JP7395081B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置は、電力変換器（６）と、制御装置（５）とを備える。制御装置（５）は、各アーム（１３ｐｕ～１３ｎｗ）間でのエネルギー蓄積要素（３２）の電圧のバランスを制御するための第１循環電流指令値を生成する第１循環電流指令生成部（４１７）と、交流系統（２）の基本波周波数の偶数倍の周波数成分を有する第２循環電流指令値を生成する第２循環電流指令生成部（４１９）と、第１循環電流指令値および第２循環電流指令値に基づく循環電流指令値に、電力変換器（６）内を循環する循環電流が追従するように循環電圧指令値を生成する循環電流制御部（４２１）とを含む。第２循環電流指令生成部（４１９）は、各エネルギー蓄積要素（３２）の電圧の１以上の代表値と、１以上の代表値にそれぞれ対応する１以上の代表指令値とに基づく第１制御余裕を算出し、少なくとも１つの第１制御余裕に基づいて、第２循環電流指令値の振幅を制御する。

Description

本開示は、電力変換装置に関する。

近年、電力系統などの高圧系統に適用される高電圧、大容量の電力変換装置として、モジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Modular Multilevel Converter）が知られている。ＭＭＣは、セルと呼ばれる複数の単位変換器がカスケード接続されたアームで構成されている。セルは、複数の半導体スイッチとコンデンサとを備えており、半導体スイッチをオンオフさせることにより、コンデンサの両端電圧またはゼロ電圧を出力する。

コンデンサは、単位変換器を大きくする要因の一つとなっており、小型化が要求される。コンデンサを小型化する手段として、静電容量を小さくすることが挙げられるが、静電容量を小さくするとコンデンサに印加される電圧脈動は大きくなる。コンデンサの電圧脈動が大きくなると、コンデンサの定格電圧超過により故障が発生したり、所望の電圧を出力できない可能性がある。この電圧脈動を抑制するために、電力変換器内に交流系統の偶数倍の周波数を含む循環電流を流す手法が知られている。

例えば、特許第７０３８９３６号（特許文献１）に係る電力変換装置は、電力変換器内において各相のレグ回路間を循環する循環電流に、交流の基本波の周波数に対して３の倍数を除いた偶数倍の周波数を有する交流成分が含まれるように、当該循環電流を制御する第１制御モードを有し、エネルギー蓄積要素の電圧値に基づいて、第１制御モードの有効あるいは無効を判定する。

特許７０３８９３６号

特許文献１に係る電力変換装置は、エネルギー蓄積要素の電圧値が、設定される閾値範囲を超えた場合に、当該循環電流を制御する第１制御モードを実行する。しかしながら、当該循環電流を流す必要がある運転範囲において当該循環電流の振幅は一定である。そのため、必要以上の循環電流が流れることによって電力変換装置の電力損失の増大を招く可能性がある。

本開示のある局面における目的は、単位変換器のコンデンサにおける電圧脈動を低減しつつ、電力損失の増大をできるだけ抑制することが可能な電力変換装置を提供することである。

ある実施の形態に従うと、交流系統に接続された電力変換装置が提供される。電力変換装置は、交流系統の相ごとに複数のアームを含む電力変換器と、電力変換器を制御する制御装置とを備える。複数のアームの各々は、互いにカスケード接続された複数の変換器セルを有する。複数の変換器セルの各々は、複数のスイッチング素子と、複数のスイッチング素子に接続されるエネルギー蓄積要素とを有する。制御装置は、各アーム間でのエネルギー蓄積要素の電圧のバランスを制御するための第１循環電流指令値を生成する第１循環電流指令生成部と、交流系統の基本波周波数の偶数倍の周波数成分を有する第２循環電流指令値を生成する第２循環電流指令生成部と、第１循環電流指令値および第２循環電流指令値に基づく循環電流指令値に、電力変換器内を循環する循環電流が追従するように循環電圧指令値を生成する循環電流制御部とを含む。第２循環電流指令生成部は、各エネルギー蓄積要素の電圧の１以上の代表値と、１以上の代表値にそれぞれ対応する１以上の代表指令値とに基づく第１制御余裕を算出し、少なくとも１つの第１制御余裕に基づいて、第２循環電流指令値の振幅を制御する。

本開示に係る電力変換装置によると、単位変換器のコンデンサにおける電圧脈動を低減しつつ、電力損失の増大をできるだけ抑制することが可能となる。

電力変換装置の構成例を示す図である。 変換器セルの一例を示す回路図である。 制御装置のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。 実施の形態１に従う制御装置の内部構成を表わす図である。 実施の形態１に従う基本制御部の機能構成の一部を示す図である。 実施の形態１に従う基本制御部の機能構成の他の部分を示す図である。 実施の形態１に従う第２循環電流指令生成部の機能構成の一例を示す図である。 実施の形態１に従う振幅制御部の具体的な構成例を示す図である。 フィルタ部の機能の一例を説明するための図である。 フィルタ部の機能の他の例を説明するための図である。 実施の形態２に従う基本制御部の一部の機能構成を示す図である。 実施の形態２に従う零相電圧指令生成部の機能構成を示す図である。 実施の形態２に従う位相制御部の機能構成を示す図である。 各区間において監視される上側制御余裕および下側制御余裕を示す図である。 零相電圧指令値の位相調整前の各区間における各種波形図である。 零相電圧指令値の位相調整後の各区間における各種波形図の一例である。 零相電圧指令値の位相調整後の各区間における各種波形図の他の例である。 実施の形態２に従う第２循環電流指令生成部の機能構成の一例を示す図である。 実施の形態２に従う振幅制御部の具体的な構成例を示す図である。 実施の形態２の変形例に従う位相制御部の機能構成を示す図である。

以下、図面を参照しつつ、本実施の形態について説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を付してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰り返さない。

［各実施の形態の基礎となる構成］
＜全体構成＞
図１は、電力変換装置１００の構成例を示す図である。図１を参照して、電力変換装置１００は、交流系統２と直流回路４との間に接続されている。直流回路４は、電力変換器６の直流端子に接続された蓄電要素を含む。蓄電要素は、例えば、電気二重層コンデンサ、あるいはリチウムイオン電池等の蓄電池を含む蓄電装置である。あるいは、直流回路４は、電力変換器６の直流端子に接続された他の電力変換器の直流端子を含む。この場合、２台の電力変換器を連結することによって定格周波数などが異なる交流電力系統間を接続するためのＢＴＢ（Back To Back）システムが構成される。

電力変換装置１００は、自励式の電力変換器６と、電力変換器６を制御するための制御装置５とを含む。典型的には、電力変換器６は、互いに直列接続された複数の変換器セル（図１中の「セル」に対応）１を含むモジュラーマルチレベル変換器によって構成される。「変換器セル」は、「サブモジュール（sub module）」あるいは「単位変換器」とも称される。

電力変換器６は、直流回路４に接続されており、直流回路４と交流系統２との間で電力変換を行なう電力変換器である。具体的には、電力変換器６は、直流回路４から出力される直流電力を交流電力に変換して、当該交流電力を変圧器３を介して交流系統２に出力する。また、電力変換器６は、交流系統２からの交流電力を直流電力に変換して、当該直流電力を直流回路４に出力する。

図１の例では、電力変換器６は、交流系統２の相ごとに複数のアームを含む。具体的には、電力変換器６は、正極直流端子（すなわち、高電位側直流端子）Ｎｐと、負極直流端子（すなわち、低電位側直流端子）Ｎｎとの間に互いに並列に接続された複数のレグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗ（以下、総称する場合または任意のものを示す場合、「レグ回路８」と記載する）を含む。

レグ回路８は、交流を構成する複数相の各々に設けられる。レグ回路８は、交流系統２と直流回路４との間に接続され、両回路間で電力変換を行なう。図１には交流系統２が三相交流の場合が示されており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗが設けられる。

レグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗにそれぞれ設けられた交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、変圧器３を介して交流系統２に接続される。交流系統２は、例えば、交流電源などを含む三相交流電力系統である。図１では、図解を容易にするために、交流端子Ｎｖ，Ｎｗと変圧器３との接続は図示していない。各レグ回路８に共通に設けられた直流端子（すなわち、正極直流端子Ｎｐ，負極直流端子Ｎｎ）は、直流回路４に接続される。

図１の変圧器３を用いる代わりに、レグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗは、連系リアクトルを介して交流系統２に接続した構成としてもよい。さらに、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに代えてレグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗが変圧器３または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル７ａ，７ｂとしてもよい。すなわち、レグ回路８は、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗまたは上記の一次巻線など、各レグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗに設けられた接続部を介して電気的（すなわち、直流的または交流的）に交流系統２に接続される。

レグ回路８ｕは、正極直流端子Ｎｐから交流端子Ｎｕまでの正側アーム１３ｐｕと、負極直流端子Ｎｎから交流端子Ｎｕまでの負側アーム１３ｎｕとを含む。正側アーム１３ｐｕと負側アーム１３ｎｕとの接続点が、交流端子Ｎｕとして変圧器３と接続される。正極直流端子Ｎｐおよび負極直流端子Ｎｎが直流回路４に接続される。レグ回路８ｖは正側アーム１３ｐｖと負側アーム１３ｎｖとを含み、レグ回路８ｗは正側アーム１３ｐｗと負側アーム１３ｎｗとを含む。

以下では、正側アーム１３ｐｕ，１３ｐｖ，１３ｐｗについて、総称する場合または任意のものを示す場合、「正側アーム１３ｐ」と記載する。負側アーム１３ｎｕ，１３ｎｖ，１３ｎｗについて、総称する場合または任意のものを示す場合、「負側アーム１３ｎ」と記載する。正側アーム１３ｐｕ，１３ｐｖ，１３ｐｗおよび負側アーム１３ｎｕ，１３ｎｖ，１３ｎｗについて、総称する場合または任意のものを示す場合、「アーム１３」と記載する。

レグ回路８ｖ，８ｗはレグ回路８ｕと同様の構成を有しているので、以下、レグ回路８ｕを代表として説明する。レグ回路８ｕにおいて、正側アーム１３ｐｕは、互いにカスケード接続された複数の変換器セル１＿１～１＿Ｍと、リアクトル７ａとを含む。複数の変換器セル１とリアクトル７ａとは互いに直列接続されている。負側アーム１３ｎｕは、互いにカスケード接続された複数の変換器セル１＿１～１＿Ｍと、リアクトル７ｂとを含む。複数の変換器セル１とリアクトル７ｂとは互いに直列接続されている。

本実施の形態では、例えば、各アーム１３に含まれる変換器セルの数をＭとする。ただし、Ｍ≧２とする。また、変換器セル１＿１～１＿Ｍを総称して、変換器セル１と記載する場合もある。変換器セル１＿１～１＿Ｍにおけるアンダーバーの後の値および変数は変換器セル１のインデックスを示す。インデックスｉを用いて任意の変換器セル１を「変換器セル１＿ｉ」と示す場合もある。ただし、インデックスｉは、変換器セル１の物理的な配置とは関係しない。

リアクトル７ａが挿入される位置は、正側アーム１３ｐｕのいずれの位置であってもよく、リアクトル７ｂが挿入される位置は、負側アーム１３ｎｕのいずれの位置であってもよい。リアクトル７ａ，７ｂはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、正側アーム１３ｐｕのリアクトル７ａのみ、もしくは、負側アーム１３ｎｕのリアクトル７ｂのみを設けてもよい。

