JP7220074B2 - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置およびモータ制御方法に関する。

永久磁石型同期モータの制御方法として、速度指令値に基づき電圧指令によってモータを制御する手法がある。図４は、従来技術のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。図４に示すように、モータ制御装置９０１は、速度指令部９０２、電圧指令部９０３、二相三相変換部９０４、インバータ９０５、三相二相変換部９０６、積分器９０７、電流センサ９０８、ゲイン回路９０９、および力率角演算部９１０を有している。また、モータ制御装置９０１は、三相モータであるモータ９２０に接続されている。なお、モータ制御装置９０１は、例えばクラーク（Ｃｌａｒｋｅ）変換を用いて三相の電流を二相の電流に変換し、さらにパーク（Ｐａｒｋ）変換を用いて回転座標に座標変換する。

モータ制御装置９０１では、電流センサ９０８が検出したモータ９２０に流れる三相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）に基づいてモータ９２０の回転を制御する。電流センサ９０８は、相毎に設けられているため、３個の電流センサを有している。
なお、電圧指令部９０３は、インバータ９０５の出力電圧から演算される３相（ｕ、ｖ、ｗ）の各電流を３相から２相変換した後のδ軸電流ｉδ、インバータ出力周波数ωＩ、比例定数Ｋ、ｄ軸の誘起電圧係数Λｄ、および比例ゲインＫを用いた演算でδ軸電圧指令値Ｖ^＊δおよびγ軸電圧指令値Ｖ^＊γを求める（例えば特許文献１参照）。

また、三相モータを制御する場合、モータに供給する電流のうち二相の電流を検出して制御する手法もある。この場合は、２個の電流センサを用いて制御を行う。

特許第４７６４１２４号公報

しかしながら、従来技術では、モータに流れる三相の電流を検出するために、電流センサが３個または２個必要であった。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、従来よりシンプルな構成で、モータを制御することのできるモータ制御装置およびモータ制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の一態様に係るモータ制御装置（１）は、三相交流モータの各相（ｕ、ｖ、ｗ）に流れるモータ電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のうち一相のモータ電流値（ｉ）を検出する電流センサ（１０７）と、前記電流センサが検出した一相の前記モータ電流値の少なくとも１周期の平均値を算出し、当該１周期の平均値に３を乗じた値と、ロータ位置（θ）とに基づいて、前記一相のモータ電流値を座標変換して二相の電流値に変換する一相二相変換部（１０８）と、前記一相二相変換部によって変換された前記二相の電流値を用いて二相の電圧指令値（Ｖ^＊δ、Ｖ^＊γ）を生成する電圧指令部（１０２）と、前記二相の電圧指令値を座標変換して三相の電圧指令値（Ｖ^＊ｕ、Ｖ^＊ｖ、Ｖ^＊ｗ）に変換し、前記三相の電圧指令値に基づいて前記三相交流モータを駆動する二相三相変換部（１０５、１０６）と、を備える。
このような構成によれば、一相二相変換部が一相の電流値から二相の電流値に変換するようにしたのでモータ電流値の検出を１つの電流センサで行うことができる。これにより、このような構成によれば、従来よりシンプルな構成で、モータを制御することができる。

また、本発明の一態様に係るモータ制御装置において、Ｔはモータ電流の１周期であり、前記一相二相変換部は、前記電流センサが取得した一相の前記モータ電流値（ｉ）とロータ位置（θ）と次式を用いて励磁電流成分ｉδを算出し、

前記電流センサが取得した一相の前記モータ電流値（ｉ）とロータ位置（θ）と次式を用いてトルク電流成分ｉγを算出するようにしてもよい。

このような構成によれば、除算がなく処理時間が比較的短いため、従来よりシンプルな構成でモータを制御することができる。

また、本発明の一態様に係るモータ制御装置において、第１の１周期と、前記第１の１周期に連続する第２の１周期であって、前記電圧指令部は、前記第１の１周期の期間に前記一相のモータ電流値を積分して前記二相の電流値に変換し、前記第２の１周期の期間に前記第１の１周期の期間で変換した前記二相の電流値を用いて電圧指令値を生成するようにしてもよい。
このような構成によれば、構成をシンプルに構成でき、演算量を削減することができる。

