JP7620194B2

JP7620194B2 - DC Circuit Breaker

Info

Publication number: JP7620194B2
Application number: JP2021043942A
Authority: JP
Inventors: 実麻植; 知宏高野
Original assignee: Nissin Electric Co Ltd
Current assignee: Nissin Electric Co Ltd
Priority date: 2021-03-17
Filing date: 2021-03-17
Publication date: 2025-01-23
Anticipated expiration: 2041-03-17
Also published as: JP2022143443A

Description

本発明の一態様は、直流遮断器に関する。 One aspect of the present invention relates to a DC circuit breaker.

直流母線（直流線路）の事故時に生じる電気的な異常に対処するために、直流遮断器に対する様々な技術が提案されている。一例として、非特許文献１では、直流母線の前段および後段に１対の直流遮断器を設けた直流送電システムが提案されている。 Various technologies for DC circuit breakers have been proposed to deal with electrical abnormalities that occur when a DC bus (DC line) fails. As an example, Non-Patent Document 1 proposes a DC power transmission system in which a pair of DC circuit breakers are provided in front and behind the DC bus.

非特許文献１では、直流母線の前段に位置する直流遮断器（１次側の直流遮断器）が直流遮断器Ａと、当該直流母線の後段に位置する直流遮断器（２次側の直流遮断器）が、直流遮断器Ｂと、それぞれ称されている。非特許文献１では、直流遮断器ＡをＯＦＦする（遮断する，開放させる）とともに、直流遮断器ＢをＯＮする（導通させる）ことにより、事故電流をバイパスさせるという手法が提案されている。 In Non-Patent Document 1, the DC circuit breaker located in front of the DC bus (DC circuit breaker on the primary side) is referred to as DC circuit breaker A, and the DC circuit breaker located after the DC bus (DC circuit breaker on the secondary side) is referred to as DC circuit breaker B. Non-Patent Document 1 proposes a method of bypassing the fault current by turning DC circuit breaker A OFF (breaking, opening) and turning DC circuit breaker B ON (conducting).

佐野憲一郎、高崎昌洋，半導体直流遮断器により直流線路事故を除去可能とした自励式電圧系変換器による直流送電システム，電力中央研究所研究報告書，研究報告：Ｒ１１０１８，２０１２年５月Kenichiro Sano, Masahiro Takasaki, DC Transmission System Using Self-Commutated Voltage Converter Enabling Removal of DC Line Faults by Using Semiconductor DC Circuit Breakers, Research Report of the Central Research Institute of the Electric Power Industry, Research Report: R11018, May 2012

上述の通り、従来技術では、直流線路の事故電流に対処するために、２つの直流遮断器（直流遮断器Ａ・Ｂ）を設ける必要がある。このため、直流送電システムの構成が複雑化しうる。上記の点に鑑み、本発明の一態様は、１つの直流遮断器によって、直流母線の事故電流に対処することを目的としている。 As described above, in the conventional technology, two DC circuit breakers (DC circuit breakers A and B) must be provided to handle a fault current in a DC line. This can complicate the configuration of the DC power transmission system. In view of the above, one aspect of the present invention aims to handle a fault current in a DC busbar using a single DC circuit breaker.

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る直流遮断器は、本線と帰線とによって構成された直流母線の前段に配置される直流遮断器であって、上記本線と直列に接続された過電流遮断部と、上記本線に接続された第１節点と上記帰線に接続された第２節点とに接続された過電圧保護回路と、上記過電流遮断部および上記過電圧保護回路を制御する制御部と、を備えており、上記過電圧保護回路は、バイパス用スイッチ素子と、上記バイパス用スイッチ素子と並列に接続されたコンデンサと、を備えており、上記過電流遮断部は、主スイッチ素子と、当該主スイッチ素子と並列に接続されたサージエネルギー消費回路と、を備えており、上記直流遮断器は、上記過電流遮断部に流れる電流値をアナログ値として検出する電流センサと、上記コンデンサに印加される電圧値をアナログ値として検出する電圧センサと、をさらに備えており、上記制御部は、上記電流センサによって検出された上記電流値をＡＤ変換することにより第１デジタル電流値を導出する電流用第１ＡＤコンバータと、上記電流センサによって検出された上記電流値をＡＤ変換することにより第２デジタル電流値を導出する電流用第２ＡＤコンバータと、上記電圧センサによって検出された上記電圧値をＡＤ変換することによりデジタル電圧値を導出する電圧用ＡＤコンバータと、を備えており、上記電流用第１ＡＤコンバータは、上記電流用第２ＡＤコンバータよりも高いＡＤ変換速度を有しており、上記電流用第２ＡＤコンバータは、上記電流用第１ＡＤコンバータよりも高い分解能を有しており、上記制御部は、上記第１デジタル電流値が事故電流閾値以上である場合、上記主スイッチ素子を遮断させ、上記デジタル電圧値がバイパス電圧閾値以上である場合、上記バイパス用スイッチ素子を導通させ、上記第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値以上である場合、上記第１デジタル電流値が上記動作モード判定電流閾値よりも小さい導通停止電流閾値を下回るまで、上記サージエネルギー消費回路を連続的に導通させ、上記第１デジタル電流値が上記動作モード判定電流閾値未満である場合、上記第２デジタル電流値に応じて、上記サージエネルギー消費回路を断続的に導通させる。 In order to solve the above problem, a DC circuit breaker according to one aspect of the present invention is a DC circuit breaker arranged in front of a DC bus composed of a main line and a return line, and includes an overcurrent interruption unit connected in series with the main line, an overvoltage protection circuit connected to a first node connected to the main line and a second node connected to the return line, and a control unit that controls the overcurrent interruption unit and the overvoltage protection circuit, the overvoltage protection circuit includes a bypass switch element and a capacitor connected in parallel with the bypass switch element, the overcurrent interruption unit includes a main switch element and a surge energy consumption circuit connected in parallel with the main switch element, the DC circuit breaker further includes a current sensor that detects a current value flowing through the overcurrent interruption unit as an analog value, and a voltage sensor that detects a voltage value applied to the capacitor as an analog value, and the control unit includes a first current AD converter that derives a first digital current value by AD converting the current value detected by the current sensor, and a second current AD converter that converts the current value detected by the current sensor into a digital value. The device includes a second current AD converter that derives a second digital current value by AD converting the current value, and a voltage AD converter that derives a digital voltage value by AD converting the voltage value detected by the voltage sensor, the first current AD converter has a higher AD conversion speed than the second current AD converter, and the second current AD converter has a higher resolution than the first current AD converter, and the control unit cuts off the main switch element when the first digital current value is equal to or greater than the fault current threshold, turns on the bypass switch element when the digital voltage value is equal to or greater than the bypass voltage threshold, turns on the surge energy consumption circuit continuously until the first digital current value falls below a conduction stop current threshold that is smaller than the operation mode determination current threshold when the first digital current value is equal to or greater than the operation mode determination current threshold, and turns on the surge energy consumption circuit intermittently according to the second digital current value when the first digital current value is less than the operation mode determination current threshold.

本発明の一態様によれば、１つの直流遮断器によって、直流線路の事故電流に対処することが可能となる。 According to one aspect of the present invention, a single DC circuit breaker can handle a fault current on a DC line.

実施形態１の直流遮断器を有する直流送電システムの概要を示す図である。1 is a diagram showing an overview of a DC power transmission system having a DC circuit breaker according to a first embodiment. 直流遮断器におけるＰＮクランパの構成を例示する図である。FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the configuration of a PN clamper in a DC circuit breaker. 直流遮断器における半導体遮断部の構成を例示する図である。1 is a diagram illustrating a configuration of a semiconductor breaker in a DC breaker; 直流遮断器における制御部の構成を例示する図である。2 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit in a DC circuit breaker. FIG. 母線電流の時間変化に応じた各電圧の時間変化と各スイッチ素子の動作の一例を示す図である。10A to 10C are diagrams illustrating an example of time changes in each voltage corresponding to time changes in bus current and the operation of each switch element. 母線電流の時間変化に応じた各電圧の時間変化と各スイッチ素子の動作の一例を示す図である。10A to 10C are diagrams illustrating an example of time changes in each voltage corresponding to time changes in bus current and the operation of each switch element. チョッパ制御モードにおけるＳＷ１およびＳＷ２の制御手法の一例について説明する図である。11 is a diagram illustrating an example of a control method for SW1 and SW2 in a chopper control mode. FIG.

〔実施形態１〕
実施形態１の直流送電システム１０００（特に、直流遮断器１）について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態１にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、以降の各実施形態では同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。簡潔化のため、公知技術と同様の事項についても、説明を適宜省略する。 [Embodiment 1]
The DC power transmission system 1000 (particularly, the DC circuit breaker 1) of the first embodiment will be described below. For convenience of explanation, the same reference numerals will be given to components having the same functions as those described in the first embodiment in the following embodiments, and the description thereof will not be repeated. For simplicity, the description of matters similar to those in the publicly known technology will also be omitted as appropriate.

本明細書において述べる各構成および各数値は、特に明示されない限り、単なる一例であることに留意されたい。従って、特に明示されない限り、各部材の位置関係は、各図の例に限定されない。本明細書では、２つの数ＡおよびＢに関する「Ａ～Ｂ」という記載は、特に明示されない限り、「Ａ以上かつＢ以下」を意味する。また、本明細書における「接続されている」という文言は、特に明示されない限り、「電気的に接続されている」ことを意味する。 Please note that each configuration and each numerical value described in this specification is merely an example unless otherwise specified. Therefore, unless otherwise specified, the positional relationship of each component is not limited to the example in each figure. In this specification, the description "A to B" regarding two numbers A and B means "greater than or equal to A and less than or equal to B" unless otherwise specified. In addition, the wording "connected" in this specification means "electrically connected" unless otherwise specified.

（直流送電システム１０００の概要）
図１は、直流送電システム１０００の概要を示す図である。直流送電システム１０００は、Ｐ線（本線）とＮ線（帰線）とによって構成された直流母線を介して、１次側から２次側へと直流電力を送電する。直流送電システム１０００は、直流遮断器１を備える。 (Overview of DC power transmission system 1000)
1 is a diagram showing an overview of a DC power transmission system 1000. The DC power transmission system 1000 transmits DC power from a primary side to a secondary side via a DC bus composed of a P line (main line) and an N line (return line). The DC power transmission system 1000 includes a DC circuit breaker 1.

図１に示されるように、直流遮断器１は、直流母線の前段に配置されている。すなわち、直流遮断器１は、非特許文献１の直流遮断器Ａと同様の位置に配置されている。このように、直流遮断器１は、直流送電システム１０００の１次側に配置されている。図１に示される通り、直流送電システム１０００は、直流母線の後段（すなわち２次側）には直流遮断器を有していない。このように、直流送電システム１０００では、非特許文献１の直流送電システムとは異なり、直流遮断器Ｂに対応する直流遮断器は設けられていない。 As shown in FIG. 1, DC circuit breaker 1 is disposed in front of the DC bus. That is, DC circuit breaker 1 is disposed in the same position as DC circuit breaker A in Non-Patent Document 1. Thus, DC circuit breaker 1 is disposed on the primary side of DC transmission system 1000. As shown in FIG. 1, DC transmission system 1000 does not have a DC circuit breaker in the rear (i.e., secondary) side of the DC bus. Thus, in DC transmission system 1000, unlike the DC transmission system in Non-Patent Document 1, no DC circuit breaker corresponding to DC circuit breaker B is provided.