電力変換装置１００は、さらに、交流電圧検出器１０と、交流電流検出器１５と、直流電圧検出器１１ａ，１１ｂと、各レグ回路８に設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂとを含む。これらの検出器は、電力変換装置１００の制御に使用される電気量（すなわち、電流、電圧）を計測する。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置５に入力される。

交流電圧検出器１０は、交流系統２のＵ相の交流電圧Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧Ｖａｃｖ、Ｗ相の交流電圧Ｖａｃｗ（以下、「交流電圧Ｖａｃ」とも総称する。）を検出する。交流電流検出器１５は、交流系統２のＵ相の交流電流実測値Ｉｓｙｓｕ、Ｖ相の交流電流実測値Ｉｓｙｓｖ、Ｗ相の交流電流実測値Ｉｓｙｓｗを検出する。直流電圧検出器１１ａは、直流回路４に接続された正極直流端子Ｎｐの直流電圧Ｖｄｃｐを検出する。直流電圧検出器１１ｂは、直流回路４に接続された負極直流端子Ｎｎの直流電圧Ｖｄｃｎを検出する。

Ｕ相用のレグ回路８ｕに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム１３ｐｕに流れる正側アーム電流Ｉｐｕおよび負側アーム１３ｎｕに流れる負側アーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。Ｖ相用のレグ回路８ｖに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム電流Ｉｐｖおよび負側アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路８ｗに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム電流Ｉｐｗおよび負側アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。

以下の説明では、正側アーム電流Ｉｐｕ、Ｉｐｖ、Ｉｐｗを総称して正側アーム電流Ｉａｒｍｐと記載する。負側アーム電流Ｉｎｕ、Ｉｎｖ、Ｉｎｗを総称して負側アーム電流Ｉａｒｍｎと記載する。正側アーム電流Ｉａｒｍｐと負側アーム電流Ｉａｒｍｎとを総称してアーム電流Ｉａｒｍと記載する。

図１に示すように、レグ回路８ｕの正側アーム１３ｐｕと負側アーム１３ｎｕとの接続点である交流端子Ｎｕは、変圧器３に接続されている。したがって、交流端子Ｎｕから変圧器３に向かって流れる交流電流Ｉａｃｕは、正側アーム電流Ｉｐｕから負側アーム電流Ｉｎｕを減算した電流値となる。交流電流Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗについても同様である。そのため、以下の式（１）～（３）が成立する。

Ｉａｃｕ＝Ｉｐｕ－Ｉｎｕ …（１）
Ｉａｃｖ＝Ｉｐｖ－Ｉｎｖ …（２）
Ｉａｃｗ＝Ｉｐｗ－Ｉｎｗ …（３）
正側アーム電流Ｉｐｕと負側アーム電流Ｉｎｕとの平均値を、正側アーム１３ｐｕおよび負側アーム１３ｎｕに流れる共通の電流とすると、この電流はレグ回路８ｕの直流端子を流れるレグ電流Ｉｃｏｍｕ（＝（Ｉｐｕ＋Ｉｎｕ）／２）である。この電流はレグ回路８ｖ，８ｗのレグ電流Ｉｃｏｍｖ，Ｉｃｏｍｗについても同様である。

各相のレグ回路８ｕ，８ｖ，８ｗの正極の直流端子は正極直流端子Ｎｐとして共通に接続され、負極の直流端子は負極直流端子Ｎｎとして共通に接続されている。この構成から、各相のレグ電流Ｉｃｏｍｕ，Ｉｃｏｍｖ，Ｉｃｏｍｗを加算した電流値は、直流回路４の正側端子から流れ込み、負側端子を介して直流回路４に帰還する直流電流Ｉｄｃとなる。したがって、直流電流Ｉｄｃは、式（４）のように表される。

Ｉｄｃ＝（Ｉｐｕ＋Ｉｐｖ＋Ｉｐｗ＋Ｉｎｕ＋Ｉｎｖ＋Ｉｎｗ）／２…（４）
レグ電流に含まれる直流電流成分は、各相で均等に分担するとセルの電流容量を均等にすることができる。このことを考慮すると、レグ電流と直流電流値の１／３との差分が、直流回路４に流れないが各相のレグ間に流れる循環電流の電流値として演算できる。そのため、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の循環電流Ｉｚｕ，Ｉｚｖ，Ｉｚｗは、それぞれ以下の式（５），（６），（７）のように表される。

Ｉｚｕ＝（Ｉｐｕ＋Ｉｎｕ）／２－Ｉｄｃ／３ …（５）
Ｉｚｖ＝（Ｉｐｖ＋Ｉｎｖ）／２－Ｉｄｃ／３ …（６）
Ｉｚｗ＝（Ｉｐｗ＋Ｉｎｗ）／２－Ｉｄｃ／３ …（７）
＜変換器セルの構成例＞
図２は、変換器セル１の一例を示す回路図である。図２（ａ）に示す変換器セル１は、ハーフブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。この変換器セル１は、２つのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎを直列接続して形成した直列体と、蓄電素子としてのコンデンサ３２と、電圧検出器３３と、バイパススイッチ３４とを含む。直列体とコンデンサ３２とは並列接続される。電圧検出器３３は、コンデンサ３２の両端の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｃを検出する。

図２（ｂ）に示す変換器セル１は、フルブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。この変換器セル１は、２つのスイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１を直列接続して形成された第１の直列体と、２つのスイッチング素子３１ｐ２，３１ｎ２を直列接続して形成された第２の直列体と、コンデンサ３２と、電圧検出器３３と、バイパススイッチ３４とを含む。第１の直列体と、第２の直列体と、コンデンサ３２とが並列接続される。電圧検出器３３は、コンデンサ電圧Ｖｃを検出する。コンデンサ電圧Ｖｃは、制御装置５へ入力される。

図２（ａ）における２つのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎと、図２（ｂ）における４つのスイッチング素子３１ｐ１、３１ｎ１、３１ｐ２、３１ｎ２とは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＧＣＴ(Gate Commutated Turn-off)サイリスタなどの自己消弧型の半導体スイッチング素子に還流ダイオードが逆並列に接続されて構成される。また、図２（ａ）および図２（ｂ）において、コンデンサ３２には、フィルムコンデンサ等が主に用いられる。

以下では、Ｕ相の正側アーム１３ｐｕにおけるｉ番目の変換器セル１＿ｉに含まれるコンデンサ３２＿ｉの電圧をＶｃｐｕ＿ｉと記載する。Ｕ相の負側アーム１３ｎｕにおけるｉ番目の変換器セル１＿ｉに含まれるコンデンサ３２＿ｉの電圧をＶｃｎｕ＿ｉと記載する。Ｖ相およびＷ相についても同様である。コンデンサ電圧を総称する場合にはＶｃとも称され、任意のコンデンサ電圧はＶｃ＿ｉとも称される。

以下の説明では、スイッチング素子３１ｐ，３１ｎ，３１ｐ１，３１ｎ１，３１ｐ２，３１ｎ２をスイッチング素子３１とも総称する。また、スイッチング素子３１内の半導体スイッチング素子のオンオフを、単に「スイッチング素子３１のオンオフ」と記載する。

図２（ａ）を参照して、スイッチング素子３１ｎの両端子を入出力端子Ｇ１，Ｇ２とする。スイッチング素子３１ｐ、３１ｎのスイッチング動作によりコンデンサ３２の両端電圧、および零電圧を出力する。例えば、スイッチング素子３１ｐがオン、かつスイッチング素子３１ｎがオフとなったときに、コンデンサ３２の両端電圧が出力される。スイッチング素子３１ｐがオフ、かつスイッチング素子３１ｎがオンとなったときに、零電圧が出力される。

バイパススイッチ３４は、入出力端子Ｇ１，Ｇ２間に接続される。図２（ａ）では、バイパススイッチ３４は、スイッチング素子３１ｎと並列に接続される。バイパススイッチ３４をオンにすることによって、変換器セル１が短絡される。例えば、バイパススイッチ３４は、変換器セル１の各素子が故障した場合に、当該変換器セル１を短絡させる際に利用される。これにより、任意の変換器セル１が故障しても、他の変換器セル１を利用することにより電力変換器６の運転継続が可能となる。

次に、図２（ｂ）を参照して、スイッチング素子３１ｐ１とスイッチング素子３１ｎ１との中点と、スイッチング素子３１ｐ２とスイッチング素子３１ｎ２との中点とをそれぞれ変換器セル１の入出力端子Ｇ１，Ｇ２とする。図２（ｂ）に示す変換器セル１は、スイッチング素子３１ｎ２をオンとし、スイッチング素子３１ｐ２をオフとし、スイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１を交互にオン状態とすることによって、正電圧または零電圧を出力する。また、図２（ｂ）に示す変換器セル１は、スイッチング素子３１ｎ２をオフし、スイッチング素子３１ｐ２をオンし、スイッチング素子３１ｐ１，３１ｎ１を交互にオン状態にすることによって、零電圧または負電圧を出力できる。

バイパススイッチ３４は、入出力端子Ｇ１，Ｇ２間に接続される。なお、バイパススイッチ３４は、スイッチング素子３１ｎ１，３１ｎ２の直列体と並列に接続される。バイパススイッチ３４をオンにすることによって、変換器セル１が短絡される。

本実施の形態では、変換器セル１を図２（ａ）に示すハーフブリッジセルの構成としてもよいし、図２（ｂ）に示すフルブリッジ構成としてもよい。また、上記で示した構成以外の変換器セル、例えば、クランプトダブルセルと呼ばれる回路構成などを適用した変換器セルを用いてもよく、スイッチング素子およびエネルギー蓄積要素も上記のものに限定するものではない。

＜制御装置のハードウェア構成例＞
図３は、制御装置５のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図３の場合の制御装置５は、コンピュータに基づいて構成される。図３を参照して、制御装置５は、１つ以上の入力変換器７０と、１つ以上のサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路７１と、マルチプレクサ（ＭＵＸ：multiplexer）７２と、Ａ／Ｄ変換器７３とを含む。さらに、制御装置５は、１つ以上のＣＰＵ（Central Processing Unit）７４と、ＲＡＭ（Random Access Memory）７５と、ＲＯＭ（Read Only Memory）７６とを含む。さらに、制御装置５は、１つ以上の入出力インターフェイス７７と、補助記憶装置７８と、上記の構成要素間を相互に接続するバス７９とを含む。

入力変換器７０は、入力チャンネルごとに補助変成器を備える。各補助変成器は、図１の各電気量検出器による検出信号を、後続する信号処理に適した電圧レベルの信号に変換する。

サンプルホールド回路７１は、入力変換器７０ごとに設けられる。サンプルホールド回路７１は、対応の入力変換器７０から受けた電気量を表す信号を規定のサンプリング周波数でサンプリングして保持する。

マルチプレクサ７２は、複数のサンプルホールド回路７１に保持された信号を順次選択する。Ａ／Ｄ変換器７３は、マルチプレクサ７２によって選択された信号をデジタル値に変換する。なお、複数のＡ／Ｄ変換器７３を設けることによって、複数の入力チャンネルの検出信号に対して並列的にＡ／Ｄ変換を実行するようにしてもよい。

ＣＰＵ７４は、制御装置５の全体を制御し、プログラムに従って演算処理を実行する。揮発性メモリとしてのＲＡＭ７５および不揮発性メモリとしてのＲＯＭ７６は、ＣＰＵ７４の主記憶として用いられる。ＲＯＭ７６は、プログラムおよび信号処理用の設定値などを収納する。補助記憶装置７８は、ＲＯＭ７６に比べて大容量の不揮発性メモリであり、プログラムおよび電気量検出値のデータなどを格納する。