また、本発明の一態様に係るモータ制御装置は、前記一相二相変換部は、前記１周期より短い時間間隔毎に前記一相のモータ電流値を二相の電流値に変換するようにしてもよい。
このような構成によれば、レスポンスの速いモータ制御を行うことができる。

また、本発明の一態様に係るモータ制御装置は、前記一相二相変換部が変換した二相の電流値のうちの一方から力率角（φ）を決定する力率角決定部（１１０）と、前記二相の電圧指令値を前記三相の電圧指令値に変換する際に用いる回転角に前記力率角を加算する力率角加減部（１０９、１０４）と、を備え、前記二相三相変換部は、前記回転角に前記力率角が加算された角度に基づいて、前記二相の電圧指令値を座標変換して前記三相の電圧指令値に変換するようにしてもよい。
このような構成によれば、トルクを出すために必要となる電流値を低減することができる。

上記目的を達成するため、本発明の一態様に係るモータ制御方法は、電流センサが、三相交流モータの各相に流れるモータ電流のうち一相のモータ電流値（ｉ）を検出する電流検出手順と、一相二相変換部が、前記電流検出手順によって検出された一相の前記モータ電流値の少なくとも１周期の平均値を算出し、当該１周期の平均値に３を乗じた値と、ロータ位置（θ）とに基づいて、前記一相のモータ電流値を座標変換して二相の電流値に変換する一相二相変換手順と、電圧指令部が、前記一相二相変換手順によって変換された前記二相の電流値を用いて二相の電圧指令値を生成する電圧指令手順と、二相三相変換部が、前記二相の電圧指令値を座標変換して三相の電圧指令値に変換し、前記三相の電圧指令値に基づいて前記三相交流モータを駆動する二相三相変換手順と、を含む。

本発明によれば、従来よりシンプルな構成で、モータを制御することができる。

本実施形態に係るモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 本実施形態に係る一相二相変換部が行う第１の算出手順を示す図である。 本実施形態に係る一相二相変換部が行う第２の算出手順を示す図である。 従来技術のモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
図１は、本実施形態に係るモータ制御装置１の構成例を示すブロック図である。図１に示すように、モータ制御装置１は、減算器１０１と、電圧指令部１０２と、積分器１０３と、加算器１０４（力率角加減部）と、二相三相変換部１０５と、インバータ回路１０６（二相三相変換部）と、電流センサ１０７と、一相二相変換部１０８と、ゲイン回路１０９（力率角加減部）と、力率角決定部１１０を備えている。また、モータ制御装置１は、三相モータであるモータ１０（三相交流モータ）に接続されている。なお、図１に示す構成において、インバータ回路１０６はＰＷＭ回路も含む。なお、図１では、電流センサ１０７が三相のモータ電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のうち、モータ電流ｉｕを検出する例を示している。

なお、以下の説明において、ω_ｍは回転数指令であり、ｎはモータの極対数であり、ωＩはインバータ出力周波数（一次周波数）である、Ｖ^＊δはδ軸電圧指令値であり、Ｖ^＊γはγ軸電圧指令値である。また、Ｖ^＊ｕはｕ相の電圧指令値であり、Ｖ^＊ｖはｖ相の電圧指令であり、Ｖ^＊ｗはｗ相の電圧指令値であり、Ｖｕはｕ相の出力電圧であり、Ｖｖはｖ相の出力電圧であり、Ｖｗはｗ相の出力電圧であり、ｉｕはｕ相のモータ電流であり、ｉｖはｖ相のモータ電流であり、ｉｗはｗ相のモータ電流である。ｉδは励磁電流成分であり、ｉγはトルク電流成分であり、θは三相二相変換の回転軸（ロータ位置）、φは力率角である。

