＴａｃｌｋ／２～Ｔａｃｌｋの間で手前になるように、例えば図１５のように0.8Ｔａｃｌｋ手前で検出するようにＶｔｈを調整する。そして、第２オン信号部33ではオン幅をＴａｃｌｋ／２～Ｔａｃｌｋの範囲で且つオフタイミングを励磁電流がゼロになるまでに設定する。例えば図１５では０．６Ｔａｃｌｋと設定すると、オフタイミングは励磁電流ＩＬＭがゼロになる0.2Ｔａｃｌｋ手前となる。

しきい値生成部３１は、電圧Ｖｎａの正電圧をもとに出力電圧に比例してＶｔｈを調整するので、図15の破線のＶＬｍ（１０）のように出力電圧が10Ｖになった場合、励磁電流検出部３０で検出される励磁電圧ＶＬｍの傾きは1/2になるがしきい値生成部３１で生成されるしきい値電圧は破線で示すＶｔｈ（１０）となる。オンタイミング検出部３２で検出するオンタイミングｔ１１はｔ１１’となり、励磁電流がゼロになる0.8Ｔａｃｌｋ手前となり、オフタイミングｔ１２はｔ１２’となりオフタイミングは励磁電流ＩＬＭがゼロになる0.2Ｔａｃｌｋ手前となる。

また、入力電圧Ｖｉｎが変わっても励磁電流の負の傾きは変化しない。したがって、出力電圧Ｖｏがある電圧の時、例えば２０Ｖの時に上記のようにしきい値Ｖｔｈを調整すれば、入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏが変化しても、第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの効果と同様な効果が得られる。

次に、図１４は第２の動作波形を示す。図１４と、図３の本発明の第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの第２の動作波形とを参照しながら、図１２に示すアクティブクランプフライバックコンバータの動作を説明する。

図３に示す第２の動作波形は、図２に示す第１の動作波形の期間T6が無いところが異なる。第１の動作波形では期間T6があることで、ボトム検出部２５でクランプスイッチQHのボトムを検出してオンタイミングｔ１３を検出するが、第2の動作波形では期間T6が無い。したがって、第３オン信号部３４は、励磁電流ゼロ検出部２６で検出した励磁電流がゼロになるタイミングでパルスＰ２を生成する。

他の対応する期間は図２に示す第１の動作波形の説明と同じ動作となるため詳細説明は割愛するが、第１の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの効果と同様な効果が得られる。図１４に示す第２動作波形ではクランプスイッチQHを駆動するHGの１回目の第１のパルスＰ１とHGの２回目の第２のパルスＰ２は連結してよい。

（第２の実施形態）
図１６は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの構成図である。

図１６に示すアクティブクランプフライバックコンバータは、電流検出部３、制御部２ｂを備える。

制御部２ｂは、主スイッチＱＬオフ期間中に、クランプスイッチＱＨの１回目の第１のパルスＰ１のオンタイミングを、１回目のパルスオンによるクランプコンデンサＣａｃを放電する共振電流の１／２電荷量よりも クランプコンデンサＣａｃを充電する励磁電流がゼロになるまでの電荷量が小さくなるタイミングに設定する。

これにより、２回目のパルスオン時に共振電流が流れないようにすることができる。

制御部２ｂは、ＦＢ制御部２０、第１オン信号部２１、第１駆動回路２２、励磁電流検出部３０、励磁電流ゼロ検出部２６、ボトム検出部２５、第２オン信号部３３、第３オン信号部３４、第２駆動回路３５、積分回路３７、遅延回路３８を備える。

ＦＢ制御部２０、第１オン信号部２１、第１駆動回路２２、励磁電流検出部３０、励磁電流ゼロ検出部２６、ボトム検出部２５、第２オン信号部３３、第３オン信号部３４については、図１２において説明したので、その説明は省略する。

なお、第２オン信号は、クランプコンデンサＣａｃとリーケージインダクタンスＬｌｋとの共振周期の1/2以上でかつ共振周期以下のオン幅である。第３オン信号は、第１の実施形態と同様にオンするのでその説明は省略する。