入出力インターフェイス７７は、ＣＰＵ７４と外部装置との間で通信する際のインターフェイス回路である。

なお、制御装置５の少なくとも一部をＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）およびＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などの回路を用いて構成してもよい。もしくは、制御装置５の少なくとも一部は、アナログ回路によって構成することもできる。

以下、各実施の形態について具体的に説明する。
実施の形態１．
＜制御装置の機能構成＞
図４は、実施の形態１に従う制御装置５の内部構成を表わす図である。図４を参照して、制御装置５は、基本制御部５０２と、アーム制御部５０３とを含む。基本制御部５０２は、Ｕ相基本制御部５０２ｕと、Ｖ相基本制御部５０２ｖと、Ｗ相基本制御部５０２ｗとを含む。アーム制御部５０３は、Ｕ相の正側アーム制御部５０３ｐｕおよび負側アーム制御部５０３ｎｕと、Ｖ相の正側アーム制御部５０３ｐｖおよび負側アーム制御部５０３ｎｖと、Ｗ相の正側アーム制御部５０３ｐｗおよび負側アーム制御部５０３ｎｗとを含む。

基本制御部５０２およびアーム制御部５０３の構成は、例えば、処理回路により実現される。処理回路は、専用のハードウェアであってもよいし、制御装置５の内部メモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ７４であってもよい。処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、またはこれらを組み合わせたもの等で構成される。

基本制御部５０２は、上記の各検出器により計測された電気量を用いて、各相の正側アーム１３ｐおよび負側アーム１３ｎ用の２つのアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐ＊，Ｖａｒｍｎ＊と、各相の正側アーム１３ｐのコンデンサ電圧指令値Ｖｃｐ＊と、各相の負側アーム１３ｎのコンデンサ電圧指令値Ｖｃｎ＊とを生成する。以下の説明において、各相の各アームのうちのいずれのアームであるかを特定しない場合には、単にアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊、コンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊と記載する。さらに、基本制御部５０２は、各アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊に対して、各アーム１３における複数の変換器セル１の各々が電圧を出力するための変調信号Ｋａｒｍ＊を生成する。

アーム制御部５０３は、各変調信号Ｋａｒｍ＊およびコンデンサ電圧指令値Ｖｃ＊に基づいて、アームを構成する各変換器セル１に設けられたスイッチング素子３１ｐ，３１ｎのオンおよびオフを制御するためのゲート制御信号ＧＰを生成し、当該ゲート制御信号ＧＰを各変換器セル１に出力する。

図５は、実施の形態１に従う基本制御部５０２の機能構成の一部を示す図である。図５を参照して、基本制御部５０２は、電気量算出部４０１と、平均値算出部４０２と、最大値検出部４０３と、最小値検出部４０４と、規格化部４０５と、コンデンサ電圧指令生成部４０６とを含む。

電気量算出部４０１は、直流電圧Ｖｄｃｐ，Ｖｄｃｎと、正側アーム電流Ｉｐｕ、Ｉｐｖ、Ｉｐｗおよび負側アーム電流Ｉｎｕ、Ｉｎｖ、Ｉｎｗの入力を受け付ける。電気量算出部４０１は、直流電圧Ｖｄｃｐと直流電圧Ｖｄｃｎとの差（すなわち、Ｖｄｃｐ－Ｖｄｃｎ）を直流電圧Ｖｄｃとして算出する。電気量算出部４０１は、上述した式（１）～（３）を用いて交流電流Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗを算出する。電気量算出部４０１は、上述した式（４）を用いて直流電流Ｉｄｃを算出する。電気量算出部４０１は、上述した式（５）～（７）を用いて循環電流Ｉｚｕ，Ｉｚｖ，Ｉｚｗを算出する。

平均値算出部４０２は、電力変換器６に含まれる全ての変換器セル１（例えば、「６×Ｍ」個の変換器セル１）のコンデンサ電圧Ｖｃに基づいて、各アームのコンデンサ電圧Ｖｃの平均値を算出する。

具体的には、平均値算出部４０２は、Ｕ相について、正側アーム１３ｐｕに含まれる各変換器セル１のコンデンサ電圧Ｖｃの合計電圧値ＶｃｐｕＳ（例えば、“Ｖｃｐｕ＿１＋・・・＋Ｖｃｐｕ＿Ｍ”）を算出し、正側アーム１３ｐｕにおけるコンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ（例えば、ＶｃｐｕＳ／Ｍ）を算出する。また、平均値算出部４０２は、負側アーム１３ｎｕに含まれる各変換器セル１のコンデンサ電圧Ｖｃの合計電圧値ＶｃｎｕＳ（例えば、“Ｖｃｎｕ＿１＋・・・＋Ｖｃｎｕ＿Ｍ”）を算出し、負側アーム１３ｎｕにおけるコンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｕａ（例えば、ＶｃｎｕＳ／Ｍ）を算出する。

同様に、平均値算出部４０２は、Ｖ相について、正側アーム１３ｐｖにおけるコンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｖａと、負側アーム１３ｎｖにおけるコンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｖａとを算出する。平均値算出部４０２は、Ｗ相について、正側アーム１３ｐｗにおけるコンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｗａと、負側アーム１３ｎｗにおけるコンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｗａとを算出する。

なお、平均値算出部４０２は、実際に検出された各コンデンサ電圧Ｖｃではなく、電力変換器６から出力される有効電力あるいは無効電力等から各コンデンサ電圧平均値を算出してもよい。

最大値検出部４０３は、電力変換器６に含まれる全ての変換器セル１のコンデンサ電圧Ｖｃのうちの最大値を、コンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘとして検出する。最小値検出部４０４は、電力変換器６に含まれる全ての変換器セル１のコンデンサ電圧Ｖｃのうちの最小値を、コンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎとして検出する。

なお、「電力変換器６に含まれる全ての変換器セル１」には、故障した変換器セル１を含めないものとする。例えば、「故障した変換器セル１」とは、バイパススイッチ３４がオンになっている変換器セル１である。

規格化部４０５は、入力された各算出値および各検出値を、対応する基準値（例えば、定格値）を用いて規格化した値を出力する。具体的には、規格化部４０５は、交流電圧Ｖａｃｕ，Ｖａｃｖ，Ｖａｃｗを定格値で除算した値を規格化された交流電圧Ｖａｃｕ＿ｐｕ，Ｖａｃｖ＿ｐｕ，Ｖａｃｗ＿ｐｕ（以下、「交流電圧Ｖａｃ＿ｐｕ」とも総称する。）として出力する。

規格化部４０５は、直流電圧Ｖｄｃを定格値で除算した値を、規格化された直流電圧Ｖｄｃ＿ｐｕとして出力する。規格化部４０５は、交流電流Ｉａｃｕ，Ｉａｃｖ，Ｉａｃｗを定格値で除算した値を、規格化された交流電流Ｉａｃｕ＿ｐｕ，Ｉａｃｖ＿ｐｕ，Ｉａｃｗ＿ｐｕ（以下、「交流電流Ｉａｃ＿ｐｕ」とも総称する。）として出力する。規格化部４０５は、循環電流Ｉｚｕ，Ｉｚｖ，Ｉｚｗを定格値で除算した値を、規格化された循環電流Ｉｚｕ＿ｐｕ，Ｉｚｖ＿ｐｕ，Ｉｚｗ＿ｐｕ（以下、「循環電流Ｉｚ＿ｐｕ」とも総称する。）として出力する。

規格化部４０５は、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ，Ｖｃｐｖａ，Ｖｃｐｗａ，Ｖｃｎｕａ，Ｖｃｎｖａ，Ｖｃｎｗａを定格値で除算した値を、それぞれ規格化されたコンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕ，Ｖｃｐｖａ＿ｐｕ，Ｖｃｐｗａ＿ｐｕ，Ｖｃｎｕａ＿ｐｕ，Ｖｃｎｖａ＿ｐｕ，Ｖｃｎｗａ＿ｐｕ（以下、「コンデンサ電圧平均値Ｖｃａ＿ｐｕ」とも総称する。）として出力する。規格化部４０５は、コンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘを定格値で除算した値を、規格化されたコンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕとして出力する。規格化部４０５は、コンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎを定格値で除算した値を、規格化されたコンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕとして出力する。

コンデンサ電圧指令生成部４０６は、各相の正側アーム１３ｐに含まれる各変換器セル１のコンデンサ３２のコンデンサ電圧指令値Ｖｃｐ＊を算出する。コンデンサ電圧指令生成部４０６は、各相の負側アーム１３ｎに含まれる各変換器セル１のコンデンサ３２のコンデンサ電圧指令値Ｖｃｎ＊を算出する。例えば、各相のコンデンサ電圧指令値Ｖｃｐ＊は、各相の正側アーム１３ｐ内の各変換器セル１のコンデンサ３２の平均電圧値である。各相のコンデンサ電圧指令値Ｖｃｎ＊は、各相の負側アーム１３ｎ内の各変換器セル１のコンデンサ３２の平均電圧値である。

図６は、実施の形態１に従う基本制御部５０２の機能構成の他の部分を示す図である。図６を参照して、基本制御部５０２は、全コンデンサ電圧制御部４１１と、直流制御部４１３と、交流電流制御部４１５と、第１循環電流指令生成部４１７と、第２循環電流指令生成部４１９と、循環電流制御部４２１と、零相電圧指令生成部４２３と、電圧指令生成部４２５と、変調指令生成部４２７とをさらに含む。

全コンデンサ電圧制御部４１１は、６つのコンデンサ電圧平均値Ｖｃａ＿ｐｕ（すなわち、Ｖｃｐｕａ＿ｐｕ～Ｖｃｎｗａ＿ｐｕ）の平均値を算出し、当該平均値が全コンデンサ電圧指令値Ｖｃａｌｌ＊に追従するように（例えば、当該平均値と全コンデンサ電圧指令値Ｖｃａｌｌ＊との偏差が０になるように）交流電流補正指令値ΔＩａｃ＊を生成する。全コンデンサ電圧指令値Ｖｃａｌｌ＊は、電力変換器６に含まれる全コンデンサの電圧平均値について与えられた指令値である。なお、全コンデンサ電圧制御部４１１は、交流電流補正指令値ΔＩａｃ＊ではなく直流電流指令値Ｉｄｃ＊を補正するための補正指令値を生成してもよいし、当該補正指令値と交流電流補正指令値ΔＩａｃ＊の両方を生成してもよい。

直流制御部４１３は、直流電流Ｉｄｃ＿ｐｕを直流電流指令値Ｉｄｃ＊に追従させる直流電流制御を行なう。典型的には、直流制御部４１３は、直流電流Ｉｄｃ＿ｐｕが直流電流指令値Ｉｄｃ＊に追従するように（例えば、直流電流Ｉｄｃ＿ｐｕと直流電流指令値Ｉｄｃ＊との偏差が０になるように）直流制御指令値Ｖａｒｍｄｃ＊を生成する。

あるいは、直流制御部４１３は、直流電圧Ｖｄｃを直流電圧指令値Ｖｄｃ＊に追従させる直流電圧制御を基本とし、直流電流が予め定められた上限値を超えた場合に、直流電流制御をするように構成されてもよい。典型的には、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊と直流電圧Ｖｄｃとの偏差を０にするように直流制御指令値Ｖａｒｍｄｃ＊を生成するとともに、直流電流が上限値を超えた場合には上記の直流電流制御を実行する。直流電流指令値Ｉｄｃ＊および直流電圧指令値Ｖｄｃ＊は、例えば、系統運用者等により予め設定される。なお、直流電圧指令値Ｖｄｃ＊は、直流電圧Ｖｄｃ＿ｐｕに基づいて演算されてもよい。