モータ制御装置１には、不図示の例えば制御装置から速度指令値（ｎω_ｍ ^＊）が入力される。モータ制御装置１は、入力された速度制御値に基づいて、モータ１０の回転を制御する。

減算器１０１は、速度指令値（ｎω_ｍ ^＊）から、ゲイン回路１０９が出力するトルク電流成分ｉγにゲインＫ_ωが乗じられた値を減算し、減算後の値をインバータ出力周波数ωＩとして、電圧指令部１０２と積分器１０３に出力する。なお、速度指令値は、回転数指令ω_ｍに極対数を掛け合わせている。

電圧指令部１０２は、減算器１０１が出力するインバータ出力周波数ωＩと、一相二相変換部１０８が出力する励磁電流成分ｉδを用いて、回転直角座標系のδ軸電圧指令値Ｖ^＊δとγ軸電圧指令値Ｖ^＊γを生成する。電圧指令部１０２は、生成したδ軸電圧指令値Ｖ^＊δとγ軸電圧指令値Ｖ^＊γを二相三相変換部１０５に出力する。

積分器１０３は、減算器１０１が出力するインバータ出力周波数ωＩを積分してロータ位置θを算出する。積分器１０３は、算出した出力電圧位相θを加算器１０４と一相二相変換部１０８に出力する。

加算器１０４は、積分器１０３が出力するロータ位置θに力率角φを加算し、加算したθ＋φを二相三相変換部１０５に出力する。

二相三相変換部１０５は、電圧指令部１０２が出力する二相の電圧しれ宇値（δ軸電圧指令値Ｖ^＊δとγ軸電圧指令値Ｖ^＊γ）を、加算器１０４が出力するθ＋φを用いて、三相の電圧指令値（ｕ相の電圧指令値Ｖ^＊ｕとｖ相の電圧指令値Ｖ^＊ｖとｗ相の電圧指令値Ｖ^＊ｗ）に変換する。なお、二相三相変換部１０５は、特許文献１と同様に、δ軸電流ｉδが規定値以上の状態が所定の期間継続した場合に脱調を検出する。

インバータ回路１０６は、二相三相変換部１０５が出力する三相の電圧指令値（ｕ相の電圧指令値Ｖ^＊ｕとｖ相の電圧指令値Ｖ^＊ｖとｗ相の電圧指令値Ｖ^＊ｗ）に基づいて、三相の出力電圧（ｕ相の出力電圧Ｖｕ、ｖ相の出力電圧Ｖｖ、ｗ相の出力電圧Ｖｗ）を生成する。インバータ回路１０６は、生成した三相の出力電圧をモータ１０に供給する。

電流センサ１０７は、モータ１０に流れるモータ電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のうち一相のモータ電流値を検出し、検出したモータ電流値を一相二相変換部１０８に出力する。Nなお、モータ電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のうち１つを特定しない場合は、モータ電流ｉという。なお、電流センサ１０７は、直流電流が検出できるホールセンサやシャント抵抗が好ましい。

一相二相変換部１０８は、変換式を記憶する。一相二相変換部１０８は、電流センサ１０７が出力するモータ電流値を、変換式を用いて励磁電流成分ｉδを算出し、トルク電流成分ｉγを算出する。一相二相変換部１０８は、励磁電流成分ｉδを電圧指令部１０２に出力する。また、一相二相変換部１０８は、トルク電流成分ｉγをゲイン回路１０９と力率角決定部１１０に出力する。なお、一相二相変換部１０８が記憶する変換式については後述する。また、後述するように、１周期より短い時間毎にモータ電流値を取得して演算を行う場合、一相二相変換部１０８は、取得したモータ電流値を記憶する記憶部を備える。

ゲイン回路１０９は、一相二相変換部１０８が出力するトルク電流成分ｉγにゲインＫ_ωを乗じて減算器１０１に出力する。

力率角決定部１１０は、一相二相変換部１０８が出力するトルク電流成分ｉγの力率角φを算出し、算出した力率角φを加算器１０４に出力する。

次に、δ軸電圧指令値Ｖ^＊δとγ軸電圧指令値Ｖ^＊γの算出方法を説明する。
電圧指令部１０２は、インバータ出力周波数ωＩと励磁電流成分ｉδと次式（１）を用いてδ軸電圧指令値Ｖ^＊δを算出する。