直流遮断器１は、端子ＴＡ１・ＴＡ２・ＴＢ１・ＴＢ２、半導体遮断部１０、ＰＮクランパ２０、制御部３０、および電流センサ４１０を備える。また、後述の図２～図３に示す通り、直流遮断器１は、電圧センサ４２０・４３０をさらに備える。以下では、例えば端子ＴＡ１を、単にＴＡ１と略記する。その他の部材（要素）についても、適宜同様に略記する。また、以下では、例えば後述する電流Ｉｉｎの電流値についても、Ｉｉｎと表記する。その他の信号値についても、同様に略記する。 The DC circuit breaker 1 includes terminals TA1, TA2, TB1, and TB2, a semiconductor circuit breaker unit 10, a PN clamper 20, a control unit 30, and a current sensor 410. As shown in Figures 2 and 3 below, the DC circuit breaker 1 further includes voltage sensors 420 and 430. In the following, for example, terminal TA1 will be abbreviated simply as TA1. Other members (elements) will be similarly abbreviated as appropriate. In the following, for example, the current value of current Iin, which will be described later, will be written as Iin. Other signal values will be similarly abbreviated.

ＴＡ１およびＴＡ２は、直流遮断器１の入力側の端子である。一例として、直流遮断器１は、ＴＡ１およびＴＡ２を介して、不図示の電力変換器（例：ＡＣ／ＤＣコンバータ）と接続されている。ＴＢ１およびＴＢ２は、直流遮断器１の出力側の端子である。直流遮断器１は、ＴＢ１およびＴＢ２を介して、直流母線と接続されている。より具体的には、直流遮断器１のＰ線において、半導体遮断部１０は、ＴＢ１を介して、直流母線のＰ線と直列に接続されている。また、直流遮断器１のＮ線は、ＴＢ２を介して、直流母線のＮ線と接続されている。 TA1 and TA2 are input terminals of the DC circuit breaker 1. As an example, the DC circuit breaker 1 is connected to a power converter (e.g., an AC/DC converter) (not shown) via TA1 and TA2. TB1 and TB2 are output terminals of the DC circuit breaker 1. The DC circuit breaker 1 is connected to a DC bus via TB1 and TB2. More specifically, in the P line of the DC circuit breaker 1, the semiconductor circuit breaker 10 is connected in series with the P line of the DC bus via TB1. Also, the N line of the DC circuit breaker 1 is connected to the N line of the DC bus via TB2.

図１に示される通り、ＴＢ１は、半導体遮断部１０を介して、ＴＡ１と接続されている。そして、ＴＢ２は、ＴＡ２と同電位であるように、ＴＡ２と接続されている。図１の節点Ｎ１およびＮ２はそれぞれ、直流遮断器１のＰ線およびＮ線における節点である。Ｎ１およびＮ２はそれぞれ、第１節点および第２節点とも称される。Ｎ１は、ＴＡ１と同電位の節点である。Ｎ２は、ＴＢ２と同電位の節点である。ＰＮクランパ２０は、Ｎ１とＮ２とに接続されている。Ｎ１は、半導体遮断部１０およびＴＢ１を介して、直流母線のＰ線と接続されている。Ｎ２は、ＴＢ２を介して、直流母線のＮ線と接続されている。直流送電システム１０００では、後述するＳＷｍがＯＮされている場合、ＰＮクランパ２０には、ＰＮ母線電圧（直流母線のＰ線－Ｎ線間の電圧）と等しい電圧が印加されると近似的に見なすことができる。以下、ＰＮ母線電圧を、Ｖｐｎと表記する。 As shown in FIG. 1, TB1 is connected to TA1 via the semiconductor cutoff unit 10. TB2 is connected to TA2 so as to be at the same potential as TA2. Nodes N1 and N2 in FIG. 1 are nodes on the P line and N line of the DC circuit breaker 1, respectively. N1 and N2 are also referred to as the first node and the second node, respectively. N1 is a node at the same potential as TA1. N2 is a node at the same potential as TB2. The PN clamper 20 is connected to N1 and N2. N1 is connected to the P line of the DC bus via the semiconductor cutoff unit 10 and TB1. N2 is connected to the N line of the DC bus via TB2. In the DC power transmission system 1000, when SWm (described later) is ON, it can be approximately assumed that a voltage equal to the PN bus voltage (the voltage between the P line and N line of the DC bus) is applied to the PN clamper 20. Hereinafter, the PN bus voltage is referred to as Vpn.

制御部３０は、直流遮断器１の各部を統括的に制御する。特に、実施形態１では、制御部３０は、電流ＦＢ（feedback，フィードバック）制御および電圧ＦＢ制御によって、半導体遮断部１０およびＰＮクランパ２０を制御する。制御部３０の具体的な構成および動作については、後述する。 The control unit 30 performs overall control of each part of the DC circuit breaker 1. In particular, in the first embodiment, the control unit 30 controls the semiconductor circuit breaker 10 and the PN clamper 20 by current FB (feedback) control and voltage FB control. The specific configuration and operation of the control unit 30 will be described later.

電流センサ４１０は、直流遮断器１に流れる（より具体的には、直流遮断器１のＰ線に流れる）電流Ｉｉｎを検出する。より具体的には、電流センサ４１０は、Ｉｉｎをアナログ値として検出するアナログ電流センサである。電流センサ４１０は、検出したＩｉｎを、制御部３０に供給する。直流送電システム１０００では、Ｉｉｎは、直流母線に流れる電流と等しいと見なすことができる。このため、Ｉｉｎは、母線電流と称されてもよい。 The current sensor 410 detects the current Iin flowing through the DC circuit breaker 1 (more specifically, through the P line of the DC circuit breaker 1). More specifically, the current sensor 410 is an analog current sensor that detects Iin as an analog value. The current sensor 410 supplies the detected Iin to the control unit 30. In the DC power transmission system 1000, Iin can be considered to be equal to the current flowing through the DC bus. For this reason, Iin may be referred to as the bus current.

（ＰＮクランパ２０の構成）
図２は、ＰＮクランパ２０の構成を例示する図である。ＰＮクランパ２０は、直流母線を過電圧から保護するための回路である。ＰＮクランパ２０は、本発明の一態様に係る過電圧保護回路の一例である。ＰＮクランパ２０は、端子ＴＣ１・ＴＣ２、コンデンサＣｍ・Ｃｐｎ、抵抗素子Ｒｃ、スイッチ素子ＳＷｐ、およびダイオードＤｃを備える。ＴＣ１は、Ｎ１に接続されている。ＴＣ２は、Ｎ２に接続されている。本開示の一態様に係るスイッチ素子はいずれも、公知の半導体スイッチ素子であってよい。 (Configuration of PN clamper 20)
2 is a diagram illustrating a configuration of the PN clamper 20. The PN clamper 20 is a circuit for protecting a DC bus from an overvoltage. The PN clamper 20 is an example of an overvoltage protection circuit according to an embodiment of the present disclosure. The PN clamper 20 includes terminals TC1 and TC2, capacitors Cm and Cpn, a resistor Rc, a switch SWp, and a diode Dc. TC1 is connected to N1. TC2 is connected to N2. All of the switch elements according to an embodiment of the present disclosure may be known semiconductor switch elements.

ＳＷｐのＯＮ／ＯＦＦは、制御部３０によって制御される。後述する通り、ＳＷｐをＯＮすることにより、事故電流をバイパスさせることができる。このことから、ＳＷｐは、バイパス用スイッチ素子と称されてもよい。Ｃｐｎは、ＳＷｐと並列に接続されたコンデンサである。Ｃｐｎは、第１コンデンサと称されてもよい。Ｃｍは、ＳＷｐと直列に接続されたコンデンサである。Ｃｍは、第２コンデンサと称されてもよい。ＰＮクランパ２０において、ＤｃとＲｃとＣｐｎとは、ＰＮクランパ２０におけるスナバ回路を形成するように接続されている。 The ON/OFF of SWp is controlled by the control unit 30. As described below, by turning SWp ON, the fault current can be bypassed. For this reason, SWp may be referred to as a bypass switch element. Cpn is a capacitor connected in parallel with SWp. Cpn may be referred to as a first capacitor. Cm is a capacitor connected in series with SWp. Cm may be referred to as a second capacitor. In the PN clamper 20, Dc, Rc, and Cpn are connected to form a snubber circuit in the PN clamper 20.

電圧センサ４２０は、Ｃｐｎに印加される電圧（以下、電圧Ｖｃｐｎと表記する）を検出する。より具体的には、電圧センサ４２０は、Ｖｃｐｎをアナログ値として検出するアナログ電圧センサである。Ｖｃｐｎは、Ｖｐｎに対応する電圧の一例である。電圧センサ４２０は、検出したＶｃｐｎを、制御部３０に供給する。図３の電圧センサ４３０との区別のため、電圧センサ４２０は、第１電圧センサと称されてもよい。このことから、Ｖｃｐｎは、第１電圧（あるいは、第１電圧値）と称されてもよい。なお、ＰＮクランパ２０における各素子のパラメータが既知である場合、電圧センサ４２０によって検出されたＶｃｐｎと当該パラメータとを用いて、制御部３０においてＶｐｎを算出することもできる。 The voltage sensor 420 detects the voltage applied to Cpn (hereinafter, referred to as voltage Vcpn). More specifically, the voltage sensor 420 is an analog voltage sensor that detects Vcpn as an analog value. Vcpn is an example of a voltage corresponding to Vpn. The voltage sensor 420 supplies the detected Vcpn to the control unit 30. To distinguish it from the voltage sensor 430 in FIG. 3, the voltage sensor 420 may be referred to as a first voltage sensor. For this reason, Vcpn may be referred to as a first voltage (or a first voltage value). Note that, if the parameters of each element in the PN clamper 20 are known, the control unit 30 can also calculate Vpn using the Vcpn detected by the voltage sensor 420 and the parameters.

（半導体遮断部１０の構成）
図３は、半導体遮断部１０の構成を例示する図である。半導体遮断部１０は、直流母線に流れる過電流を遮断するための回路である。半導体遮断部１０は、本発明の一態様に係る過電流遮断部の一例である。半導体遮断部１０は、端子ＴＤ１・ＴＤ２、スイッチ素子ＳＷｍ、コンデンサＣｓｗ、ダイオードＤｓｗ、およびＳＷクランパ（スイッチングクランパ）１１０を備える。ＴＤ１は、Ｎ１に接続されている。ＴＤ２は、ＴＢ１に接続されている。 (Configuration of semiconductor cutoff unit 10)
3 is a diagram illustrating the configuration of the semiconductor cutoff unit 10. The semiconductor cutoff unit 10 is a circuit for cutting off an overcurrent flowing through a DC bus. The semiconductor cutoff unit 10 is an example of an overcurrent cutoff unit according to an aspect of the present invention. The semiconductor cutoff unit 10 includes terminals TD1 and TD2, a switch element SWm, a capacitor Csw, a diode Dsw, and a SW clamper (switching clamper) 110. TD1 is connected to N1. TD2 is connected to TB1.