交流電流制御部４１５は、各相の交流電流指令値Ｉａｃ＊を各相の交流電流補正指令値ΔＩａｃ＊で補正した指令値（例えば、Ｉａｃ＊＋ΔＩａｃ＊）を算出する。交流電流制御部４１５は、当該指令値と交流電流Ｉａｃ＿ｐｕとの偏差０にするためのフィードバック制御と、交流電圧Ｖａｃ＿ｐｕのフィードフォワード制御とにより、各相の交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊を生成する。なお、各相の交流電圧Ｖａｃ＿ｐｕのフィードフォワード制御を実行しない構成であってもよい。

第１循環電流指令生成部４１７は、各アーム１３間でのコンデンサ３２の電圧のバランスを制御するための第１循環電流指令値Ｉｚ１＊を生成する。具体的には、第１循環電流指令生成部４１７は、各コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕ～Ｖｃｎｗａ＿ｐｕがバランスするように第１循環電流指令値Ｉｚ１＊を生成する。例えば、第１循環電流指令生成部４１７は、相間バランス電圧制御および正負アーム間バランス電圧制御を実行する。

第１循環電流指令生成部４１７は、Ｕ相について、レグ回路８ｕに含まれる各コンデンサ３２のコンデンサ電圧平均値（例えば、Ｖｃｐｕａ＿ｐｕおよびＶｃｎｕａ＿ｐｕの平均値）を相間バランス電圧指令値に追従させるためのフィードバック制御を実行する。Ｖ相およびＷ相についても同様の制御が行なわれる。当該制御は、相（例えば、Ｕ相）に含まれる全てのコンデンサの電圧平均値を指令値に一致させる相間バランス電圧制御に相当する。

また、第１循環電流指令生成部４１７は、Ｕ相について、負側アーム１３ｎのコンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｕａ＿ｐｕを正側アーム１３ｐのコンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕに追従させるためのフィードバック制御を実行することにより、正負アーム間でのコンデンサ３２の電圧のバランスを制御する。第１循環電流指令生成部４１７は、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕをコンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｕａ＿ｐｕに追従させるためのフィードバック制御を実行してもよい。Ｖ相およびＷ相についても同様の制御が行なわれる。当該制御は、相（例えば、Ｕ相）の一方のアーム（例えば、負側アーム）に含まれる全てのコンデンサの電圧平均値を指令値（例えば、正側アームのコンデンサ電圧平均値）に一致させる正負アーム間バランス電圧制御に相当する。

第１循環電流指令生成部４１７は、相間バランス電圧制御によるフィードバック演算結果と正負バランス電圧制御によるフィードバック演算結果とを加算することによって、第１循環電流指令値Ｉｚ１＊を生成する。

第２循環電流指令生成部４１９は、直流電流Ｉｄｃ＿ｐｕと、交流電流Ｉａｃ＿ｐｕと、各コンデンサ電圧平均値Ｖｃａ＿ｐｕと、コンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕと、コンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕと、直流制御指令値Ｖａｒｍｄｃ＊と、交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊と、各アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊とに基づいて、交流系統２の基本波周波数の偶数倍の周波数成分を有する第２循環電流指令値Ｉｚ２＊を生成する。第２循環電流指令生成部４１９の詳細な構成については後述する。

循環電流制御部４２１は、第１循環電流指令値Ｉｚ１＊と第２循環電流指令値Ｉｚ２＊とに基づく循環電流指令値Ｉｚ＊に、電力変換器６内を循環する循環電流Ｉｚ＿ｐｕが追従するように（例えば、循環電流指令値Ｉｚ＊と循環電流Ｉｚ＿ｐｕとの偏差が０になるように）循環電圧指令値Ｖｚ＊を生成する。典型的には、循環電流指令値Ｉｚ＊は、第１循環電流指令値Ｉｚ１＊と第２循環電流指令値Ｉｚ２＊との加算値である。

零相電圧指令生成部４２３は、各相の交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊のゼロクロスを合わせた後、交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊の３倍の周波数を有する零相電圧指令値Ｖ０＊を生成する。

電圧指令生成部４２５は、直流制御指令値Ｖａｒｍｄｃ＊と、交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊と、零相電圧指令値Ｖ０＊と、循環電圧指令値Ｖｚ＊とに基づいて、各アームの出力電圧の指令値であるアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊を生成する。例えば、Ｕ相の正側アーム１３ｐｕのアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｕ＊は、“Ｖａｒｍｄｃ＊－Ｖａｒｍａｃ＊＋Ｖｚ＊－Ｖ０”で表わされる。Ｕ相の負側アーム１３ｎｕのアーム電圧指令値Ｖａｒｍｎｕ＊は、“Ｖａｒｍｄｃ＊＋Ｖａｒｍａｃ＊＋Ｖｚ＊＋Ｖ０”で表わされる。Ｖ相の正側アーム１３ｐｖのアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｖ＊、負側アーム１３ｎｖのアーム電圧指令値Ｖａｒｍｎｖ＊、Ｗ相の正側アーム１３ｐｗのアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｗ＊、負側アーム１３ｎｗのアーム電圧指令値Ｖａｒｍｎｗ＊についても同様である。

変調指令生成部４２７は、各アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊に対して、各アーム１３における複数の変換器セル１の各々が電圧を出力するための変調信号Ｋａｒｍ＊（例えば、Ｋａｒｍｐｕ＊、Ｋａｒｍｎｕ＊、Ｋａｒｍｐｖ＊、Ｋａｒｍｎｖ＊、Ｋａｒｍｐｗ＊、Ｋａｒｍｎｗ＊）を生成する。変調信号Ｋａｒｍ＊は、例えば、あるアーム１３のアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊を、当該アーム１３に対応するコンデンサ３２の電圧合計値と変換器セル１の数とで除算することにより算出される。これにより、各アーム１３のコンデンサ電圧の脈動分の影響を小さくすることができる。実際に各アーム１３から出力される電圧は、各アーム１３の出力電圧指令値に基準値（例えば、定格値）を掛けて電圧次元に戻した値と近い値となる。

＜第２循環電流指令生成部＞
第２循環電流指令生成部４１９による第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の算出方式と、第２循環電流指令生成部４１９の具体的な機能構成について説明する。

（第２循環電流指令値の算出方式）
第２循環電流指令生成部４１９は、コンデンサ３２の電圧脈動を小さくするための第２循環電流指令値Ｉｚ２＊を算出する。ＭＭＣにおいて交流側の電圧の周波数を基本波周波数とした場合、コンデンサ３２の電圧脈動には基本波周波数の１倍および２倍の周波数成分が含まれる。この周波数成分は、アーム１３内においては共通の成分であり、アーム１３に流入する電力に基づいている。

したがって、アーム１３に流入する電力の基本波周波数の１倍、または２倍の周波数成分の脈動を小さくすることによって、コンデンサ３２の電圧脈動を小さくすることができる。本実施の形態では、例えば、アーム１３に流入する電力の基本波周波数の１倍成分を低減するための第２循環電流指令値Ｉｚ２＊を算出するものとする。

代表的に、Ｕ相の正側アーム１３ｐｕのコンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａで発生する電圧脈動について考える。正側アーム１３ｐｕの出力電圧Ｖｐｕは以下の式（８）で表わされ、正側アーム電流Ｉｐｕは以下の式（９）で表わされる。なお、以下の数式中では表示の簡素化の観点からＩ_ｐｕ等のように、下付き文字の形式で示すものとする。例えば、「数式中のＩ_ｐｕ」は「本文中および図面中のＩｐｕ」と同一である。

Ｖａｒｍｄｃは正側アーム１３ｐｕの出力電圧Ｖｐｕの直流成分、Ｖａｒｍａｃｐは正側アーム１３ｐｕの出力電圧Ｖｐｕの基本波周波数成分の振幅を示す。Ｉａｒｍｄｃは正側アーム１３ｐｕの正側アーム電流Ｉｐｕの直流成分、Ｉａｒｍａｃｐは正側アーム１３ｐｕの正側アーム電流Ｉｐｕの基本波周波数成分の振幅を示す。ωは交流系統２の角周波数、ｔは時間、Ｌａｒｍはリアクトル７ａのインダクタンス値、Ｉｚ２ａｍｐは第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の振幅を示す。θは、交流系統２の交流電圧の位相（以下、「基準位相」とも称する。）と、出力電圧Ｖｐｕの基本波周波数成分の位相との位相差を示す。αは、基準位相と、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の位相との位相差を示す。φは、基準位相と、正側アーム電流Ｉｐｕの基本波周波数成分の位相との位相差を示す。

式（８）および式（９）の各交流成分を、ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分解する。具体的には、出力電圧Ｖｐｕの基本波周波数成分のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分の振幅を、それぞれＶａｒｍａｃＳおよびＶａｒｍａｃＣとする。第２循環電流指令値Ｉｚ２＊のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分の振幅を、それぞれＩｚ２ＳおよびＩｚ２Ｃとする。正側アーム電流Ｉｐｕの基本波周波数成分のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分の振幅を、それぞれＩａｒｍａｃＳおよびＩａｒｍａｃＣとする。この場合、以下の式（１０）～（１５）が成立する。

式（１０）～（１５）を用いて、式（８）および式（９）を変形すると、出力電圧Ｖｐｕは以下の式（１６）で表わされ、正側アーム電流Ｉｐｕは以下の式（１７）で表わされる。

交流系統２の基本波周波数成分における正側アーム１３ｐｕに流入する電力をＰｐｕ１ｆとし、当該電力のｓｉｎ成分をＰｐｕ１ｆＳ、ｃｏｓ成分をＰｐｕ１ｆＣとする。この場合、以下の式（１８）～（２０）が成立する。

ここで、変数ＡＳ、ＡＣ、ｋＳ、ｋＣをそれぞれ以下の式（２１）～（２４）のように定義する。

式（２１）～（２４）を式（１８）～（２０）に適用すると、電力Ｐｐｕ１ｆは以下の式（２５）のように表される。

正の数Ｋを用いると、変数ｋＳ，ｋＣはそれぞれ式（２６），（２７）のように表される。

式（２５）～（２７）により、正の数Ｋを増大することにより、電力Ｐｐｕ１ｆの脈動を低減することができる。また、大きさＢ、角度θＢを有するベクトルを以下の式（２８）および式（２９）のように定義する。

式（２８），（２９）を、式（２３），（２４）に適用すると、以下の式（３０）に示す行列式が成立する。

また、式（２６）の右辺をＫｃｏｓθＡ、式（２７）式の右辺をＫｓｉｎθＡと置き、“Ｉｚ２ａｍｐ＝Ｋ／Ｂ”とすると、式（３０）から、Ｉｚ２ＳおよびＩｚ２Ｃは以下の式（３１）で表わされる。