また、電圧指令部１０２は、インバータ出力周波数ωＩと励磁電流成分ｉδと次式（２）を用いてγ軸電圧指令値Ｖ^＊γを求める。

なお、式（１）においてＫ_δはδ軸の比例定数であり、Λｄはｄ軸の誘起電圧係数であり、Ｋは比例定数である。

次に、一相二相変換部１０８が行う変換について説明する。
まず、電流センサ１０７が検出する電流がｕ相のモータ電流値ｉｕの場合を説明する。
この場合、一相二相変換部１０８は、次式（３）を用いて励磁電流成分ｉδを算出し、次式（４）を用いてトルク電流成分ｉγを算出する。なお、Ｔはモータ電流の１周期であり、２πである。

ここで、式（３）、式（４）を用いて、一相の電流値から励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγが求められる根拠を説明する。
従来技術（特許文献１）において、三相二相変換では、例えば次式（５）を用いて三相の電流値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を二相の電流値（ｉδ、ｉγ）に変換する。

式（５）において、Ａは係数である。式（５）において、電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗそれぞれが互いに２π／３ずつずれているだけであり、１周期分である０～２πの期間で積分した場合、三相の電流値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）の項は全て同じ値になる。このため、三相の電流値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）のうちの１つを０～２πの期間で積分した値に、三相分に対応させるために３を乗じて三相の電流値（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）分を求めている。また、式（３）と式（４）では、１周期分の平均をとることで、電流値にひずみ成分等があっても、それらの成分を平均化することができるので、それらの影響も低減することができる。

次に、電流センサ１０７が検出する電流がｖ相のモータ電流値ｉｖの場合を説明する。
この場合、一相二相変換部１０８は、次式（６）を用いて励磁電流成分ｉδを算出し、次式（７）を用いてトルク電流成分ｉγを算出する。

次に、電流センサ１０７が検出する電流がｗ相のモータ電流値ｉｗの場合を説明する。
この場合、一相二相変換部１０８は、次式（８）を用いて励磁電流成分ｉδを算出し、次式（９）を用いてトルク電流成分ｉγを算出する。

このように、一相二相変換部１０８は、電流センサ１０７が検出したモータ電流値を１周期（Ｔ）積分して、その平均値に３を乗じて励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγを算出する。
これにより、本実施形態によれば、１個の電流センサ１０７が検出したモータ電流値を用いて、モータ１０を制御することができる。この結果、本実施形態では、１つの電流センサ１０７を用いて、モータの回転を制御することができる。
このように、本実施形態では、式（３）、（４）、（６）～（９）を用いて励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγを算出するため、除算がなく処理時間が比較的短い。仮に除算があり演算時間が長い場合は、除算の演算時間が長い対策として、位相差検出処理を時々停止することや、メインループで処理を実施する必要が生じる。

なお、式（３）、（４）、（６）～（９）を用いて説明したように、一相二相変換部１０８の算出には１周期（Ｔ）かかる。このため、モータ制御装置１の制御は、１周期遅れての制御となる。ここで、空調機モータ等が制御対象の場合は、このように１周期遅れての制御であっても支障がない。本実施形態では、モータ１０の回転速度の変化が緩やかである、例えば空調機モータ制御用インバータ等に好適である。

なお、式（３）、（４）、（６）～（９）では、１周期分、積分する例を説明したが、これに限らない。用途に応じて、積分する周期は２周期（２Ｔ）以上であってもよい。また、積分期間の電流値のオフセットがなく正負の値が担保されている場合は、積分期間は例えば半周期（π）であってもよい。