ＳＷｍは、直流母線のＰ線と直列に接続されている。ＳＷｍのＯＮ／ＯＦＦは、制御部３０によって制御される。このため、ＳＷｍをＯＦＦすることにより、直流母線に流れる過電流を遮断できる。このことから、ＳＷｍは、主スイッチ素子と称されてもよい。 SWm is connected in series with the P line of the DC bus. The ON/OFF of SWm is controlled by the control unit 30. Therefore, by turning SWm OFF, the overcurrent flowing through the DC bus can be cut off. For this reason, SWm may be referred to as the main switch element.

ＣｓｗおよびＳＷクランパ１１０はそれぞれ、ＳＷｍと並列に接続されている。ＤｓｗとＣｓｗとＳＷクランパ１１０とは、半導体遮断部１０におけるスナバ回路を形成するように接続されている。 Csw and SW clamper 110 are each connected in parallel with SWm. Dsw, Csw, and SW clamper 110 are connected to form a snubber circuit in the semiconductor cutoff unit 10.

ＳＷクランパ１１０は、直流母線の異常電流（例：短絡電流）発生時におけるサージエネルギーを消費するための回路である。ＳＷクランパ１１０は、本開示の一態様に係るサージエネルギー消費回路の一例である。ＳＷクランパ１１０は、スイッチ素子ＳＷ１・ＳＷ２および抵抗素子Ｒ１・Ｒ２を備える。ＳＷ１・ＳＷ２は、副スイッチ素子と称されてもよい。 The SW clamper 110 is a circuit for consuming surge energy when an abnormal current (e.g., short-circuit current) occurs on the DC bus. The SW clamper 110 is an example of a surge energy consumption circuit according to one aspect of the present disclosure. The SW clamper 110 includes switch elements SW1 and SW2 and resistance elements R1 and R2. SW1 and SW2 may be referred to as secondary switch elements.

ＳＷクランパ１１０は、副スイッチ素子と抵抗素子とが直列に接続された、ｎ個のエネルギー消費ユニットを備えていてよい。ｎは、１以上の整数である。但し、後述する通り、ｎは２以上であることが好ましい。そこで、図３では、ｎ＝２の場合が例示されている。図３の例におけるＳＷ１・ＳＷ２およびＲ１・Ｒ２はそれぞれ、副スイッチ素子および抵抗素子の一例である。 The SW clamper 110 may include n energy consumption units in which secondary switch elements and resistance elements are connected in series. n is an integer equal to or greater than 1. However, as described below, n is preferably equal to or greater than 2. Thus, FIG. 3 illustrates the case where n=2. In the example of FIG. 3, SW1 and SW2 and R1 and R2 are examples of secondary switch elements and resistance elements, respectively.

図３の例において、互いに直列に接続されているＳＷ１とＲ１とによって構成されたエネルギー消費ユニットを、第１エネルギー消費ユニット１１１と称する。同様に、互いに直列に接続されているＳＷ２とＲ２とによって構成されたエネルギー消費ユニットを、第２エネルギー消費ユニット１１２と称する。第１エネルギー消費ユニット１１１と第２エネルギー消費ユニット１１２とは、互いに並列に接続されている。ＳＷクランパ１１０におけるｎ個の副スイッチ素子のそれぞれ（図３の例では、ＳＷ１およびＳＷ２のそれぞれ）のＯＮのＯＮ／ＯＦＦは、制御部３０によって制御される。 In the example of FIG. 3, an energy consumption unit formed by SW1 and R1 connected in series is referred to as a first energy consumption unit 111. Similarly, an energy consumption unit formed by SW2 and R2 connected in series is referred to as a second energy consumption unit 112. The first energy consumption unit 111 and the second energy consumption unit 112 are connected in parallel. The ON/OFF of each of the n sub-switch elements in the SW clamper 110 (each of SW1 and SW2 in the example of FIG. 3) is controlled by the control unit 30.

電圧センサ４３０は、ＳＷｍに印加される電圧（以下、電圧Ｖｓｗｍと表記する）を検出する。より具体的には、電圧センサ４３０は、Ｖｓｗｍをアナログ値として検出するアナログ電圧センサである。電圧センサ４３０は、検出したＶｓｗｍを、制御部３０に供給する。図２の電圧センサ４２０との区別のため、電圧センサ４３０は、第２電圧センサと称されてもよい。このことから、Ｖｓｗｍは、第２電圧（あるいは、第２電圧値）と称されてもよい。 The voltage sensor 430 detects the voltage applied to SWm (hereinafter referred to as voltage Vswm). More specifically, the voltage sensor 430 is an analog voltage sensor that detects Vswm as an analog value. The voltage sensor 430 supplies the detected Vswm to the control unit 30. To distinguish it from the voltage sensor 420 in FIG. 2, the voltage sensor 430 may be referred to as a second voltage sensor. For this reason, Vswm may be referred to as a second voltage (or a second voltage value).

（制御部３０の構成）
図４は、制御部３０の構成を例示する図である。制御部３０は、端子ＴＥｉｎ１～ＴＥｉｎ３、端子ＴＥｏｕｔ、ＡＤ（Analogue/Digital）コンバータ３１１～３１４、増幅器３２０、ホールド回路３３０、マイコン（マイクロコンピュータ）３４０、およびＯＲ回路３５０を備える。図４の例における増幅器３２０は、２入力１出力のアナログ差動増幅器である。図４の例におけるＯＲ回路３５０は、２入力１出力の論理ゲート（論理回路）である。説明の便宜上、ＯＲ回路３５０の２つの入力端子を、第１入力端子および第２入力端子と称する。 (Configuration of control unit 30)
4 is a diagram illustrating the configuration of the control unit 30. The control unit 30 includes terminals TEin1 to TEin3, a terminal TEout, AD (Analogue/Digital) converters 311 to 314, an amplifier 320, a hold circuit 330, a microcomputer 340, and an OR circuit 350. The amplifier 320 in the example of FIG. 4 is a two-input, one-output analog differential amplifier. The OR circuit 350 in the example of FIG. 4 is a two-input, one-output logic gate (logic circuit). For convenience of explanation, the two input terminals of the OR circuit 350 are referred to as a first input terminal and a second input terminal.

図４では、ＡＤコンバータ３１１～３１４のそれぞれの区別のため、（ｉ）ＡＤコンバータ３１１はＡＤ１と、（ｉｉ）ＡＤコンバータ３１２はＡＤ２と、（ｉｉｉ）ＡＤコンバータ３１３はＡＤ３と、（ｉｖ）ＡＤコンバータ３１４はＡＤ４と、それぞれ表記されている。ＡＤ１～ＡＤ４はそれぞれ、第１ＡＤコンバータ～第４ＡＤコンバータと称されてもよい。 In FIG. 4, to distinguish between the AD converters 311 to 314, (i) AD converter 311 is labeled AD1, (ii) AD converter 312 is labeled AD2, (iii) AD converter 313 is labeled AD3, and (iv) AD converter 314 is labeled AD4. AD1 to AD4 may be referred to as the first to fourth AD converters, respectively.

ＡＤコンバータ３１１は、ＡＤコンバータ３１２～３１４に比べて、より高いＡＤ変換速度（以下、単に変換速度と略記する）を有している。但し、ＡＤコンバータ３１１は、ＡＤコンバータ３１２～３１４に比べて、より低い分解能を有している。このため、ＡＤコンバータ３１１は、ＡＤコンバータ３１２～３１４に比べて、より高速にデジタルデータを出力できる。 AD converter 311 has a higher AD conversion speed (hereinafter simply referred to as the conversion speed) than AD converters 312 to 314. However, AD converter 311 has a lower resolution than AD converters 312 to 314. Therefore, AD converter 311 can output digital data faster than AD converters 312 to 314.

一例として、ＡＤコンバータ３１１は、８ビットの分解能を有する一括出力型のＩＣ（Integrated Circuit，集積回路）によって実現されてよい。他方、ＡＤコンバータ３１２～３１４はそれぞれ、１２～１６ビットの分解能を有する順次出力型のＩＣによって実現されてよい。 As an example, AD converter 311 may be realized by a batch output type IC (Integrated Circuit) with 8-bit resolution. On the other hand, AD converters 312 to 314 may each be realized by a sequential output type IC with 12-16-bit resolution.

この場合、ＡＤコンバータ３１１は、ＡＤコンバータ３１２～３１４に比べて、（ｉ）１２～１６倍の変換速度を有しており、かつ、（ｉｉ）１／６４～１／１６倍の分解能を有している。言い換えれば、ＡＤコンバータ３１２～３１４は、ＡＤコンバータ３１１に比べて、（ｉ）１／１６～１／１２倍の変換速度を有しており、かつ、（ｉｉ）１６～６４倍の分解能を有している。以上のことから、ＡＤコンバータ３１１は、高速型のＡＤコンバータ（あるいは、高速・低分解能型のＡＤコンバータ）と称されてもよい。他方、ＡＤコンバータ３１２～３１４は、高分解能型のＡＤコンバータ（あるいは、高分解能型・低速型のＡＤコンバータ）と称されてもよい。 In this case, AD converter 311 has (i) 12 to 16 times the conversion speed and (ii) 1/64 to 1/16 times the resolution of AD converters 312 to 314. In other words, AD converters 312 to 314 have (i) 1/16 to 1/12 times the conversion speed and (ii) 16 to 64 times the resolution of AD converter 311. For these reasons, AD converter 311 may be called a high-speed AD converter (or a high-speed, low-resolution AD converter). On the other hand, AD converters 312 to 314 may be called high-resolution AD converters (or high-resolution, low-speed AD converters).

ＴＥｉｎ１～ＴＥｉｎ３は、制御部３０における入力端子である。ＴＥｉｎ１は、電流センサ４１０と接続されている。そして、ＡＤコンバータ３１１・３１２はそれぞれ、ＴＥｉｎ１と接続されている。従って、ＡＤコンバータ３１１・３１２はそれぞれ、ＴＥｉｎ１を介して、アナログ値としてのＩｉｎを取得する。ＡＤコンバータ３１１・３１２は、Ｉｉｎに基づく電流ＦＢのためのＡＤコンバータである。 TEin1 to TEin3 are input terminals in the control unit 30. TEin1 is connected to the current sensor 410. AD converters 311 and 312 are each connected to TEin1. Therefore, AD converters 311 and 312 each acquire Iin as an analog value via TEin1. AD converters 311 and 312 are AD converters for the current FB based on Iin.

ＡＤコンバータ３１１は、アナログ値としてのＩｉｎをＡＤ変換することにより、デジタル電流値としてのＩｉｎを導出する。ＡＤコンバータ３１１によるＡＤ変換によって得られたデジタル電流値は、第１デジタル電流値と称されてもよい。ＡＤコンバータ３１１は、電流用第１ＡＤコンバータと称されてもよい。ＡＤコンバータ３１１は、第１デジタル電流値を、マイコン３４０に供給する。 The AD converter 311 converts Iin as an analog value into a digital current value, thereby deriving Iin as a digital current value. The digital current value obtained by AD conversion by the AD converter 311 may be referred to as a first digital current value. The AD converter 311 may be referred to as a first AD converter for current. The AD converter 311 supplies the first digital current value to the microcontroller 340.