なお、ｓｉｎθＡ、ｃｏｓθＡ、ｓｉｎθＢ、ｃｏｓθＢは、それぞれ以下の式（３２）、（３３）、（３４）、（３５）で表わされる。

ＫおよびＢは、大きさを表す値（すなわち、正の値）であるため、式（３１）の右辺において、Ｉｚ２ａｍｐは正であり、右辺の残りは単位ベクトルとなる。したがって、式（３１）～（３５）から単位ベクトル成分を導出し、任意の正の値のＩｚ２ａｍｐを加えることにより、コンデンサ３２の電圧脈動の基本波周波数の１倍の周波数成分を低減することができる。なお、式（３１）の右辺の単位ベクトルに関して、行列部分は回転行列を示している。また、式（３１）と、式（１２）および式（１３）とから、“α＝θＡ－θＢ”である。したがって、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊は、以下の式（３６）で表わされる。

（第２循環電流指令生成部の機能構成）
上述した第２循環電流指令値Ｉｚ２＊を算出するための第２循環電流指令生成部４１９の具体的な機能構成について説明する。

図７は、実施の形態１に従う第２循環電流指令生成部の機能構成の一例を示す図である。第２循環電流指令生成部４１９は、振幅制御部４５２と、位相調整部４５４と、生成部４５６とを含む。

振幅制御部４５２は、６つのアーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊と、６つのコンデンサ電圧平均値Ｖｃａ＿ｐｕと、コンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕと、コンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕとの入力を受け付ける。振幅制御部４５２は、入力された各値に基づいて、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の振幅Ｉｚ２ａｍｐを生成する。振幅制御部４５２の詳細については後述する。

位相調整部４５４は、コンデンサ３２の電圧の基本周波数成分が小さくなるように第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の位相θ２を調整する。具体的には、位相調整部４５４は、アーム電圧指令値の交流成分である交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊と、その直流成分である直流制御指令値Ｖａｒｍｄｃ＊と、交流電流Ｉａｃ＿ｐｕと、直流電流Ｉｄｃ＿ｐｕとの入力を受け付ける。

位相調整部４５４は、受け付けた各パラメータと、リアクトルのインダクタンス値Ｌａｒｍと、交流系統２の交流電圧の角周波数ωと、式（３２）～（３５）とを用いて、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の位相θ２（＝θＡ－θＢ）を算出する。なお、交流電流Ｉａｃ＿ｐｕおよび直流電流Ｉｄｃ＿ｐｕは、予め設定された指令値であってもよく、角周波数ωは、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）等から得られた角周波数であってもよいし、定格値であってもよい。

生成部４５６は、振幅制御部４５２から出力された振幅Ｉｚ２ａｍｐと、位相調整部４５４から出力された位相θ２と、式（３６）とに基づいて、各相の第２循環電流指令値Ｉｚ２＊を生成する。

図８は、実施の形態１に従う振幅制御部４５２の具体的な構成例を示す図である。図８を参照して、振幅制御部４５２は、演算器４７１と、最小値検出部４７２と、減算器４７３，４７４，４７５と、最小値検出部４７６と、フィルタ部４７７と、極性反転部４７８と、振幅調整部４８０とを含む。振幅調整部４８０は、積分器４８２と、リミッタ４８４とを含む。

演算器４７１は、各アーム１３について、当該アームに含まれる各コンデンサ３２の電圧の平均値（すなわち、コンデンサ電圧平均値）と、アーム電圧指令値を個数Ｍ（すなわち、アーム１３に含まれる変換器セル１の数）で除算した値との偏差を算出する。アーム電圧指令値を個数Ｍで除算した値は、アーム１３に含まれる複数の変換器セル１の各々の出力電圧の指令値に相当する。

具体的には、演算器４７１は、正側アーム１３ｐｕについて、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕと、アーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｕ＊の１／Ｍ倍（すなわち、Ｖａｒｍｐｕ＊／Ｍ）との偏差σｐｕ（＝Ｖｃｐｕａ＿ｐｕ－Ｖａｒｍｐｕ＊／Ｍ）を算出する。同様に、演算器４７１は、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｖａ＿ｐｕとアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｖ＊の１／Ｍ倍との偏差σｐｖ、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｗａ＿ｐｕとアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｗ＊の１／Ｍ倍との偏差σｐｗ、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｕａ＿ｐｕとアーム電圧指令値Ｖａｒｍｎｕ＊の１／Ｍ倍との偏差σｎｕ、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｖａ＿ｐｕとアーム電圧指令値Ｖａｒｍｎｖ＊の１／Ｍ倍との偏差σｎｖ、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｗａ＿ｐｕとアーム電圧指令値Ｖａｒｍｎｗ＊の１／Ｍ倍との偏差σｎｗを算出する。

偏差σｐｕ，σｐｖ，σｐｗ，σｎｕ，σｎｖ，σｎｗは、偏差σｓとも総称する。この場合、偏差σｓは、アーム１３のアーム電圧指令値を個数Ｍで除算した値（すなわち、各変換器セル１の出力電圧指令値）に対して、当該アーム１３に含まれる複数のコンデンサ３２の出力電圧の平均値にどれだけ余裕があるかを示す上側の制御余裕を示す。

例えば、Ｕ相の正側アーム１３ｐｕについて、偏差σｐｕが負になる場合（すなわち、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕよりもアーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｕ＊の１／Ｍ倍の方が大きい場合）を考える。この場合、正側アーム１３ｐｕに含まれる各変換器セル１の出力電圧の上限値が“コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕ”に相当するため、所望の電圧を出力できない過変調状態を意味する。過変調状態が定常的に起こる場合、余分な高調波の流入出が発生する可能性がある。したがって、各偏差σｓは定常的に０以上の値に保たれる必要がある。すなわち、各偏差σｓのうちの最小値を０以上に保つ必要がある。

最小値検出部４７２は、偏差σｐｕ，σｐｖ，σｐｗ，σｎｕ，σｎｖ，σｎｗのうちの最小値σｍｉｎ１（すなわち、各偏差σｓのうちの最小値）を検出する。

減算器４７３は、コンデンサ３２の上限電圧値ＶｃＨｌｉｍとコンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕとの偏差σｖＨ（＝ＶｃＨｌｉｍ－Ｖｃｍａｘ＿ｐｕ）を算出する。偏差σｖＨは、コンデンサ電圧の最大側の制御余裕を示す。減算器４７４は、コンデンサ３２の下限電圧値ＶｃＬｌｉｍとコンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕとの偏差σｖＬ（＝Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕ－ＶｃＬｌｉｍ）を算出する。偏差σｖＬは、コンデンサ電圧の最小側の制御余裕を示す。

なお、上限電圧値ＶｃＨｌｉｍは、例えば、コンデンサに印加可能な電圧、半導体素子の定格電圧、および他のコンポーネントの定格電圧、絶縁電圧等から定められる。下限電圧値ＶｃＬｌｉｍは、電力変換器６が定常的に動作可能なコンデンサ電圧の下限値から定められる。

減算器４７５は、最小値σｍｉｎ１と、制御余裕下限値σＬｌｉｍとの偏差σｃＬ（＝σｍｉｎ１－σＬｌｉｍ）を算出する。偏差σｃＬは、上側の制御余裕の最小値である。なお、制御余裕下限値σＬｌｉｍは０、または非常に小さい正の値に設定する。

コンデンサ電圧の脈動が小さくなると、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬは大きくなる。第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の位相θ２（＝θＡ－θＢ）が式（３２）～（３６）を満たす場合、振幅Ｉｚ２ａｍｐを大きくすることにより、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬを大きくすることができる。偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬが負の値になる場合には振幅Ｉｚ２ａｍｐを増大させ、これらが正の値の場合には振幅Ｉｚ２ａｍｐを減少させることにより、できるだけ小さい第２循環電流指令値Ｉｚ２＊で制御余裕を０以上にすることができる。

最小値検出部４７６は、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬのうちの最小値σｍｉｎ２（すなわち、最も制御余裕度が小さい値）を検出する。最小値σｍｉｎ２は、フィルタ部４７７への入力値として入力される。最小値σｍｉｎ２は、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬのすべてを考慮した場合の最小の制御余裕である。

フィルタ部４７７は、最小値σｍｉｎ２を入力値として受け付け、当該入力値をフィルタ処理して出力値を出力する。当該入力値は、各アーム１３の出力電圧の制御余裕度の最小値であるため、瞬時的には脈動を有する。

ある時間幅（例えば、交流系統２の電圧の１周期）における当該最小値に基づいて、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊を算出する必要がある。そのため、フィルタ部４７７は、当該最小値を検出する機能を有している。

ある局面では、フィルタ部４７７は、当該検出機能を有しており、今回の制御周期においてフィルタ部４７７に入力された入力値（以下、「今回の入力値」とも称する。）が、前回の制御周期においてフィルタ部４７７から出力された出力値（以下、「前回の出力値」とも称する。）未満である場合、今回の入力値と同一の値を今回の出力値（すなわち、今回の制御周期においてフィルタ部４７７から出力される出力値）として出力する。

また、フィルタ部４７７は、今回の入力値が前回の出力値以上である場合、今回の入力値以下かつ前回の出力値以上である値を今回の出力値として出力する。この場合、例えば、フィルタ部４７７は、徐々に出力値を増大させる。

図９は、フィルタ部の機能の一例を説明するための図である。図９を参照して、フィルタ部４７７は、各制御周期ごとに、今回の入力値と前回の出力値との大小比較を実行する。図９の例では、フィルタ部４７７は、時刻ｔ０～時刻ｔ１の期間では、今回の入力値が前回の出力値以上であると判断し、今回の入力値以下かつ前回の出力値以上である値を今回の出力値として出力する。そのため、フィルタ部４７７は、出力値を徐々に増大させる。

一方、フィルタ部４７７は、時刻ｔ１～時刻ｔ２の期間では、今回の入力値が前回の出力値未満であると判断する。そのため、フィルタ部４７７は、今回の入力値と同一の値を今回の出力値として出力する。その後、フィルタ部４７７は、時刻ｔ２以降の期間では、今回の入力値が前回の出力値未満であると判断し、出力値を徐々に増大させる。

他の局面では、フィルタ部４７７は、ｎ回目（ｎは１以上の整数）の更新タイミングから規定期間内に入力値がｎ回目の更新タイミングにおける出力値未満とならなかった場合、ｎ回目の更新タイミングから規定期間経過後のタイミングを（ｎ＋１）回目の更新タイミングとして設定する。この場合、フィルタ部４７７は、ｎ回目の更新タイミングから規定期間内における入力値の最小値を（ｎ＋１）回目の更新タイミングにおける出力値として出力する。

一方、フィルタ部４７７は、ｎ回目の更新タイミングから規定期間内に入力値がｎ回目の更新タイミングにおける出力値未満となった場合、入力値がｎ回目の更新タイミングにおける出力値未満となった第１タイミングを（ｎ＋１）回目の更新タイミングとして設定し、第１タイミング以降において、今回の入力値が前回の出力値以上となるまで今回の入力値と同一の値を今回の出力値として出力する。

図１０は、フィルタ部の機能の他の例を説明するための図である。図１０を参照して、フィルタ部４７７は、基本的には、予め定められた更新周期ごとに出力値を更新する。例えば、時刻ｔｎにｎ回目の更新タイミングが設定され、当該更新タイミングにおける出力値がＸａであるとする。フィルタ部４７７は、ｎ回目の更新タイミングから規定期間（すなわち、更新周期）内に入力値が出力値Ｘａ未満となるか否かを判断する。