ここで、モータ制御装置１の動作について説明する。
まず、電圧指令部１０２を式（１）、式（２）のようにしたときの制御について説明する。ここで、理解を助けるため、力率角φ（ｉ）が０の場合について説明する。φは力率角であるから、モータ１０への印加電圧とその電流の位相差を０とする場合、ｃｏｓφで表される力率は１となる。したがって、この制御は、いわゆる力率１制御となる。

式（１）と式（２）による電圧指令部１０２が行う演算では、例えばモータ１０の端子電圧よりγ軸電圧指令値Ｖ^＊γが小さければ、界磁を弱めるために励磁電流成分ｉδが負になる。逆に、γ軸電圧指令値Ｖ^＊γが大きければ、それに合わせて強め界磁となり、励磁電流成分ｉδが正となる。
式（１）の演算では、δ軸電圧指令値は励磁電流成分ｉδが０になるように負の比例制御を行っている。これで、励磁電流成分ｉδの正負のふらつきがあれば、ゲインＫδによって早急に励磁電流成分ｉδのふらつきをなくすようにδ軸電圧指令値Ｖ^＊δが決定される。

γ軸電圧指令値Ｖ^＊γは、誘起電圧に相当するΛｄωＩの電圧を補うような電圧値とすることに加え、励磁電流成分ｉδを０にする演算をするために、励磁電流成分ｉδを積分する積分制御を行う。つまり、式（２）の演算では、励磁電流成分ｉδが正負のどちらか一方の値で累積すれば、その分大きな値で元に戻るような電圧値が決定される。

このように制御することで、励磁電流成分ｉδは０になり、励磁電流成分ｉδが０になればδ軸電圧指令値Ｖ^＊δも０になる。この結果、モータ１０に流す電流とモータ印加電圧はγ軸成分のみとなり、位相は一致するので力率１となる。これにより、電圧と電流の積は最小となり、省電力な制御が可能である（特許文献１参照）。

さらに特許文献１に記載のように、トルクを出すために必要となる最小電流の制御は、力率角φ＝０ではなく、力率角（位相差）を積極的に制御してやることにより実現できる。このため、本実施形態では、二相の電圧指令値を三相の電圧指令値に変換する際に用いられる回転軸をθではなくθ＋φとする力率角加減手段（加算器１０４、力率角決定部１１０）を備えるようにした。回転軸φは電流Ｉの関数であるから、図１に示すように、まず、フィードバックされるトルク電流成分ｉγを用いてＩを求める。Ｉが求まれば、それに定数を乗じてφを求める。さらに、加算器１０４がθにφを加算する。

また、本実施形態では、上述したように１周期の一相のモータ電流値とロータ位置θと式（３）、（４）、（６）～（９）を用いて励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγを算出する。このようにして算出されたトルク電流成分ｉγは、ゲインＫ_ωが乗じられて周波数たる速度指令値ｎω_ｍ ^*に負帰還され、モータ１０が安定して動作するように速度指令値ｎω_ｍ ^*が修正される。

この制御の意味合いは、モータ１０の負荷が重くなり、モータ１０が有する回転子（不図示）の位置が回転磁界に対して遅れると電流が増え、逆に負荷が軽くなり、回転子の位置が回転磁界に対して進むと電流が減るので、速度指令値を修正することで安定化させるものである。
また、本実施形態では、電圧指令部１０２が上述した式（１）と式（２）により、Ｖδ＝Ｉδ＝０となるように制御しているので、電流の一相二相変換と電圧の二相三相変換に使用する位相が異なれば、その差であるφが力率角となるように制御される。

次に、一相二相変換部１０８の算出方法を説明する。
まず、第１の算出方法を説明する。
図２は、本実施形態に係る一相二相変換部１０８が行う第１の算出手順を示す図である。図２において、縦軸は電流値であり、横軸は時刻である。波形ｇ１は、モータ電流ｉの波形である。また、時刻ｔ１～ｔ２が１周期（Ｔ）である。

図２のように１周期毎に制御する場合は、図３を用いて説明する計算ステップ毎の制御と比べ、演算量が削減でき、計算ステップ毎のモータ電流値を記憶する記憶部も不要である。このため、図２のように１周期毎に制御する場合は、構成も演算もよりシンプルに構成することができる。