ＡＤコンバータ３１２は、アナログ値としてのＩｉｎをＡＤ変換することにより、デジタル電流値としてのＩｉｎを導出する。ＡＤコンバータ３１２によるＡＤ変換によって得られたデジタル電流値は、第２デジタル電流値と称されてもよい。ＡＤコンバータ３１２は、電流用第２ＡＤコンバータと称されてもよい。ＡＤコンバータ３１２は、第２デジタル電流値を、マイコン３４０に供給する。 The AD converter 312 converts Iin as an analog value into a digital current value, thereby deriving Iin as a digital current value. The digital current value obtained by AD conversion by the AD converter 312 may be referred to as a second digital current value. The AD converter 312 may be referred to as a second AD converter for current. The AD converter 312 supplies the second digital current value to the microcontroller 340.

なお、実施形態１では、ＡＤコンバータ３１１の変換値のフルスケール（以下、単にフルスケールと称する）は、ＡＤコンバータ３１２のフルスケールに比べて大きく設定されている。一例として、ＡＤコンバータ３１１のフルスケールは、直流遮断器１の定格電流（以下、Ｉｒと表記する）の１０～２０倍程度に設定されてよい。この場合、ＡＤコンバータ３１２のフルスケールは、Ｉｒの５～１０倍程度に設定されてよい。 In the first embodiment, the full scale of the conversion value of AD converter 311 (hereinafter simply referred to as full scale) is set to be larger than the full scale of AD converter 312. As an example, the full scale of AD converter 311 may be set to about 10 to 20 times the rated current (hereinafter referred to as Ir) of DC circuit breaker 1. In this case, the full scale of AD converter 312 may be set to about 5 to 10 times Ir.

ＴＥｉｎ２は、電圧センサ４２０と接続されている。そして、ＡＤコンバータ３１４は、ＴＥｉｎ２と接続されている。従って、ＡＤコンバータ３１４は、ＴＥｉｎ２を介して、アナログ値としてのＶｃｐｎを取得する。ＡＤコンバータ３１４は、Ｖｃｐｎに基づく電圧ＦＢのためのＡＤコンバータである。 TEin2 is connected to the voltage sensor 420. And, the AD converter 314 is connected to TEin2. Therefore, the AD converter 314 acquires Vcpn as an analog value via TEin2. The AD converter 314 is an AD converter for the voltage FB based on Vcpn.

ＡＤコンバータ３１４は、アナログ値としてのＶｃｐｎをＡＤ変換することにより、デジタル電圧値としてのＶｃｐｎを導出する。ＡＤコンバータ３１４によるＡＤ変換によって得られたデジタル電圧値は、第１デジタル電圧値と称されてもよい。ＡＤコンバータ３１４は、電圧用第１ＡＤコンバータと称されてもよい。ＡＤコンバータ３１４は、第１デジタル電圧値を、マイコン３４０に供給する。 The AD converter 314 derives Vcpn as a digital voltage value by AD converting Vcpn as an analog value. The digital voltage value obtained by AD conversion by the AD converter 314 may be referred to as a first digital voltage value. The AD converter 314 may be referred to as a first AD converter for voltage. The AD converter 314 supplies the first digital voltage value to the microcontroller 340.

ＴＥｉｎ３は、電圧センサ４３０と接続されている。そして、ＡＤコンバータ３１３は、ＴＥｉｎ３と接続されている。従って、ＡＤコンバータ３１４は、ＴＥｉｎ３を介して、アナログ値としてのＶｓｗｍを取得する。ＡＤコンバータ３１４は、Ｖｓｗｍに基づく電圧ＦＢのためのＡＤコンバータである。 TEin3 is connected to the voltage sensor 430. And, the AD converter 313 is connected to TEin3. Therefore, the AD converter 314 acquires Vswm as an analog value via TEin3. The AD converter 314 is an AD converter for the voltage FB based on Vswm.

ＡＤコンバータ３１４は、アナログ値としてのＶｓｗｍをＡＤ変換することにより、デジタル電圧値としてのＶｓｗｍを導出する。ＡＤコンバータ３１４によるＡＤ変換によって得られたデジタル電圧値は、第２デジタル電圧値と称されてもよい。ＡＤコンバータ３１４は、電圧用第２ＡＤコンバータと称されてもよい。ＡＤコンバータ３１４は、第２デジタル電圧値を、マイコン３４０に供給する。 The AD converter 314 converts Vswm as an analog value into a digital voltage value, thereby deriving Vswm. The digital voltage value obtained by the AD conversion by the AD converter 314 may be referred to as a second digital voltage value. The AD converter 314 may be referred to as a second AD converter for voltage. The AD converter 314 supplies the second digital voltage value to the microcontroller 340.

増幅器３２０の＋端子は、ＴＥｉｎ３と接続されている。従って、増幅器３２０の＋端子には、ＴＥｉｎ３を介して、電圧センサ４３０からＶｓｗｍが供給される。増幅器３２０の－端子は、参照電圧ｒｅｆ－ａが入力されている。 The positive terminal of amplifier 320 is connected to TEin3. Therefore, Vswm is supplied to the positive terminal of amplifier 320 from voltage sensor 430 via TEin3. A reference voltage ref-a is input to the negative terminal of amplifier 320.

増幅器３２０は、Ｖｓｗｍとｒｅｆ－ａとの差を増幅した信号である作動増幅信号を生成する。そして、増幅器３２０は、当該作動増幅信号をホールド回路３３０に供給する。Ｖｓｗｍがｒｅｆ－ａよりも大きい場合、作動増幅信号の符号は正となる。他方、Ｖｓｗｍがｒｅｆ－ａよりも小さい場合、作動増幅信号の符号は負となる。また、Ｖｓｗｍがｒｅｆ－ａと等しい場合、作動増幅信号の信号値は０となる。このため、ｒｅｆ－ａは、Ｖｓｗｍの基準値として用いられてよい。 The amplifier 320 generates a differential amplified signal, which is a signal obtained by amplifying the difference between Vswm and ref-a. The amplifier 320 then supplies the differential amplified signal to the hold circuit 330. If Vswm is greater than ref-a, the sign of the differential amplified signal is positive. On the other hand, if Vswm is less than ref-a, the sign of the differential amplified signal is negative. Furthermore, if Vswm is equal to ref-a, the signal value of the differential amplified signal is 0. Therefore, ref-a may be used as a reference value for Vswm.

ホールド回路３３０は、増幅器３２０から、アナログ信号としての作動増幅信号を取得する。ホールド回路３３０は、当該作動増幅信号の信号値を、所定の一定時間に亘り保持することにより、当該作動増幅信号を、デジタル信号に変換する。以下、ホールド回路３３０から出力されるデジタル信号としての作動増幅信号を、デジタル作動増幅信号と称する。 The hold circuit 330 obtains the differential amplified signal as an analog signal from the amplifier 320. The hold circuit 330 converts the differential amplified signal into a digital signal by holding the signal value of the differential amplified signal for a predetermined fixed period of time. Hereinafter, the differential amplified signal output as a digital signal from the hold circuit 330 is referred to as a digital differential amplified signal.

マイコン３４０は、（ｉ）ＡＤコンバータ３１１から第１デジタル電流値を、（ｉｉ）ＡＤコンバータ３１２から第２デジタル電流値を、（ｉｉｉ）ＡＤコンバータ３１４から第１デジタル電圧値を、（ｉｖ）ＡＤコンバータ３１３から第２デジタル電圧値を、それぞれ取得する。マイコン３４０は、第１デジタル電流値、第２デジタル電流値、第１デジタル電圧値、および第２デジタル電圧値に基づき、デジタル信号としての制御信号を生成する。 The microcomputer 340 obtains (i) a first digital current value from the AD converter 311, (ii) a second digital current value from the AD converter 312, (iii) a first digital voltage value from the AD converter 314, and (iv) a second digital voltage value from the AD converter 313. The microcomputer 340 generates a control signal as a digital signal based on the first digital current value, the second digital current value, the first digital voltage value, and the second digital voltage value.

ＯＲ回路３５０において、（ｉ）第１入力端子にはマイコン３４０から制御信号が、（ｉｉ）第２入力端子にはマイコン３４０からデジタル作動増幅信号が、それぞれ入力される。ＯＲ回路３５０は、制御信号とデジタル作動増幅信号との論理和を、出力制御信号として生成する。ＯＲ回路３５０は、出力制御信号を、ＴＥｏｕｔに出力する。ＴＥｏｕｔは、制御部３０の出力端子である。このように、ＯＲ回路３５０は、ＴＥｏｕｔを介して、出力制御信号を制御部３０の外部へと出力する。 In the OR circuit 350, (i) a control signal is input from the microcomputer 340 to the first input terminal, and (ii) a digital differential amplified signal is input from the microcomputer 340 to the second input terminal. The OR circuit 350 generates an output control signal as the logical sum of the control signal and the digital differential amplified signal. The OR circuit 350 outputs the output control signal to TEout. TEout is an output terminal of the control unit 30. In this way, the OR circuit 350 outputs the output control signal to the outside of the control unit 30 via TEout.

出力制御信号は、直流遮断器１の各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するための信号を総称的に表す。一例として、出力制御信号は、各スイッチ素子のゲートを駆動するゲート駆動信号であってよい。制御部３０は、所望のタイミングで各スイッチ素子をＯＮ／ＯＦＦできるように、出力制御信号を生成する。より具体的には、マイコン３４０は、所望の出力制御信号が得られるように、第１デジタル電流値、第２デジタル電流値、第１デジタル電圧値、および第２デジタル電圧値に基づき、制御信号を生成する。このように、直流遮断器１では、電流ＦＢおよび電圧ＦＢによって、直流遮断器１の各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦが制御される。 The output control signal collectively refers to a signal for controlling the ON/OFF of each switch element of the DC circuit breaker 1. As an example, the output control signal may be a gate drive signal that drives the gate of each switch element. The control unit 30 generates the output control signal so that each switch element can be turned ON/OFF at a desired timing. More specifically, the microcomputer 340 generates the control signal based on the first digital current value, the second digital current value, the first digital voltage value, and the second digital voltage value so that a desired output control signal is obtained. In this way, in the DC circuit breaker 1, the ON/OFF of each switch element of the DC circuit breaker 1 is controlled by the current FB and the voltage FB.