図１０の例では、ｎ回目の更新タイミングから規定期間内に入力値が出力値Ｘａ未満となっていないため、フィルタ部４７７は、ｎ回目の更新タイミングから規定期間経過後のタイミングである時刻ｔ（ｎ＋１）を、（ｎ＋１）回目の更新タイミングとして設定する。また、フィルタ部４７７は、ｎ回目の更新タイミングから規定期間内における入力値の最小値であるＸｂを（ｎ＋１）回目の更新タイミングにおける出力値として出力する。

同様に、フィルタ部４７７は、時刻ｔ（ｎ＋２）を（ｎ＋２）回目の更新タイミングとして設定し、（ｎ＋１）回目の更新タイミングから規定期間内における入力値の最小値であるＸｃを（ｎ＋２）回目の更新タイミングにおける出力値として出力する。

一方、時刻ｔ（ｎ＋３）において、（ｎ＋２）回目の更新タイミングから規定期間内に入力値が出力値Ｘｃ未満となっている。この場合、フィルタ部４７７は、時刻ｔ（ｎ＋３）を（ｎ＋３）回目の更新タイミングとして設定する。また、フィルタ部４７７は、時刻ｔ（ｎ＋３）以降において、今回の入力値が前回の出力値以上となるまで（例えば、図１０の時刻ｔ（ｎ＋３）から時間Ｔａ経過後まで）、今回の入力値と同一の値を今回の出力値として出力する。

時刻ｔ（ｎ＋３）から時間Ｔａ経過後においては、入力値が出力値Ｘｄ以上となっているため、フィルタ部４７７は、出力値Ｘｄを出力し続ける。続いて、フィルタ部４７７は、時刻ｔ（ｎ＋３）から時間Ｔａ経過後のタイミングから規定期間経過後のタイミングである時刻ｔ（ｎ＋４）を、（ｎ＋４）回目の更新タイミングとして設定する。また、フィルタ部４７７は、ｔ（ｎ＋４）回目の更新タイミングから規定期間内における入力値の最小値であるＸｄを（ｎ＋４）回目の更新タイミングにおける出力値として出力する。

上記のフィルタ部４７７の構成により、入力値が小さくなる方向に対しては感度が高くなるフィルタを形成できるため、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬのうちのいずれかが小さくなった場合に、素早く第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の振幅Ｉｚ２ａｍｐを大きくして、制御余裕度を大きくすることができる。また、入力値が大きくなる方向に対しては出力値を徐々に大きくすることにより、制御周期単位の脈動検出を抑制し、振幅Ｉｚ２ａｍｐに脈動を生じさせない。

再び、図８を参照して、極性反転部４７８は、フィルタ部４７７の出力値の極性を反転した値（すなわち、出力値に“－１”を掛けた値）を出力する。なお、極性反転部４７８は、フィルタ部４７７よりも前段に設けられていてもよく、積分器４８２よりも後段に設けられてもよい。その場合、値の正負、大小の整合性をとる必要がある。例えば、フィルタ部４７７の前段に極性反転部４７８を設ける場合、フィルタ部４７７は前回の出力値よりも今回の入力値が大きくなる場合に感度を高くするような構成となる。

振幅調整部４８０は、フィルタ部４７７の出力値に基づいて、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の振幅Ｉｚ２ａｍｐを調整する。具体的には、振幅調整部４８０の積分器４８２は、極性反転部４７８からフィルタ部４７７の出力値の極性を反転した値の入力を受け付け、当該値を時間積分した値を出力する。

リミッタ４８４は、規定のリミット値（例えば、上限リミット値および下限リミット値）を用いて積分器４８２の出力値を制限した値を第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の振幅Ｉｚ２ａｍｐとして出力する。具体的には、積分器４８２の出力値を下限リミット値以上かつ上限リミット値以下に制限した値を振幅Ｉｚ２ａｍｐとして出力する。例えば、下限リミット値は０に設定され、上限リミット値はＩｚ２ｍａｘに設定される。すなわち、振幅Ｉｚ２ａｍｐは０以上かつＩｚ２ｍａｘ以下に制限される。

なお、振幅Ｉｚ２ａｍｐの下限値を０に制限しない場合、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬが大きい場合に、これらのいずれかの最小値が０になるように負の振幅Ｉｚ２ａｍｐを有する第２循環電流指令値Ｉｚ２＊に従う循環電流が流れることによりコンデンサ３２の電圧脈動が大きくなる。この場合、電力損失が増大し、不必要にコンデンサ３２の電圧脈動が大きくなる。そのため、リミッタ４８４によって、振幅Ｉｚ２ａｍｐを負にしないようにする必要がある。

なお、図８の例では、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬのうちの最小値σｍｉｎ２に基づいて、振幅Ｉｚ２ａｍｐを算出する構成について説明したが、当該構成に限られない。第２循環電流指令生成部４１９（具体的には、振幅制御部４５２）は、偏差σｃＬ、偏差σｖＨおよび偏差σｖＬのうちのいずれか１つ、または２つを用いて振幅Ｉｚ２ａｍｐを算出する構成であってもよい。

具体的には、振幅制御部４５２は、各コンデンサ３２の電圧の１以上の代表値と、１以上の代表値にそれぞれ対応する１以上の代表指令値とに基づく制御余裕を算出し、少なくとも１つの制御余裕に基づいて、振幅Ｉｚ２ａｍｐを制御してもよい。

一例では、代表値は、偏差σｐｕ～σｎｗのうちの最小値σｍｉｎ１である。当該代表値に対応する代表指令値は、制御余裕下限値σＬｌｉｍである。この場合、振幅制御部４５２は、最小値σｍｉｎ１から制御余裕下限値σＬｌｉｍを減算した偏差σｃＬを制御余裕として算出し、当該制御余裕に基づいて振幅Ｉｚ２ａｍｐを制御する。当該制御余裕は、フィルタ部４７７の入力値として入力される。なお、この場合、上限電圧値ＶｃＨｌｉｍ、下限電圧値ＶｃＬｌｉｍを設定する必要はなく、コンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕおよびコンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕは、振幅制御部４５２に入力されなくてもよい。

他の例では、代表値は、コンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕである。当該代表値に対応する代表指令値は、コンデンサ３２の上限電圧値ＶｃＨｌｉｍである。この場合、振幅制御部４５２は、上限電圧値ＶｃＨｌｉｍからコンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕを減算した偏差σｖＨを制御余裕として算出し、当該制御余裕に基づいて振幅Ｉｚ２ａｍｐを制御する。

さらに他の例では、代表値は、コンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕである。当該代表値に対応する代表指令値は、コンデンサ３２の下限電圧値ＶｃＬｌｉｍである。この場合、振幅制御部４５２は、コンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕから下限電圧値ＶｃＬｌｉｍからを減算した偏差σｖＬを制御余裕として算出し、当該制御余裕に基づいて振幅Ｉｚ２ａｍｐを制御する。

なお、振幅制御部４５２は、偏差σｐｕ～σｎｗのうちの２つを選択し、当該２つのうちの最小値を用いて振幅Ｉｚ２ａｍｐを算出する構成であってもよい。

＜利点＞
実施の形態１によると、電力変換器６の定常運転時において、変換器セル１のコンデンサ３２における電圧脈動を低減しつつ、電力損失の増大をできるだけ抑制することが可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１では、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の振幅Ｉｚ２ａｍｐを制御することにより制御余裕を調整する構成について説明した。一方、零相電圧指令値Ｖ０＊の位相を調整する制御を行なうことより、制御余裕を調整することもできる。しかしながら、振幅Ｉｚ２ａｍｐの振幅制御および零相電圧指令値Ｖ０＊の位相調整制御を同時に実行すると、制御余裕が適切に調整できない可能性がある。そこで、実施の形態２では、必要に応じて、振幅制御および位相調整制御のうちの一方の制御を停止する構成について説明する。

＜制御装置の機能構成＞
実施の形態２に従う制御装置５の内部構成は図４と同様である。実施の形態２に従う基本制御部５０２Ａは、図５に示す電気量算出部４０１、平均値算出部４０２、最大値検出部４０３、最小値検出部４０４、規格化部４０５、およびコンデンサ電圧指令生成部４０６に加えて、以下で説明する図１１に示す機能構成を有する。なお、基本制御部５０２Ａは、実施の形態１に従う基本制御部５０２との区別のため、便宜上“Ａ”との符号を付している。

図１１は、実施の形態２に従う基本制御部５０２Ａの一部の機能構成を示す図である。図１１に示す基本制御部５０２Ａの構成は、図６に示す第２循環電流指令生成部４１９および零相電圧指令生成部４２３を、それぞれ第２循環電流指令生成部４１９Ａおよび零相電圧指令生成部４２３Ａに置き換えたものに相当する。

第２循環電流指令生成部４１９Ａは、直流電流Ｉｄｃ＿ｐｕと、交流電流Ｉａｃ＿ｐｕと、各コンデンサ電圧平均値Ｖｃａ＿ｐｕと、コンデンサ電圧最大値Ｖｃｍａｘ＿ｐｕと、コンデンサ電圧最小値Ｖｃｍｉｎ＿ｐｕと、直流制御指令値Ｖａｒｍｄｃ＊と、交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊と、各アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊と、零相電圧の調整位相θｖ０とに基づいて、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊を生成する。第２循環電流指令生成部４１９Ａの詳細な構成については後述する。

零相電圧指令生成部４２３Ａは、零相電圧指令値Ｖ０＊を生成するとともに、零相電圧指令値Ｖ０＊の位相を調整するための調整位相θｖ０を生成する。

（零相電圧指令生成部）
図１２は、実施の形態２に従う零相電圧指令生成部の機能構成を示す図である。図１２を参照して、零相電圧指令生成部４２３Ａは、基準位相生成部６１１と、位相制御部６１３と、零相電圧生成部６１５とを含む。

基準位相生成部６１１は、各相の交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊に基づいて、基準位相θｖを生成する。例えば、Ｕ相の交流制御指令値ＶａｒｍａｃＵ＊が、Ｕ相の交流電圧の振幅ＶａｃＵとなるときの位相を基準位相θｖとして生成する。この場合、交流制御指令値ＶａｒｍａｃＵ＊は式（３７）のように表される。

位相制御部６１３は、電力変換器２の零相電圧指令値Ｖ０＊の位相を制御する。位相制御部６１３は、基準位相θｖと、各コンデンサ電圧平均値Ｖｃａ＿ｐｕと、各アーム電圧指令値Ｖａｒｍ＊とに基づいて、調整位相θｖ０を生成する。位相制御部６１３の具体的な構成については後述する。

零相電圧生成部６１５は、各相の交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊と、基準位相θｖと、調整位相θｖ０とに基づいて、零相電圧指令値Ｖ０＊を生成する。具体的には、零相電圧生成部６１５は、以下の式（３８）を用いて、零相電圧指令値Ｖ０＊を生成する。なお、βは定数であり、例えば、１／６である。

零相電圧指令値Ｖ０＊の位相の調整制御方式について説明する。
図１３は、実施の形態２に従う位相制御部の機能構成を示す図である。図１３を参照して、位相制御部６１３は、複数のアームの各々について、当該アームに含まれる各コンデンサ３２の電圧と、当該アームのアーム電圧指令値とに基づく制御余裕を算出し、各制御余裕に基づいて、零相電圧指令値Ｖ０＊の位相を調整するための調整位相θｖ０を算出する。具体的には、位相制御部６１３は、演算器６２１と、加算器６２３と、位相状態検出部６２５と、最小値検出部６２７，６２９，６３１と、減算器６３３と、比例器６３５と、加算器６３７と、保持部６３９とを含む。