電流検出部３は、クランプコンデンサＣａｃとクランプスイッチＱＨとの接続点にコンデンサＣｓの一端が接続され、コンデンサＣｓの他端は、抵抗Ｒｓを介して接地されている。

電流検出部３は、１回目のパルスのオンによりクランプコンデンサＣａｃに流れる正方向の電流と負方向の電流を検出する。検出電流はクランプコンデンサＣａｃ容量とコンデンサＣＳ容量との容量比に比例する。

積分回路３７は、電流検出部３で検出されたクランプコンデンサを放電する方向の電流を積分して放電量を求め、クランプコンデンサを充電する方向の電流を積分して充電量を求める。

積分回路３７は、具体的には、クランプコンデンサＣａｃを放電する方向の積分係数ＫＰ、クランプコンデンサＣａｃを充電する方向の積分係数ＫＮとしたとき、ＫＰ：ＫＮ＝１：２である。

遅延回路３８は、積分回路３７で得られた充電量を放電量の１／２以下になるように、第１オン信号部２１からの第１オン信号に対して１回目の第１のパルスＰ１のオンタイミングを遅延させる。

第２オン信号部３３は、遅延回路３８で第１オン信号に対して１回目の第１のパルスＰ１のオンタイミングが遅延された第２オン信号を第１駆動回路２２に出力する。

図１７は本発明の第２の実施形態に係るアクティブクランプフライバックコンバータの動作波形を示す図である。

図１７において、１回目の第１のパルスＰ１のオン期間は、Ｔａｃｌｋ／２以上である。１回目の第１のパルスＰ１のターンオンタイミングは、励磁電流がゼロ以上である。

１回目の第１のパルスＰ１のターンオンからＴａｃｌｋ／２経過の間に流れるクランプスイッチＱＨの電流Ｉｄ（Ｈ／Ｓ）の正の方向の波形Ｗ３の放電量の１／２よりも、１回目の第１のパルスＰ１のターンオンからＴａｃｌｋ／２経過後に流れる負の方向の波形Ｗ５の充電量が小さくなるように、遅延回路３８で１回目の第１のパルスＰ１のオンタイミングを、時刻ｔ３まで遅延させている。

このように１回目の第１のパルスＰ１のオンタイミングを遅延制御することで、時刻ｔ３でクランプコンデンサＣａｃの電圧は、Ｎ・Ｖｏ＋αであったが、時刻ｔ４でＮ・Ｖｏ－α´まで降下し、時刻ｔ５でＮ・Ｖｏまで充電される。このため、２回目の第２のパルスＰ２において二次側に共振電流が流れることはない。

本発明のアクティブクランプフライバックコンバータは、スイッチング装置に適用可能である。

Ｖｉｎ 直流電源
ＱＬ 主スイッチ
ＱＨ クランプスイッチ
Ｔ トランス
Ｎｐ 一次巻線
Ｎｓ 二次巻線
Ｎａ 補助巻線
Ｌｍ 励磁インダクタンス
Ｌｌｋ リーケージインダクタンス
Ｃａｃ クランプコンデンサ
Ｃｖ 電圧共振コンデンサ
ＢＤＬ，ＢＤＨ ボディダイオード
Ｄｓ 同期整流素子
Ｃｏ 出力コンデンサ
Ｃａ、Ｃｓ コンデンサ
Ｒａ１、Ｒａ２、Ｒｓ 抵抗
１ 出力電圧検出部
２，２ａ，２ｂ 制御部
３ 電流検出部
２０ ＦＢ制御部
２１ 第１オン信号部
２２ 第１駆動回路
２５ ボトム検出部
２６ 励磁電流ゼロ検出部
３０ 励磁電流検出部
３１ しきい値生成部
３２ オンタイミング検出部
３３ 第２オン信号部
３４ 第３オン信号部
３５ 第２駆動回路
３７ 積分回路
３８ 遅延回路

Claims (7)