（直流遮断器１の動作の一例）
図５は、Ｉｉｎの時間変化に応じた各電圧の時間変化と各スイッチ素子の動作の一例を示すタイミングチャートである。図５の例では、時刻ｔ１において直流母線の短絡事故が発生したものとする。このため、図５の例では、ｔ１において、Ｖｐｎが０に低下している。なお、短絡事故の発生前には、（ｉ）ＳＷｍはＯＮに、（ｉｉ）ＳＷｐ、ＳＷ１、およびＳＷ２はＯＦＦに、それぞれ設定されている。 (Example of operation of DC circuit breaker 1)
Fig. 5 is a timing chart showing an example of the change over time of each voltage according to the change over time of Iin and the operation of each switch element. In the example of Fig. 5, it is assumed that a short circuit accident occurs on the DC bus at time t1. Therefore, in the example of Fig. 5, Vpn drops to 0 at t1. Note that before the short circuit accident occurs, (i) SWm is set to ON, and (ii) SWp, SW1, and SW2 are set to OFF.

なお、図２の回路構成によれば、Ｖｃｐｎは、常にＶｐｎ以上となる。また、Ｖｐｎが０でない場合、ＶｃｐｎはＶｐｎと概ね等価である。このため、Ｖｐｎが０でない場合、Ｖｃｐｎは、Ｖｐｎの近似値であると理解されてよい。 Note that, according to the circuit configuration of FIG. 2, Vcpn is always equal to or greater than Vpn. Also, when Vpn is not 0, Vcpn is roughly equivalent to Vpn. Therefore, when Vpn is not 0, Vcpn can be understood to be an approximation of Vpn.

多くの場合、短絡事故の発生後、Ｉｉｎは増加する。特に、Ｉｉｎが過大となる場合、直流送電システム１０００において、直流遮断器１の前段および後段に配置される各装置の保護のために、このような過大なＩｉｎ（事故電流）は速やかに遮断されることが好ましい。 In many cases, Iin increases after a short circuit occurs. In particular, when Iin becomes excessive, it is preferable to quickly cut off such excessive Iin (fault current) in order to protect the devices located before and after the DC circuit breaker 1 in the DC power transmission system 1000.

そこで、実施形態１では、制御部３０は、第１デジタル電流値（ＡＤコンバータ３１１によって導出されたデジタル値としてのＩｉｎ）に基づく電流ＦＢによって、半導体遮断部１０のＳＷｍを制御する。上述の通り、ＡＤコンバータ３１１は、高速型のＡＤコンバータである。それゆえ、ＡＤコンバータ３１１は、第１デジタル電流値を高速に出力できる。このため、第１デジタル電流値に基づく電流ＦＢによれば、ＳＷｍを速やかにＯＦＦすることができるので、事故電流を速やかに遮断できる。 Therefore, in the first embodiment, the control unit 30 controls SWm of the semiconductor cutoff unit 10 by the current FB based on the first digital current value (Iin as a digital value derived by the AD converter 311). As described above, the AD converter 311 is a high-speed AD converter. Therefore, the AD converter 311 can output the first digital current value at high speed. Therefore, the current FB based on the first digital current value allows SWm to be quickly turned off, and the fault current to be quickly cut off.

実施形態１では、制御部３０は、第１デジタル電流値を所定の事故電流閾値（図５では不図示）と比較する。事故電流閾値は、異常電流閾値と称されてもよい。事故電流閾値（および、以下に述べるその他の閾値）は、予めマイコン３４０において設定されていてよい。制御部３０は、第１デジタル電流値が事故電流閾値以上である場合、ＳＷｍをＯＦＦする。図５の例では、時刻ｔ２において、制御部３０によって、ＳＷｍがＯＮからＯＦＦへと切り替えられている。 In the first embodiment, the control unit 30 compares the first digital current value with a predetermined fault current threshold (not shown in FIG. 5). The fault current threshold may be referred to as an abnormal current threshold. The fault current threshold (and other thresholds described below) may be set in advance in the microcomputer 340. When the first digital current value is equal to or greater than the fault current threshold, the control unit 30 turns off SWm. In the example of FIG. 5, at time t2, SWm is switched from ON to OFF by the control unit 30.

ＳＷｍがＯＦＦされたことを契機として、Ｉｉｎは増加から減少へと転じる。すなわち、ｔ２において、直流遮断器１の減流動作が開始する。図５に示される通り、時刻ｔ３において、Ｉｉｎは０となる。Ｉｉｎが０となったことにより、直流遮断器１の減流動作は終了する。このように、ｔ２～ｔ３の期間に亘り、直流遮断器１による減流動作が行われる。ｔ２～ｔ３の期間は、直流遮断器１による減流動作期間と称されてもよい。 As a result of SWm being turned OFF, Iin changes from increasing to decreasing. That is, at t2, the current reduction operation of DC circuit breaker 1 begins. As shown in FIG. 5, Iin becomes 0 at time t3. With Iin now at 0, the current reduction operation of DC circuit breaker 1 ends. In this way, the current reduction operation by DC circuit breaker 1 is performed over the period from t2 to t3. The period from t2 to t3 may be referred to as the current reduction operation period by DC circuit breaker 1.

加えて、ｔ２において、制御部３０は、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値（図５では不図示）以上であるか否かを判定する。図５では、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値以上である場合が例示されている。制御部３０は、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値である場合、第１デジタル電流値がＯＮ停止電流閾値（導通停止電流閾値）を下回るまで、ＳＷクランパ１１０（より具体的には、ＳＷクランパ１１０内の副スイッチ素子のそれぞれ）を連続的にＯＮする。なお、ＯＮ停止電流閾値は、動作モード判定電流閾値よりも小さく設定されている。図５のＩｔｈは、ＯＮ停止電流閾値の一例である。 In addition, at t2, the control unit 30 determines whether the first digital current value is equal to or greater than the operation mode determination current threshold (not shown in FIG. 5). FIG. 5 illustrates an example in which the first digital current value is equal to or greater than the operation mode determination current threshold. When the first digital current value is equal to the operation mode determination current threshold, the control unit 30 continuously turns on the SW clamper 110 (more specifically, each of the secondary switch elements in the SW clamper 110) until the first digital current value falls below the ON stop current threshold (conduction stop current threshold). Note that the ON stop current threshold is set smaller than the operation mode determination current threshold. Ith in FIG. 5 is an example of the ON stop current threshold.

図５の例では、時刻ｔｍ３において、第１デジタル電流値がＯＮ停止電流閾値と等しくなる。図５の例では、ｔ２において、制御部３０によって、ＳＷ１およびＳＷ２は、ＯＦＦからＯＮへと切り替えられている。そして、ｔ２～ｔｍ３の期間に亘り、制御部３０は、ＳＷ１およびＳＷ２をＯＮ状態のまま維持する。そして、ｔｍ３の直後、制御部３０は、ＳＷ１およびＳＷ２を、ＯＮからＯＦＦへと切り替える。図５の例におけるｔｍ３は、後述する時刻ｔｍ１およびｔｍ２よりも後の時刻である。その後、ｔ３に至るまで、制御部３０は、ＳＷ１およびＳＷ２を、ＯＦＦ状態のまま維持する。 In the example of FIG. 5, at time tm3, the first digital current value becomes equal to the ON stop current threshold. In the example of FIG. 5, at t2, SW1 and SW2 are switched from OFF to ON by the control unit 30. Then, over the period from t2 to tm3, the control unit 30 keeps SW1 and SW2 in the ON state. Then, immediately after tm3, the control unit 30 switches SW1 and SW2 from ON to OFF. tm3 in the example of FIG. 5 is a time later than times tm1 and tm2, which will be described later. Thereafter, until t3, the control unit 30 keeps SW1 and SW2 in the OFF state.

直流遮断器１による減流動作期間に亘り、ＳＷクランパ１１０内の各副スイッチ素子（例：ＳＷ１およびＳＷ２）をこのように制御するモードは、２値制御モードと称されてもよい。以上の通り、制御部３０は、第１デジタル電流値が動作モード電流判定閾値以上である場合、ＳＷクランパ１１０を２値制御モードによって制御してよい。 This mode of controlling each secondary switch element (e.g., SW1 and SW2) in the SW clamper 110 in this manner over the current reduction operation period of the DC circuit breaker 1 may be referred to as a two-value control mode. As described above, when the first digital current value is equal to or greater than the operation mode current determination threshold, the control unit 30 may control the SW clamper 110 in the two-value control mode.

２値制御モードによれば、ＳＷクランパ１１０（より具体的には、ＳＷクランパ１１０の各エネルギー消費ユニット）によって、サージエネルギーを速やかに消費できる。それゆえ、Ｉｉｎを速やかに減衰させることができる。Ｉｉｎがある程度大きい場合、Ｉｉｎを速やかに減衰させることが好ましいと言える。そこで、実施形態１では、上述の通り、ｔ２において第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値以上である場合に、ＳＷクランパ１１０が２値制御モードによって駆動される。 The two-value control mode allows the SW clamper 110 (more specifically, each energy consumption unit of the SW clamper 110) to consume surge energy quickly. Therefore, Iin can be attenuated quickly. When Iin is relatively large, it is preferable to attenuate Iin quickly. Therefore, in the first embodiment, as described above, when the first digital current value at t2 is equal to or greater than the operation mode determination current threshold, the SW clamper 110 is driven in the two-value control mode.

ところで、図５に示される通り、直流送電システム１０００では、ＳＷｍをＯＮからＯＦＦに切り替えたことに伴い、Ｖｐｎが一時的に増加しうる。このため、減流動作の開始に伴って、一時的な異常電圧（例：過電圧）が１次側に発生しうる。このように、異常電圧の発生は、異常電流の発生と関係性が高いと言える。この点を踏まえ、実施形態１では、制御部３０は、電圧ＦＢによってＳＷクランパ１１０のＳＷｐを制御するように構成されている。 As shown in FIG. 5, in the DC power transmission system 1000, when SWm is switched from ON to OFF, Vpn may temporarily increase. As a result, when the current reduction operation starts, a temporary abnormal voltage (e.g., overvoltage) may occur on the primary side. In this way, it can be said that the occurrence of abnormal voltage is closely related to the occurrence of abnormal current. In light of this, in the first embodiment, the control unit 30 is configured to control SWp of the SW clamper 110 by the voltage FB.

制御部３０は、第１デジタル電圧値（デジタル値としてのＶｃｐｎ）に基づく電圧ＦＢによって、ＳＷｐを制御してよい。一例として、制御部３０は、第１デジタル電圧値を所定の第１バイパス電圧閾値と比較する。制御部３０は、第１デジタル電圧値が第１バイパス電圧閾値以上である場合、ＳＷｐをＯＮする。図５のＶｔｈは、第１バイパス電圧閾値の一例である。 The control unit 30 may control SWp by a voltage FB based on a first digital voltage value (Vcpn as a digital value). As an example, the control unit 30 compares the first digital voltage value with a predetermined first bypass voltage threshold. If the first digital voltage value is equal to or greater than the first bypass voltage threshold, the control unit 30 turns ON SWp. Vth in FIG. 5 is an example of the first bypass voltage threshold.