演算器６２１は、各アーム１３について、当該アームに含まれる各コンデンサ３２の電圧の平均値（すなわち、コンデンサ電圧平均値）と、アーム電圧指令値を個数Ｍで除算した値との偏差を算出する。具体的には、演算器６２１は、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｐｕａ＿ｐｕと、アーム電圧指令値Ｖａｒｍｐｕ＊の１／Ｍ倍との偏差（＝Ｖｃｐｕａ＿ｐｕ－Ｖａｒｍｐｕ＊／Ｍ）である上側制御余裕σｐｕＵを出力する。偏差σｐｕＵは、図８で説明した偏差σｐｕに相当する。同様に、演算器６２１は、図８で説明した偏差σｐｖ，σｐｗ，σｎｕ，σｎｖ，σｎｗを、それぞれ上側制御余裕σｐｖＵ，σｐｗＵ，σｎｕＵ，σｎｖＵ，σｎｗＵとして出力する。以下、上側制御余裕を単に「上余裕」とも称する。

演算器６２１は、Ｖａｒｍｐｕ＊／Ｍ、Ｖａｒｍｐｖ＊／Ｍ、Ｖａｒｍｐｗ＊／Ｍ、Ｖａｒｍｎｕ＊／Ｍ、Ｖａｒｍｎｖ＊／Ｍ、Ｖａｒｍｎｗ＊／Ｍを、それぞれ下側制御余裕σｐｕＬ、σｐｖＬ，σｐｗＬ，σｎｕＬ，σｎｖＬ，σｎｗＬとして出力する。以下、下側制御余裕を単に「下余裕」とも称する。

加算器６２３は、基準位相θｖと調整位相θｖ０とを加算して位相θａを算出する。
位相状態検出部６２５は、交流系統２の一周期を６つの区間に分割し、位相θａに対応する区間Ｐｈ（例えば、Ｐｈ＝０～５）を出力する。具体的には、０°＜θａ≦６０°の場合にはＰｈ＝０、６０°＜θａ≦１２０°の場合にはＰｈ＝１、１２０°＜θａ≦１８０°の場合にはＰｈ＝２、１８０°＜θａ≦２４０°の場合にはＰｈ＝３、２４０°＜θａ≦３００°の場合にはＰｈ＝４、３００°＜θａ≦３６０°の場合にはＰｈ＝５である。

最小値検出部６２７は、各区間Ｐｈ（Ｐｈ＝０～５）において設定された上余裕および下余裕を監視して、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎ、第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎ、第１下余裕最小値σＬ１ｍｉｎ、および第２下余裕最小値σＬ２ｍｉｎとを算出する。

図１４は、各区間において監視される上側制御余裕および下側制御余裕を示す図である。図１４を参照して、テーブル７００には、各区間Ｐｈにおいて最小値になり得る上余裕および下余裕とが示されている。例えば、Ｐｈ＝０においては、上余裕σｐｗＵ、下余裕σｎｗＬ、上余裕σｎｕＵ、および下余裕σｐｕＬが、それぞれ、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎ、第１下余裕最小値σＬ１ｍｉｎ、第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎ、第２下余裕最小値σＬ２ｍｉｎとなり得る。

最小値検出部６２７は、各区間Ｐｈについて、今回の区間Ｐｈ（例えば、Ｐｈ＝０）から次の区間Ｐｈ（例えば、Ｐｈ＝１）へ切り替わる直前のタイミングで、今回の区間Ｐｈにおける、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎと、第１下余裕最小値σＬ１ｍｉｎと、第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎと、第２下余裕最小値σＬ２ｍｉｎとを算出する。例えば、Ｐｈ＝０においては、最小値検出部６２７は、上余裕σｐｗＵの最小値を第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎとして算出し、下余裕σｎｗＬの最小値を第１下余裕最小値σＬ１ｍｉｎとして算出し、上余裕σｎｕＵの最小値を第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎとして算出し、下余裕σｐｕＬの最小値を第２下余裕最小値σＬ２ｍｉｎとして算出する。

再び、図１３を参照して、最小値検出部６２９は、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎおよび第１下余裕最小値σＬ１ｍｉｎのうちの小さい方を検出する。最小値検出部６３１は、第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎおよび第２下余裕最小値σＬ２ｍｉｎのうちの小さい方を検出する。減算器６３３は、最小値検出部６３１により検出された値から最小値検出部６２９により検出された値を減算した差分Δσを出力する。

比例器６３５は、差分ΔσとゲインＫｄｅｇとの乗算値“Δσ×Ｋｄｅｇ”を、調整位相θｖ０の変化分Δθｖ０として出力する。加算器６３７は、変化分Δθｖ０と保持部６３９の出力値との加算値を調整位相θｖ０として出力する。保持部６３９では、前回の区間Ｐｈにおいて加算器６３７から出力された調整位相θｖ０を保持している。したがって、今回の区間Ｐｈにおいて加算器６３７から出力される調整位相θｖ０は、前回の区間Ｐｈにおける調整位相θｖ０と、今回の区間Ｐｈにおいて算出された変化分Δθｖ０とを加算したものに相当する。

図１２に示す零相電圧生成部６１５は、各相の交流制御指令値Ｖａｒｍａｃ＊と、基準位相θｖと、上記のように算出された調整位相θｖ０とに基づいて、零相電圧指令値Ｖ０＊を生成する。このように生成された零相電圧指令値Ｖ０＊によって、制御余裕がどのように変化するのかを具体的に説明する。

図１５は、零相電圧指令値の位相調整前の各区間における各種波形図である。図１５には、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｎｕａ＿ｐｕ、アーム電圧指令値Ｖａｒｍｎｕ＊の１／Ｍ倍（以下、単に電圧指令値ＶｎｕＭ＊とも称する。）、上余裕σｎｕＵ、下余裕σｎｕＬ、および零相電圧指令値Ｖ０＊が示されている。ここでは、一例として、負側アーム１３ｎｕについて説明する。これは、以下の図１６および図１７でも同様である。

負側アーム１３ｎｕに着目して図１４のテーブル７００を参照すると、上余裕σｎｕＵは、Ｐｈ＝５の場合に第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎとなり、Ｐｈ＝０の場合に第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎとなり得る。これは、図１５において、Ｐｈ＝５の区間における上余裕σｎｕＵの最小値が第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎとして示され、Ｐｈ＝０の区間における上余裕σｎｕＵの最小値が第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎとして示されていることと整合する。

同様に、図１４のテーブル７００を参照すると、下余裕σｎｕＬは、Ｐｈ＝２の場合に第１下余裕最小値σＬ１ｍｉｎとなり、Ｐｈ＝３の場合に第２下余裕最小値σＬ２ｍｉｎとなり得る。これは、図１５において、Ｐｈ＝２の区間における下余裕σｎｕＬの最小値が第１下余裕最小値σＬ１ｍｉｎとして示され、Ｐｈ＝３の区間における下余裕σｎｕＬの最小値が第２上余裕最小値σＬ２ｍｉｎとして示されることと整合する。

図１５によると、零相電圧指令値Ｖ０＊の位相調整前においては、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎが特に小さいことが理解される。

図１６は、零相電圧指令値の位相調整後の各区間における各種波形図の一例である。図１６を参照すると、調整位相θｖ０に基づいて零相電圧指令値Ｖ０＊の位相が調整された場合、図１５に示す零相電圧指令値Ｖ０＊の位相調整前と比較して、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎが大きくなっていることがわかる。具体的には、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎが第２下余裕最小値σＬ２ｍｉｎと同じになっている。

図１７は、零相電圧指令値の位相調整後の各区間における各種波形図の他の例である。図１７を参照すると、図１５に示す零相電圧指令値Ｖ０＊の位相調整前と比較して、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎが大きくなっていることがわかる。具体的には、第１上余裕最小値σＵ１ｍｉｎが第２上余裕最小値σＵ２ｍｉｎと同じになっている。

このように、零相電圧指令値Ｖ０＊の位相が調整されることによって、電力変換装置１００全体として、出力電圧範囲に対する電圧指令値の制御余裕を大きくすることができる。

（第２循環電流指令生成部）
次に、実施の形態２に従う第２循環電流指令生成部４１９Ａの具体的な構成について説明する。

図１８は、実施の形態２に従う第２循環電流指令生成部の機能構成の一例を示す図である。図１８を参照して、第２循環電流指令生成部４１９Ａは、振幅制御部４５２Ａと、位相調整部４５４と、生成部４５６とを含む。位相調整部４５４および生成部４５６の構成は、図７で説明した構成と同様である。振幅制御部４５２Ａは、調整位相θｖ０を用いて、第２循環電流指令値Ｉｚ２＊の振幅Ｉｚ２ａｍｐを生成する点において、実施の形態１に従う振幅制御部４５２と異なる。

図１９は、実施の形態２に従う振幅制御部の具体的な構成例を示す図である。図１９を参照して、振幅制御部４５２Ａは、図８の振幅制御部４５２に、微分器４９１と、絶対値算出部４９２と、比較器４９３と、乗算器４９４とを追加した構成を有する。

微分器４９１は、調整位相θｖ０を時間微分する。絶対値算出部４９２は、調整位相θｖ０を時間微分値の絶対値γ１を算出する。絶対値γ１は、調整位相θｖ０の時間変化の大きさを示す。比較器４９３は、絶対値γ１が閾値Ｔｈ１以下である（すなわち、γ１≦Ｔｈ１）場合には値“１”を出力する。比較器４９３は、絶対値γ１が閾値Ｔｈ１よりも大きい（すなわち、γ１＞Ｔｈ１）場合には値“０”を出力する。

乗算器４９４は、極性反転部４７８の出力値と比較器４９３の出力値との乗算値を算出する。具体的には、乗算器４９４は、γ１≦Ｔｈ１である場合には極性反転部４７８の出力値を積分器４８２に出力し、γ１＞Ｔｈ１である場合には値“０”を積分器４８２に出力する。

これにより、調整位相θｖ０の時間変化が小さい（例えば、γ１≦Ｔｈ１）場合には、実施の形態１と同様な方式により、制御余裕に基づいて振幅Ｉｚ２ａｍｐが制御される。一方、調整位相θｖ０の時間変化が大きい（例えば、γ１＞Ｔｈ１）場合には、積分器４８２への入力値が“０”となる。この場合、積分器４８２は、前回の制御周期で算出した振幅Ｉｚ２ａｍｐをリミッタ４８４に出力する。このように、振幅Ｉｚ２ａｍｐは更新されず、前回の値に固定される。

上記のように、零相電圧指令値Ｖ０＊の調整位相θｖ０の時間変化の大きさが閾値Ｔｈ１よりも大きい場合、振幅制御部４５２は、制御余裕を用いた振幅Ｉｚ２ａｍｐの更新制御を停止する。これは、調整位相θｖ０の時間変化が大きい場合には上余裕が大きく変化することから、同時に振幅Ｉｚ２ａｍｐの制御を実行すると、当該制御が不安定になるためである。一方、零相電圧指令値Ｖ０＊の調整位相θｖ０の時間変化が小さい場合には、振幅Ｉｚ２ａｍｐの更新制御を停止しなくてもよい。

同様の考え方により、振幅Ｉｚ２ａｍｐの変化が大きい場合に、零相電圧指令値Ｖ０＊の調整位相θｖ０の更新を停止する構成であってもよい。

図２０は、実施の形態２の変形例に従う位相制御部の機能構成を示す図である。図２０を参照して、位相制御部６１３Ａは、図１３の位相制御部６１３に、微分器６４１と、絶対値算出部６４２と、比較器６４３と、乗算器６４４とを追加した構成を有する。