1. 直流電源の両端に、主スイッチと一次巻線とが直列に接続された第１直列回路が接続され、前記第１直列回路の接続点と前記直流電源のいずれか一端に、クランプスイッチとクランプコンデンサとが直列接続され、前記主スイッチと前記クランプスイッチをオンオフする制御部とを備えたアクティブクランプフライバックコンバータにおいて、
   前記制御部は、前記主スイッチをオンオフする第１オン信号と、前記主スイッチがオフしている期間に、前記クランプスイッチをオンオフする第２オン信号と前記第２オン信号のあとに前記クランプスイッチを再度オンオフする第３オン信号とを備え、
   前記第２オン信号で前記クランプスイッチがオンした時に形成される前記クランプコンデンサとリーケージインダクタンスの共振回路の共振周期の1/2周期時間経過後に反転して前記クランプコンデンサを充電する方向に流れる共振電流が前記一次巻線の励磁インダクタンスの励磁電流で制限されるオンタイミングに設定され、前記クランプスイッチがオンした時に前記クランプコンデンサを放電する共振電流と反転した前記共振電流と前記励磁電流で制限される電流が前記クランプコンデンサの充放電を1回だけ行うように前記第２オン信号のオン期間を前記共振周期の１／２以上に設定し、前記第２オン信号で前記クランプスイッチをオンオフし、前記励磁インダクタンスの励磁電流がゼロになってから前記第３オン信号を出力し、前記第３オン信号で前記クランプスイッチをオンさせ前記励磁インダクタンスに負方向の電流を流すアクティブクランプフライバックコンバータ。
2. 前記制御部は、前記励磁インダクタンスの励磁電流がゼロになってから前記クランプスイッチの電圧振動のボトムを検出するボトム検出手段を備え、
   前記ボトム検出手段により検出したクランプスイッチの電圧最小時刻で、前記第３オン信号を出力し、前記クランプスイッチをオンさせ、前記励磁インダクタンスに負方向の電流を流す、請求項１記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。
3. 前記制御部は、前記第２オン信号のオンタイミングを、
   前記励磁電流がゼロになる時刻より前記共振周期の１／２から前記共振周期の手前で、
   且つ、オフタイミングが前記励磁電流がゼロになるまでの時刻で、且つ、前記第２オン信号のオン期間を前記クランプコンデンサと前記一次巻線のリーケージインダクタンスとの共振周期の１／２以上に設定する、請求項１又は２に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。
4. 前記制御部は、前記励磁電流を検出する励磁電流検出部と、しきい値を生成するしきい値生成部とを備え、
   前記励磁電流検出部で検出された前記励磁電流が前記しきい値生成部で生成された前記しきい値になったときに前記第２オン信号のオンタイミングとして、前記第２オン信号を送出する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。
5. 前記しきい値生成部は、出力電圧に応じて前記しきい値を変更する請求項４に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。
6. 前記制御部は、前記第２オン信号のオン期間を前記クランプコンデンサと前記一次巻線のリーケージインダクタンスとの共振周期の１／２以上で且つ共振周期以下に設定し、前記第２オン信号のオンタイミングを、前記第２オン信号で前記クランプスイッチがオンした時に前記クランプコンデンサを放電する方向に流れる共振電流の1／2電荷量よりも前記共振電流が前記励磁電流に制限され前記クランプコンデンサを充電する方向に流れる電流の電荷量が小さくなるタイミングに設定する、請求項１に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。
7. 前記第２オン信号より前記クランプコンデンサに流れる放電方向の電流と充電方向の電流を検出する電流検出部を備え、
   前記制御部は、
   前記電流検出部で検出された放電方向の電流を積分して放電積分量を求め、前記充電方向の電流を積分して充電積分量を求める積分回路と、
   前記積分回路で得られた前記充電積分量を前記放電積分量の１／２以下になるように、前記第２オン信号のオンタイミングを遅延させる遅延回路と、
   を備える、請求項２に記載のアクティブクランプフライバックコンバータ。

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