図５の例では、ｔ２以降にＶｃｐｎが増加し、時刻ｔｍ１において、ＶｃｐｎがＶｔｈと等しくなる。このため、制御部３０は、ｔｍ１において、ＳＷｐを、ＯＦＦからＯＮへと切り替える。ＳＷｐをＯＮに切り替えたことに伴い、Ｖｐｎは低下する。従って、Ｖｃｐｎも低下する。図５の例では、時刻ｔｍ２において、ＶｃｐｎがＶｔｈと等しくなる。このため、制御部３０は、ｔｍ２の直後に、ＳＷｐを、ＯＮからＯＦＦへと切り替える。 In the example of FIG. 5, Vcpn increases after t2, and at time tm1, Vcpn becomes equal to Vth. Therefore, the control unit 30 switches SWp from OFF to ON at tm1. As a result of switching SWp to ON, Vpn decreases. Therefore, Vcpn also decreases. In the example of FIG. 5, Vcpn becomes equal to Vth at time tm2. Therefore, the control unit 30 switches SWp from ON to OFF immediately after tm2.

直流遮断器１では、ＳＷｐをＯＮすることにより、１次側から流れ込む過大なＩｉｎ（過電流）の一部を、Ｃｍ側にバイパスさせることができる。すなわち、過電流の一部を、Ｃｍによって吸収できる。これにより、Ｉｉｎをより速やかに低下させることができる。加えて、１次側に印加される過電圧を速やかに除去することもできる。このように、ＰＮクランパ２０によれば、１次側を過電圧から保護できる。 In the DC circuit breaker 1, by turning on SWp, a portion of the excessive Iin (overcurrent) flowing from the primary side can be bypassed to the Cm side. In other words, a portion of the overcurrent can be absorbed by Cm. This allows Iin to be reduced more quickly. In addition, the overvoltage applied to the primary side can also be removed quickly. In this way, the PN clamper 20 can protect the primary side from overvoltage.

加えて、上述の通り、実施形態１のＰＮクランパ２０では、Ｃｍは、ＳＷｍと直列に接続されている。このため、ＳＷｐをＯＮした場合に、ＳＷｐに流れる電流をＣｍによって吸収できるので、ＳＷｐを保護できる。同様に、ＰＮクランパ２０における他の素子を保護することもできる。このように、Ｃｍを設けることにより、ＰＮクランパ２０の各部材の破損を防止できる。 In addition, as described above, in the PN clamper 20 of embodiment 1, Cm is connected in series with SWm. Therefore, when SWp is turned ON, the current flowing through SWp can be absorbed by Cm, thereby protecting SWp. Similarly, other elements in the PN clamper 20 can also be protected. In this way, by providing Cm, damage to each component of the PN clamper 20 can be prevented.

なお、制御部３０は、第２デジタル電圧値（デジタル値としてのＶｓｗｍ）に基づく電圧ＦＢによって、ＳＷｐを制御してもよい。例えば、制御部３０は、第２デジタル電圧値を所定の第２バイパス電圧閾値（図５では不図示）と比較してもよい。制御部３０は、第２デジタル電圧値が第２バイパス電圧閾値以上である場合、ＳＷｐをＯＮする。 The control unit 30 may control SWp by a voltage FB based on the second digital voltage value (Vswm as a digital value). For example, the control unit 30 may compare the second digital voltage value with a predetermined second bypass voltage threshold (not shown in FIG. 5). When the second digital voltage value is equal to or greater than the second bypass voltage threshold, the control unit 30 turns ON SWp.

直流送電システム１０００における事故発生時には、ＳＷｍに高い電圧が印加される場合もある。このような場合にも、１次側を過電圧から保護する必要性が高いと考えられる。そこで、第２デジタル電圧値が第２バイパス電圧閾値以上である場合に、ＳＷｐをＯＮすることにより、上記のような場合にも、ＰＮクランパ２０によって、１次側を過電圧から保護できる。 When an accident occurs in the DC power transmission system 1000, a high voltage may be applied to SWm. In such a case, it is considered highly necessary to protect the primary side from overvoltage. Therefore, by turning on SWp when the second digital voltage value is equal to or greater than the second bypass voltage threshold, the PN clamper 20 can protect the primary side from overvoltage even in the above case.

（直流遮断器１の動作の別の例）
以下、図６を参照して、直流遮断器１の動作の別の例について述べる。図６は、Ｉｉｎの時間変化に応じた各電圧の時間変化と各スイッチ素子の動作の別の例を示すタイミングチャートである。図６は、図５と対になる図である。図６では、電流ＦＢによるＳＷ１およびＳＷ２の制御の別の例について説明する。 (Another Example of Operation of DC Circuit Breaker 1)
Another example of the operation of the DC circuit breaker 1 will be described below with reference to Fig. 6. Fig. 6 is a timing chart showing another example of the change over time of each voltage according to the change over time of Iin and the operation of each switch element. Fig. 6 is a diagram paired with Fig. 5. Fig. 6 describes another example of the control of SW1 and SW2 by the current FB.

図６の例においても、図５の例と同様に、ｔ２においてＳＷｍがＯＮからＯＦＦに切り替えられている。但し、図６では、図５とは異なり、第１デジタル電流値が動作モード判定電流未満である場合が例示されている。ｔ２において、制御部３０は、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値未満である場合、第２デジタル電流値（ＡＤコンバータ３１２によって導出されたデジタル値としてのＩｉｎ）に応じて、ＳＷ１１０を制御する。このように、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値である場合、第２デジタル電流値に基づく電流ＦＢ制御が行われてもよい。 In the example of FIG. 6, as in the example of FIG. 5, SWm is switched from ON to OFF at t2. However, unlike FIG. 5, FIG. 6 illustrates a case where the first digital current value is less than the operation mode determination current. At t2, when the first digital current value is less than the operation mode determination current threshold, the control unit 30 controls SW110 according to the second digital current value (Iin as a digital value derived by the AD converter 312). In this way, when the first digital current value is the operation mode determination current threshold, current FB control based on the second digital current value may be performed.

図６の例では、制御部３０は、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値である場合、ＳＷ１１０（より具体的には、ＳＷクランパ１１０内の副スイッチ素子のそれぞれ）を断続的にＯＮする。図６の例では、直流遮断器１による減流動作期間に亘り、ＳＷ１およびＳＷ２のそれぞれのＯＮ／ＯＦＦが、断続的に切り替えられている。 In the example of FIG. 6, when the first digital current value is the operation mode determination current threshold, the control unit 30 intermittently turns on SW110 (more specifically, each of the secondary switch elements in the SW clamper 110). In the example of FIG. 6, SW1 and SW2 are each intermittently switched on and off over the period of current reduction operation by the DC circuit breaker 1.

直流遮断器１による減流動作期間に亘り、ＳＷクランパ１１０内の各副スイッチ素子（例：ＳＷ１およびＳＷ２）をこのように制御するモードは、チョッパ制御モードと称されてもよい。以上の通り、制御部３０は、第１デジタル電流値が動作モード電流判定閾値未満である場合、ＳＷクランパ１１０をチョッパ制御モードによって駆動してよい。 This mode of controlling each secondary switch element (e.g., SW1 and SW2) in the SW clamper 110 in this manner over the current reduction operation period of the DC circuit breaker 1 may be referred to as a chopper control mode. As described above, when the first digital current value is less than the operation mode current determination threshold, the control unit 30 may drive the SW clamper 110 in the chopper control mode.

チョッパ制御モードでは、上述の２値制御モードに比べて、ＳＷクランパ１１０においてサージエネルギーが緩やかに速やかに消費される。このため、チョッパ制御モードでは、上述の２値制御モードに比べて、過電流が緩やかに減衰する。Ｉｉｎがある程度大きい場合、Ｉｉｎを速やかに減衰させる必要性はそれほど高くないと考えられる。そこで、実施形態１では、上述の通り、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値未満である場合に、ＳＷクランパ１１０がチョッパ制御モードによって制御される。 In the chopper control mode, surge energy is consumed more slowly and quickly in the SW clamper 110 than in the two-value control mode described above. Therefore, in the chopper control mode, overcurrent is attenuated more slowly than in the two-value control mode described above. When Iin is relatively large, it is considered that there is not much need to attenuate Iin quickly. Therefore, in the first embodiment, as described above, when the first digital current value is less than the operation mode determination current threshold, the SW clamper 110 is controlled in the chopper control mode.

チョッパ制御モードでは、ＳＷクランパ１１０の各エネルギー消費ユニットに電流が連続的に流れない。このため、チョッパ制御モードでは、２値制御モードに比べて、エネルギー消費ユニットの温度上昇（特に、抵抗素子の温度上昇）が低減される。それゆえ、チョッパ制御モードによれば、エネルギー消費ユニットの寿命を延ばすことができる。 In the chopper control mode, current does not flow continuously through each energy consumption unit of the SW clamper 110. Therefore, in the chopper control mode, the temperature rise of the energy consumption units (especially the temperature rise of the resistance elements) is reduced compared to the two-value control mode. Therefore, the chopper control mode can extend the life of the energy consumption units.

また、チョッパ制御モードでは、２値制御モードとは異なり、第２デジタル電流値に基づいて、ＳＷクランパ１１０が制御される。上述の通り、第２デジタル電流値は、高分解能型のＡＤコンバータであるＡＤコンバータ３１２（電流用第２ＡＤコンバータ）から供給されたデジタル電流値である。このため、第２デジタル電流値は、第１デジタル電流値に比べて、量子化誤差がより小さいデジタル電流値である。それゆえ、第２デジタル電流値に基づいてＳＷクランパ１１０を制御することにより、第１デジタル電流値に基づいてＳＷクランパ１１０を制御する場合に比べて、ＳＷクランパ１１０の断続的なＯＮ／ＯＦＦを、より柔軟に切り替えることが可能となる。 In addition, in the chopper control mode, unlike the two-value control mode, the SW clamper 110 is controlled based on the second digital current value. As described above, the second digital current value is a digital current value supplied from the AD converter 312 (second AD converter for current), which is a high-resolution AD converter. Therefore, the second digital current value is a digital current value with a smaller quantization error than the first digital current value. Therefore, by controlling the SW clamper 110 based on the second digital current value, it is possible to more flexibly switch the intermittent ON/OFF of the SW clamper 110 compared to the case where the SW clamper 110 is controlled based on the first digital current value.

図７は、チョッパ制御モードにおけるＳＷ１およびＳＷ２の制御手法の一例について説明する図である。図７の例では、制御量ＣＯＮＴに基づき、ＳＷ１およびＳＷ２のＯＮ／ＯＦＦが制御される。図７の例では、制御部３０は、ＣＯＮＴを第２デジタル電流値に比例する量として設定する。このため、ＣＯＮＴは、連続量であるＩｉｎに比例する量であると近似的に見なすことができる。このことから、図７の制御手法を用いたチョッパ制御モードは、連続量制御モードと称されてもよい。なお、図７の制御手法については、例えば「特開２０２０－１０５３２公報」も参照されたい。 Figure 7 is a diagram illustrating an example of a control method for SW1 and SW2 in the chopper control mode. In the example of Figure 7, the ON/OFF of SW1 and SW2 is controlled based on the control amount CONT. In the example of Figure 7, the control unit 30 sets CONT as an amount proportional to the second digital current value. Therefore, CONT can be approximately considered to be an amount proportional to Iin, which is a continuous amount. For this reason, the chopper control mode using the control method of Figure 7 may be referred to as a continuous amount control mode. For the control method of Figure 7, please also refer to, for example, "JP Patent Publication No. 2020-10532".