微分器６４１は、振幅Ｉｚ２ａｍｐを時間微分する。絶対値算出部６４２は、振幅Ｉｚ２ａｍｐの時間微分値の絶対値γ２を算出する。絶対値γ２は、振幅Ｉｚ２ａｍｐの時間変化の大きさを示す。比較器６４３は、絶対値γ２が閾値Ｔｈ２以下である（すなわち、γ２≦Ｔｈ２）場合には値“１”を出力する。比較器６４３は、絶対値γ２が閾値Ｔｈ２よりも大きい（すなわち、γ２＞Ｔｈ２）場合には値“０”を出力する。

乗算器６４４は、比例器６３５の出力値と比較器６４３の出力値との乗算値を算出する。具体的には、乗算器６４４は、γ２≦Ｔｈ２である場合には比例器６３５の出力値を加算器６３７に出力し、γ２＞Ｔｈ２である場合には値“０”を加算器６３７に出力する。

これにより、振幅Ｉｚ２ａｍｐの時間変化が小さい（例えば、γ２≦Ｔｈ２）場合には、図１３で説明した方式により、調整位相θｖ０が更新される。一方、振幅Ｉｚ２ａｍｐの時間変化が大きい（例えば、γ２＞Ｔｈ２）場合には、加算器６３７への入力値が“０”となる。この場合、加算器６３７は、保持部６３９の出力値（すなわち、前回の区間Ｐｈで算出した調整位相θｖ０）を、今回の区間Ｐｈでの調整位相θｖ０として出力する。これにより、調整位相θｖ０は更新されず、前回の値に固定される。

上記のように、振幅Ｉｚ２ａｍｐの時間変化の大きさが閾値Ｔｈ２よりも大きい場合、位相制御部６１３は、前回の調整位相θｖ０を、今回の調整位相θｖ０として算出する。すなわち、零相電圧指令値Ｖ０＊の調整位相θｖ０の更新制御が停止される。一方、振幅Ｉｚ２ａｍｐの時間変化が小さい場合には、零相電圧指令値Ｖ０＊の調整位相θｖ０の更新制御を停止しなくてもよい。

＜利点＞
実施の形態２によると、第２循環電流指令値の振幅制御と零相電圧指令値の位相制御とを同時に実行することによって制御が不安定になる事態を防止することができる。

その他の実施の形態．
上述の実施の形態として例示した構成は、本開示の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本開示の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。また、上述した実施の形態において、他の実施の形態で説明した処理および構成を適宜採用して実施する場合であってもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 変換器セル、２ 交流系統、３ 変圧器、４ 直流回路、５ 制御装置、６ 電力変換器、７ａ，７ｂ リアクトル、８ｕ，８ｖ，８ｗ レグ回路、９ａ，９ｂ アーム電流検出器、１０ 交流電圧検出器、１１ａ，１１ｂ 直流電圧検出器、１３ｎｕ，１３ｎｖ，１３ｎｗ 負側アーム、１３ｐｕ，１３ｐｖ，１３ｐｗ 正側アーム、１５ 交流電流検出器、３１ｎ，３１ｐ スイッチング素子、３２ コンデンサ、３３ 電圧検出器、３４ バイパススイッチ、７０ 入力変換器、７１ サンプルホールド回路、７２ マルチプレクサ、７３ Ａ／Ｄ変換器、７４ ＣＰＵ、７５ ＲＡＭ、７６ ＲＯＭ、７７ 入出力インターフェイス、７８ 補助記憶装置、７９ バス、１００ 電力変換装置、４０１ 電気量算出部、４０２ 平均値算出部、４０３ 最大値検出部、４０４，４７２，４７６，６２７，６２９，６３１ 最小値検出部、４０５ 規格化部、４０６ コンデンサ電圧指令生成部、４１１ 全コンデンサ電圧制御部、４１３ 直流制御部、４１５ 交流電流制御部、４１７ 第１循環電流指令生成部、４１９，４１９Ａ 第２循環電流指令生成部、４２１ 循環電流制御部、４２３，４２３Ａ 零相電圧指令生成部、４２５ 電圧指令生成部、４２７ 変調指令生成部、４５２，４５２Ａ 振幅制御部、４５４ 位相調整部、４５６ 生成部、４７７ フィルタ部、４７８ 極性反転部、４８０ 振幅調整部、４８２ 積分器、４８４ リミッタ、５０２ 基本制御部、５０３ アーム制御部、６１１ 基準位相生成部、６１３，６１３Ａ 位相制御部、６１５ 零相電圧生成部、６２５ 位相状態検出部、６３５ 比例器、６３９ 保持部。

Claims (11)

1. 交流系統に接続された電力変換装置であって、
   前記交流系統の相ごとに複数のアームを含む電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
   前記複数のアームの各々は、互いにカスケード接続された複数の変換器セルを有し、
   前記複数の変換器セルの各々は、複数のスイッチング素子と、前記複数のスイッチング素子に接続されるエネルギー蓄積要素とを有し、
   前記制御装置は、
   各前記アーム間での前記エネルギー蓄積要素の電圧のバランスを制御するための第１循環電流指令値を生成する第１循環電流指令生成部と、
   前記交流系統の基本波周波数の偶数倍の周波数成分を有する第２循環電流指令値を生成する第２循環電流指令生成部と、
   前記第１循環電流指令値および前記第２循環電流指令値に基づく循環電流指令値に、前記電力変換器内を循環する循環電流が追従するように循環電圧指令値を生成する循環電流制御部とを含み、
   前記第２循環電流指令生成部は、
   各前記エネルギー蓄積要素の電圧の１以上の代表値と、前記１以上の代表値にそれぞれ対応する１以上の代表指令値とに基づく第１制御余裕を算出し、
   少なくとも１つの前記第１制御余裕に基づいて、前記第２循環電流指令値の振幅を制御する、電力変換装置。
2. 前記第２循環電流指令生成部は、前記複数のアームの各々について、当該アームに含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧の平均値と、当該アームの電圧指令値を当該アームに含まれる前記変換器セルの個数で除算した値との偏差を算出し、
   前記１以上の代表値は、各前記偏差のうちの最小値を含み、
   前記１以上の代表指令値は、前記偏差に関する下限値を含み、
   前記第２循環電流指令生成部は、各前記偏差のうちの最小値から前記下限値を減算した第１の値を前記第１制御余裕として算出する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記１以上の代表値は、前記電力変換器に含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧のうちの最大電圧値を含み、
   前記１以上の代表指令値は、前記エネルギー蓄積要素の上限電圧値を含み、
   前記第２循環電流指令生成部は、前記エネルギー蓄積要素の上限電圧値から前記最大電圧値を減算した第２の値を前記第１制御余裕として算出する、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記１以上の代表値は、前記電力変換器に含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧のうちの最小電圧値を含み、
   前記１以上の代表指令値は、前記エネルギー蓄積要素の下限電圧値を含み、
   前記第２循環電流指令生成部は、前記最小電圧値から前記エネルギー蓄積要素の下限電圧値を減算した第３の値を前記第１制御余裕として算出する、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記第２循環電流指令生成部は、前記複数のアームの各々について、当該アームに含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧の平均値と当該アームの電圧指令値を当該アームに含まれる前記変換器セルの個数で除算した値との偏差を算出し、
   前記１以上の代表値は、各前記偏差のうちの最小値と、前記電力変換器に含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧のうちの最大電圧値と、前記電力変換器に含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧のうちの最小電圧値とを含み、
   前記１以上の代表指令値は、前記偏差に関する下限値と、前記エネルギー蓄積要素の上限電圧値と、前記エネルギー蓄積要素の下限電圧値とを含み、
   前記第２循環電流指令生成部は、各前記偏差のうちの最小値から前記下限値を減算した第１の値と、前記エネルギー蓄積要素の上限電圧値から前記最大電圧値を減算した第２の値と、前記最小電圧値から前記エネルギー蓄積要素の下限電圧値を減算した第３の値とのうちの最小値を前記第１制御余裕として算出する、請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記第２循環電流指令生成部は、
   前記第１制御余裕を入力値として受け付け、前記入力値を処理して出力値を出力するフィルタ部と、
   前記出力値に基づいて、前記第２循環電流指令値の振幅を調整する振幅調整部とを含み、
   前記フィルタ部は、
   今回の前記入力値が前回の前記出力値未満である場合には、今回の前記入力値を今回の前記出力値として出力し、
   今回の前記入力値が前回の前記出力値以上である場合には、今回の前記入力値以下かつ前回の前記出力値以上である値を今回の前記出力値として出力する、請求項１～請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記第２循環電流指令生成部は、
   前記第１制御余裕を入力値として受け付け、前記入力値を処理して出力値を出力するフィルタ部と、
   前記出力値に基づいて、前記第２循環電流指令値の振幅を調整する振幅調整部とを含み、
   前記フィルタ部は、
   ｎ回目（ｎは１以上の整数）の更新タイミングから規定期間内に前記入力値がｎ回目の更新タイミングにおける前記出力値未満とならなかった場合、ｎ回目の更新タイミングから前記規定期間経過後のタイミングを（ｎ＋１）回目の更新タイミングとして設定し、ｎ回目の更新タイミングから前記規定期間内における前記入力値の最小値を（ｎ＋１）回目の更新タイミングにおける前記出力値として出力し、
   ｎ回目の更新タイミングから前記規定期間内に前記入力値がｎ回目の更新タイミングにおける前記出力値未満となった場合、前記入力値がｎ回目の更新タイミングにおける前記出力値未満となった第１タイミングを（ｎ＋１）回目の更新タイミングとして設定し、前記第１タイミング以降において、今回の前記入力値が前回の前記出力値以上となるまで今回の前記入力値と同一の値を今回の前記出力値として出力する、請求項１～請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記振幅調整部は、
   前記出力値の極性を反転した値を時間積分する積分器と、
   規定のリミット値を用いて前記積分器の出力値を制限した値を前記第２循環電流指令値の振幅として出力するリミッタとを含み、
   前記規定のリミット値の下限値は、ゼロである、請求項６に記載の電力変換装置。
9. 前記第２循環電流指令生成部は、前記エネルギー蓄積要素の電圧の前記基本波周波数の周波数成分が小さくなるように前記第２循環電流指令値の位相を調整する、請求項１～請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記制御装置は、前記電力変換器の零相電圧指令値の位相を制御する位相制御部をさらに含み、
    前記位相制御部は、
    前記複数のアームの各々について、当該アームに含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧と、当該アームの電圧指令値とに基づく第２制御余裕を算出し、
    各前記第２制御余裕に基づいて、前記零相電圧指令値の位相を調整するための調整位相を算出し、
    前記調整位相の時間変化の大きさが第１閾値よりも大きい場合、前記第２循環電流指令生成部は、前記第２循環電流指令値の振幅の制御を停止する、請求項１～請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記制御装置は、前記電力変換器の零相電圧指令値の位相を制御する位相制御部をさらに含み、
    前記位相制御部は、
    前記複数のアームの各々について、当該アームに含まれる各前記エネルギー蓄積要素の電圧と、当該アームの電圧指令値とに基づく第２制御余裕を算出し、
    各前記第２制御余裕に基づいて、前記零相電圧指令値の位相の調整するための調整位相を算出し、
    前記第２循環電流指令値の振幅の時間変化の大きさが第２閾値よりも大きい場合、前回の前記調整位相を、今回の前記調整位相として算出する、請求項１～請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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