一例として、制御部３０は、ＣＯＮＴに応じて（言い換えれば、第２デジタル電流値に応じて）、ｎ個の副スイッチ素子のそれぞれのデューティ比を設定してよい。そして、制御部３０は、当該デューティ比に従って、ｎ個の上記副スイッチ素子のそれぞれのＯＮ／ＯＦＦを制御してよい。図７の例では、制御部３０は、ＣＯＮＴに応じて、ＳＷ１およびＳＷ２のそれぞれのデューティ比を設定する。 As an example, the control unit 30 may set the duty ratio of each of the n sub-switching elements in accordance with CONT (in other words, in accordance with the second digital current value). Then, the control unit 30 may control the ON/OFF of each of the n sub-switching elements in accordance with the duty ratio. In the example of FIG. 7, the control unit 30 sets the duty ratio of each of SW1 and SW2 in accordance with CONT.

制御部３０は、ｎ個の副スイッチ素子のそれぞれに対応するｎ個のキャリア（搬送波）を生成してよい。図７の例におけるＣＳＷ１およびＣＳＷ２はそれぞれ、ＳＷ１およびＳＷ２に対応するキャリアである。図７の例では、三角波としてのＣＳＷ１およびＣＳＷ２が例示されている。但し、キャリアの波形は、公知の他の波形（例：矩形波または鋸波）であってよい。 The control unit 30 may generate n carriers (carrier waves) corresponding to the n sub-switching elements. In the example of FIG. 7, CSW1 and CSW2 are carriers corresponding to SW1 and SW2, respectively. In the example of FIG. 7, CSW1 and CSW2 are illustrated as triangular waves. However, the carrier waveform may be another known waveform (e.g., a square wave or a sawtooth wave).

制御部３０は、ＣＯＮＴとｎ個のキャリアのそれぞれとの大小関係を比較することにより、ｎ個の副スイッチ素子のそれぞれのデューティ比を設定してよい。このように、制御部３０は、ｎ個のキャリアを用いて、ｎ個の副スイッチ素子のそれぞれのＯＮ／ＯＦＦを設定してよい。この場合、ｎ個のキャリアのそれぞれの位相を相違させることにより、ｎ個の副スイッチ素子のそれぞれを異なるタイミングでＯＮ／ＯＦＦさせることができる。 The control unit 30 may set the duty ratio of each of the n sub-switching elements by comparing the magnitude relationship between CONT and each of the n carriers. In this way, the control unit 30 may set the ON/OFF of each of the n sub-switching elements using the n carriers. In this case, by making the phases of each of the n carriers different, it is possible to turn each of the n sub-switching elements ON/OFF at different timings.

一例として、ｎ個のキャリアのそれぞれの位相は、２π／ｎずつずれていることが好ましい。このようにｎ個のキャリアのそれぞれの位相を設定することにより、ｎ個の副スイッチ素子のそれぞれのＯＮ期間の重なり合いを十分に少なくできる。そこで、図７の例では、ＣＳＷ１およびＣＳＷ２は、互いに位相がπずれた三角波として設定されている。 As an example, it is preferable that the phases of the n carriers are shifted by 2π/n. By setting the phases of the n carriers in this manner, the overlap of the ON periods of the n sub-switching elements can be sufficiently reduced. Therefore, in the example of FIG. 7, CSW1 and CSW2 are set as triangular waves whose phases are shifted by π from each other.

図７の例では、制御部３０は、（ｉ）ＣＯＮＴがＣＳＷ１以上である期間においては、ＳＷ１をＯＮに、（ｉｉ）ＣＯＮＴがＣＳＷ１よりも小さい期間においては、ＳＷ１をＯＦＦに、それぞれ設定する。同様に、制御部３０は、（ｉ）ＣＯＮＴがＣＳＷ２以上である期間においては、ＳＷ２をＯＮに、（ｉｉ）ＣＯＮＴがＣＳＷ２よりも小さい期間においては、ＳＷ２をＯＦＦに、それぞれ設定する。図７の例では、ＣＯＮＴは時間の進展に伴い小さくなる。このため、時間の進展に伴い、ＳＷ１およびＳＷ２のそれぞれのＯＮ期間は短くなる。 In the example of FIG. 7, the control unit 30 (i) sets SW1 ON during the period when CONT is equal to or greater than CSW1, and (ii) sets SW1 OFF during the period when CONT is smaller than CSW1. Similarly, the control unit 30 (i) sets SW2 ON during the period when CONT is equal to or greater than CSW2, and (ii) sets SW2 OFF during the period when CONT is smaller than CSW2. In the example of FIG. 7, CONT decreases as time progresses. Therefore, the ON periods of SW1 and SW2 become shorter as time progresses.

図７の制御手法によれば、ｎ個のエネルギー消費ユニットのそれぞれの負荷率（より厳密には、ｎ個のエネルギー消費ユニット内のそれぞれの抵抗素子の負荷率）を、ＣＯＮＴに応じて（言い換えれば、第２デジタル電流値に応じて）、柔軟に設定できる。 According to the control method of FIG. 7, the load rate of each of the n energy consumption units (more precisely, the load rate of each of the resistive elements in the n energy consumption units) can be flexibly set according to CONT (in other words, according to the second digital current value).

（効果）
直流遮断器１は、電圧ＦＢによってＰＮクランパ２０を、電流ＦＢによって半導体遮断部１０を、それぞれ制御できるように構成されている。このため、直流遮断器１によれば、電圧ＦＢ制御と電流ＦＢ制御とを協調して、直流母線における事故電流（過大なＩｉｎ）に対処できる。 (effect)
The DC circuit breaker 1 is configured to control the PN clamper 20 by the voltage FB and the semiconductor circuit breaker 10 by the current FB. Therefore, the DC circuit breaker 1 can handle a fault current (excessive Iin) in the DC bus by coordinating the voltage FB control and the current FB control.

例えば、上述の通り、直流遮断器１では、第１デジタル電流値（高速型のＡＤコンバータである電流用第１ＡＤコンバータから供給されたデジタル電流値）が事故電流閾値以上である場合、半導体遮断部１０のＳＷｍがＯＦＦされる。それゆえ、ＳＷｍを高速にＯＦＦできる。そして、直流遮断器１では、第１デジタル電圧値が第１バイパス電圧閾値以上である場合、ＳＷｐがＯＮされる。このため、ＳＷｐをＯＮすることにより、事故電流の一部をＰＮクランパ２０にバイパスさせることができるので、事故電流をより速やかに低下させることができる。加えて、ＳＷｐをＯＮすることにより、ＳＷｍをＯＦＦしたことに伴って生じる過電圧を、速やかに除去することもできる。 For example, as described above, in the DC circuit breaker 1, when the first digital current value (the digital current value supplied from the first current AD converter, which is a high-speed AD converter) is equal to or greater than the fault current threshold, SWm of the semiconductor circuit breaker 10 is turned OFF. Therefore, SWm can be turned OFF quickly. And in the DC circuit breaker 1, when the first digital voltage value is equal to or greater than the first bypass voltage threshold, SWp is turned ON. Therefore, by turning SWp ON, a part of the fault current can be bypassed to the PN clamper 20, so that the fault current can be reduced more quickly. In addition, by turning SWp ON, the overvoltage that occurs when SWm is turned OFF can also be quickly removed.

以上の通り、直流遮断器１によれば、従来の直流遮断器（例：非特許文献１に開示されている直流遮断器）とは異なり、事故電流の遮断およびバイパスを、１つの直流遮断器によって実現できる。このように、直流遮断器１によれば、１つの直流遮断器によって、直流線路の事故電流に対処できる。さらに、直流遮断器１によれば、電流ＦＢおよび電圧ＦＢによって半導体遮断部１０とＰＮクランパ２０とを相補的に制御できる。このため、過電流または過電圧に起因する半導体遮断部１０とＰＮクランパ２０の各部の破損を効果的に防止できる。 As described above, unlike conventional DC circuit breakers (e.g., the DC circuit breaker disclosed in Non-Patent Document 1), DC circuit breaker 1 can achieve fault current interruption and bypass with a single DC circuit breaker. In this way, DC circuit breaker 1 can handle fault currents on DC lines with a single DC circuit breaker. Furthermore, DC circuit breaker 1 can complementarily control semiconductor circuit breaker 10 and PN clamper 20 with current FB and voltage FB. Therefore, damage to each part of semiconductor circuit breaker 10 and PN clamper 20 caused by overcurrent or overvoltage can be effectively prevented.

加えて、直流遮断器１では、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値以上である場合、ＳＷクランパ１１０が２値制御モードによって駆動される。他方、第１デジタル電流値が動作モード判定電流閾値未満である場合、ＳＷクランパ１１０がチョッパ制御モードによって駆動される。このように、直流遮断器１では、サージエネルギーを速やかに消費させるようＳＷクランパ１１０を駆動させるか否かが、第１デジタル電流値の大きさに応じて選択される。これにより、Ｉｉｎがそれほど大きくない場合には、ＳＷクランパ１１０をチョッパ制御モードによって駆動できる。それゆえ、ＳＷクランパ１１０を常に２値制御モードによって駆動させる場合に比べ、ＳＷクランパ１１０のエネルギー消費ユニットの寿命を延ばすことができる。 In addition, in the DC circuit breaker 1, when the first digital current value is equal to or greater than the operation mode determination current threshold, the SW clamper 110 is driven in the binary control mode. On the other hand, when the first digital current value is less than the operation mode determination current threshold, the SW clamper 110 is driven in the chopper control mode. In this way, in the DC circuit breaker 1, whether or not to drive the SW clamper 110 so as to quickly consume surge energy is selected according to the magnitude of the first digital current value. As a result, when Iin is not very large, the SW clamper 110 can be driven in the chopper control mode. Therefore, the life of the energy consumption unit of the SW clamper 110 can be extended compared to when the SW clamper 110 is always driven in the binary control mode.

〔補足〕
実施形態１における説明から明らかである通り、ｎは１であってもよい。但し、ｎが１の場合には、１つの副スイッチ素子がＯＦＦされている期間において、ＳＷクランパ１１０に電流を流すことができない。この期間においては、エネルギー消費ユニットにサージエネルギーが消費させることができない。〔supplement〕
As is clear from the description of the first embodiment, n may be 1. However, when n is 1, no current can flow through the SW clamper 110 during the period in which one sub switch element is turned off. During this period, surge energy cannot be consumed by the energy consumption unit.

このため、チョッパ制御モードにおいてサージエネルギーを速やかに消費するためには、ｎは２以上であることが好ましい。ｎが２以上である場合、ｎ個の副スイッチ素子のそれぞれのＯＮ期間を相違させることにより、ｎ個のエネルギー消費ユニット内の少なくとも１つの抵抗素子に電流を流すことができる。それゆえ、減流動作期間の全てにおいて、エネルギー消費ユニットにサージエネルギーが消費させることができる。 For this reason, in order to quickly consume surge energy in chopper control mode, it is preferable that n is 2 or more. When n is 2 or more, it is possible to make a current flow through at least one resistive element in the n energy consumption units by making the ON periods of the n sub-switching elements different. Therefore, it is possible to cause the energy consumption unit to consume surge energy during the entire current reduction operation period.

〔実施形態２〕
実施形態１では、直流遮断器１の各部において検出された電流および電圧に基づいて、各スイッチ素子を制御する場合を例示した。但し、当然ながら、直流遮断器１における各スイッチ素子の制御手法は、上記の例に限定されない。例えば、直流遮断器１では、検出された電流および電圧に基づいて、直流遮断器１の各部における消費電力が、制御部３０によって算出されてもよい。この場合、制御部３０は、当該消費電力にさらに基づいて、各スイッチ素子が制御されてもよい。 [Embodiment 2]
In the first embodiment, the case where each switch element is controlled based on the current and voltage detected in each part of the DC circuit breaker 1 is exemplified. However, it is obvious that the control method of each switch element in the DC circuit breaker 1 is not limited to the above example. For example, in the DC circuit breaker 1, the control unit 30 may calculate the power consumption in each part of the DC circuit breaker 1 based on the detected current and voltage. In this case, the control unit 30 may control each switch element further based on the power consumption.

また、制御部３０は、所定の限時特性にさらに基づいて、各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦが制御されてもよい。当該限時特性は、各スイッチ素子の電気的特性および周波数特性の少なくとも一方を考慮して、予め設定されていてもよい。 The control unit 30 may also control the ON/OFF of each switch element based on a predetermined time-limit characteristic. The time-limit characteristic may be set in advance, taking into account at least one of the electrical characteristics and the frequency characteristics of each switch element.

〔ソフトウェアによる実現例〕
直流遮断器１（以下では、便宜上「装置」と呼ぶ）の機能は、当該装置としてコンピュータを機能させるためのプログラムであって、当該装置の各制御ブロック（特に制御部３０に含まれる各部）としてコンピュータを機能させるためのプログラムにより実現することができる。 [Software implementation example]
The functions of the DC circuit breaker 1 (hereinafter, for convenience, referred to as the "device") can be realized by a program for causing a computer to function as the device, and by a program for causing a computer to function as each control block of the device (in particular, each part included in the control unit 30).

この場合、上記装置は、上記プログラムを実行するためのハードウェアとして、少なくとも１つの制御装置（例えばプロセッサ）と少なくとも１つの記憶装置（例えばメモリ）を有するコンピュータを備えている。この制御装置と記憶装置により上記プログラムを実行することにより、上記各実施形態で説明した各機能が実現される。 In this case, the device includes a computer having at least one control device (e.g., a processor) and at least one storage device (e.g., a memory) as hardware for executing the program. The control device and storage device execute the program, thereby realizing each of the functions described in each of the above embodiments.

上記プログラムは、一時的ではなく、コンピュータ読み取り可能な、１または複数の記録媒体に記録されていてもよい。この記録媒体は、上記装置が備えていてもよいし、備えていなくてもよい。後者の場合、上記プログラムは、有線または無線の任意の伝送媒体を介して上記装置に供給されてもよい。 The program may be recorded on one or more computer-readable recording media, not on a temporary basis. The recording media may or may not be included in the device. In the latter case, the program may be provided to the device via any wired or wireless transmission medium.

また、上記各制御ブロックの機能の一部または全部は、論理回路により実現することも可能である。例えば、上記各制御ブロックとして機能する論理回路が形成された集積回路も本発明の一態様の範疇に含まれる。この他にも、例えば量子コンピュータにより上記各制御ブロックの機能を実現することも可能である。 In addition, some or all of the functions of each of the control blocks can be realized by a logic circuit. For example, an integrated circuit in which a logic circuit that functions as each of the control blocks is formed is also included in the scope of one aspect of the present invention. In addition, the functions of each of the control blocks can also be realized by, for example, a quantum computer.

また、上記各実施形態で説明した各処理は、ＡＩ（Artificial Intelligence：人工知能）に実行させてもよい。この場合、ＡＩは上記制御装置で動作するものであってもよいし、他の装置（例えばエッジコンピュータまたはクラウドサーバ等）で動作するものであってもよい。 The processes described in each of the above embodiments may be executed by AI (Artificial Intelligence). In this case, the AI may run on the control device, or on another device (such as an edge computer or a cloud server).

〔付記事項〕
本発明の一態様は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても、本発明の一態様の技術的範囲に含まれる。 [Additional Notes]
One aspect of the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope of the claims. Embodiments obtained by appropriately combining the technical means disclosed in different embodiments are also included in the technical scope of one aspect of the present invention.

１直流遮断器
１０半導体遮断部（過電流遮断部）
２０ＰＮクランパ（過電圧保護回路）
３０制御部
１１０ＳＷクランパ（サージエネルギー消費回路）
１１１第１エネルギー消費ユニット（エネルギー消費ユニット）
１１２第２エネルギー消費ユニット（エネルギー消費ユニット）
３１１ＡＤコンバータ（電流用第１ＡＤコンバータ）
３１２ＡＤコンバータ（電流用第２ＡＤコンバータ）
３１３ＡＤコンバータ（電圧用第２ＡＤコンバータ）
３１４ＡＤコンバータ（電圧用ＡＤコンバータ，電圧用第１ＡＤコンバータ）
４１０電流センサ
４２０電圧センサ（第１電圧センサ）
４３０電圧センサ（第２電圧センサ）
１０００直流送電システム
Ｃｐｎコンデンサ（第１コンデンサ，バイパス用スイッチ素子と並列に接続されたコンデンサ）
Ｃｍコンデンサ（第２コンデンサ，バイパス用スイッチ素子と直列に接続されたコンデンサ）
Ｉｉｎ電流（過電流遮断部に流れる電流）
Ｎ１節点（第１節点）
Ｎ２節点（第２節点）
ＳＷｍスイッチ素子（主スイッチ素子）
ＳＷｐスイッチ素子（バイパス用スイッチ素子）
ＳＷ１スイッチ素子（第１エネルギー消費ユニットの副スイッチ素子）
ＳＷ２スイッチ素子（第２エネルギー消費ユニットの副スイッチ素子）
Ｒ１抵抗素子（第１エネルギー消費ユニットの抵抗素子）
Ｒ１抵抗素子（第２エネルギー消費ユニットの抵抗素子）
Ｖｃｐｎ電圧（バイパス用スイッチ素子に印加される電圧，第１電圧）
Ｖｓｗｍ電圧（主スイッチ素子に印加される電圧，第２電圧） 1 DC circuit breaker 10 Semiconductor circuit breaker (overcurrent circuit breaker)
20 PN clamper (overvoltage protection circuit)
30 Control unit 110 SW clamper (surge energy consumption circuit)
111 First energy consumption unit (energy consumption unit)
112 second energy consumption unit (energy consumption unit)
311 AD converter (first AD converter for current)
312 AD converter (second AD converter for current)
313 AD converter (second AD converter for voltage)
314 AD converter (voltage AD converter, first voltage AD converter)
410 Current sensor 420 Voltage sensor (first voltage sensor)
430 Voltage sensor (second voltage sensor)
1000 DC power transmission system Cpn Capacitor (first capacitor, capacitor connected in parallel with bypass switch element)
Cm Capacitor (second capacitor, a capacitor connected in series with the bypass switch element)
Iin Current (current flowing through the overcurrent interrupter)
N1 node (first node)
N2 node (second node)
SWm Switch element (main switch element)
SWp Switch element (bypass switch element)
SW1 switch element (secondary switch element of the first energy consumption unit)
SW2 switch element (secondary switch element of the second energy consumption unit)
R1 resistive element (resistive element of the first energy consumption unit)
R1 resistive element (resistive element of the second energy consumption unit)
Vcpn voltage (voltage applied to the bypass switch element, first voltage)
Vswm voltage (voltage applied to the main switch element, second voltage)

Claims

A DC circuit breaker arranged in front of a DC bus bar composed of a main line and a return line,
an overcurrent interrupter connected in series with the main line;
an overvoltage protection circuit connected to a first node connected to the main line and a second node connected to the return line;
a control unit that controls the overcurrent interruption unit and the overvoltage protection circuit,
the overvoltage protection circuit includes a bypass switch element and a capacitor connected in parallel with the bypass switch element,
the overcurrent interrupter includes a main switch element and a surge energy consumption circuit connected in parallel with the main switch element,
The DC circuit breaker is
a current sensor that detects a current value flowing through the overcurrent interrupter as an analog value;
a voltage sensor that detects a voltage value applied to the capacitor as an analog value,
The control unit is
a first current AD converter that derives a first digital current value by AD converting the current value detected by the current sensor;
a second current AD converter that derives a second digital current value by AD converting the current value detected by the current sensor;
a voltage AD converter that derives a digital voltage value by AD converting the voltage value detected by the voltage sensor,
the first current A/D converter has a higher A/D conversion speed than the second current A/D converter;
the second current A/D converter has a higher resolution than the first current A/D converter;
The control unit is
When the first digital current value is equal to or greater than a fault current threshold, the main switch element is turned off;
When the digital voltage value is equal to or greater than a bypass voltage threshold, the bypass switch element is made conductive;
When the first digital current value is equal to or greater than an operation mode determination current threshold, the surge energy dissipation circuit is continuously conductive until the first digital current value falls below a conduction stop current threshold that is smaller than the operation mode determination current threshold;
When the first digital current value is less than the operation mode determination current threshold, the DC circuit breaker causes the surge energy consumption circuit to be intermittently conductive in response to the second digital current value.

The capacitor is referred to as a first capacitor.
2. The DC circuit breaker according to claim 1, wherein the overvoltage protection circuit further comprises a second capacitor connected in series with the bypass switch element.

The capacitor is referred to as a first capacitor.
The voltage value applied to the first capacitor is referred to as a first voltage value,
The voltage sensor is referred to as a first voltage sensor.
The voltage AD converter is referred to as a first voltage AD converter.
The digital voltage value derived by the first voltage AD converter is referred to as a first digital voltage value,
The bypass voltage threshold corresponding to the first digital voltage value is referred to as a first bypass voltage threshold;
The DC circuit breaker further includes a second voltage sensor that detects a second voltage value, which is a voltage value applied to the main switch element, as an analog value,
the control unit further includes a second voltage AD converter that derives a second digital voltage value by AD converting the second voltage value detected by the second voltage sensor;
3. The DC circuit breaker according to claim 1, wherein the control unit causes the bypass switch element to be conductive when the second digital voltage value is equal to or greater than a second bypass voltage threshold value.

the surge energy consumption circuit includes n energy consumption units (n is an integer equal to or greater than 1) each having a sub switching element and a resistance element connected in series;
Each of the n energy consumption units is connected in parallel with each other;
When the first digital current value is less than the operation mode determination current threshold,
4. The DC circuit breaker according to claim 1, further comprising: a control circuit for controlling a conductive state of each of the n sub switching elements in response to the second digital current value.

The DC circuit breaker according to claim 4, wherein n is 2 or more.

When the first digital current value is less than the operation mode determination current threshold,
setting a duty ratio of each of the n sub switching elements in accordance with the second digital current value;
6. The DC circuit breaker according to claim 4, wherein the conductive state of each of the n sub switching elements is controlled in accordance with the duty ratio.