（ステップＳ１）時刻ｔ１～ｔ２の期間、一相二相変換部１０８は、モータ電流ｉ（ｓｉｎ（ｉ）またはｃｏｓ（ｉ））の積分を行う。
（ステップＳ２）時刻ｔ２～ｔ３の期間、一相二相変換部１０８は、上述した式（３）、（４）、（６）～（９）を用いて励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγを算出する。

このように、図２に示す制御では、電圧指令部１０２が、第１の１周期の期間（時刻ｔ１～ｔ２の期間）に一相のモータ電流値を積分して二相の電流値に変換し、第２の周期の期間（時刻ｔ２～ｔ３の期間）に第１の周期の期間で変換した二相の電流値を用いて電圧指令値を生成する。

次に、第２の算出方法を説明する。
図３は、本実施形態に係る一相二相変換部１０８が行う第２の算出手順を示す図である。
図３において、縦軸は電流値であり、横軸は時刻である。波形ｇ２は、モータ電流ｉの波形である。また、時刻ｔ１１～ｔ１４が１周期（Ｔ）である。さらに、時刻ｔ１１～ｔ１２の期間のΔｔは、計算ステップである。

（ステップＳ１１）一相二相変換部１０８は、Δｔ毎（時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、・・・）にモータ電流値を取得し、取得したモータ電流値を記憶する。
（ステップＳ１２）時刻ｔ１４のとき、一相二相変換部１０８は、上述した式（３）、（４）、（６）～（９）を用いて時刻ｔ１１～ｔ１４の期間の励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγを算出する。
（ステップＳ１３）時刻ｔ１５のとき、一相二相変換部１０８は、上述した式（３）、（４）、（６）～（９）を用いて時刻ｔ１２～ｔ１５の期間の励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγを算出する。
（ステップＳ１４）時刻ｔ１６のとき、一相二相変換部１０８は、上述した式（３）、（４）、（６）～（９）を用いて時刻ｔ１３～ｔ１６の期間の励磁電流成分ｉδとトルク電流成分ｉγを算出する。

図３のように計算ステップ毎に処理する場合は、ステップ時間毎の電流値を記憶する記憶部が必要になるが、図２のように１周期毎の処理より応答の速い制御を行うことができる。これにより、図３の計算ステップで制御することで、モータ１０の過渡的な応答に対しても精度良く制御することができるようになる。

なお、本発明におけるモータ制御装置１の全て機能または一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによりモータ制御装置１が行う処理の全てまたは一部を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。

また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

以上、本発明を実施するための形態について実施形態を用いて説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々の変形および置換を加えることができる。

１…モータ制御装置、
１０１…減算器、
１０２…電圧指令部、
１０３…積分器、
１０４…加算器、
１０５…二相三相変換部、
１０６…インバータ回路、
１０７…電流センサ、
１０８…一相二相変換部、
１０９…ゲイン回路、
１１０…力率角決定部、
１０…モータ

Claims (6)

1. 三相交流モータの各相に流れるモータ電流のうち一相のモータ電流値（ｉ）を検出する電流センサと、
   前記電流センサが検出した一相の前記モータ電流値の少なくとも１周期の平均値を算出し、当該１周期の平均値に３を乗じた値と、ロータ位置（θ）とに基づいて、前記一相のモータ電流値を座標変換して二相の電流値に変換する一相二相変換部と、
   前記一相二相変換部によって変換された前記二相の電流値を用いて二相の電圧指令値を生成する電圧指令部と、
   前記二相の電圧指令値を座標変換して三相の電圧指令値に変換し、前記三相の電圧指令値に基づいて前記三相交流モータを駆動する二相三相変換部と、
   を備えるモータ制御装置。
2. Ｔはモータ電流の１周期であり、
   前記一相二相変換部は、前記電流センサが取得した一相の前記モータ電流値（ｉ）とロータ位置（θ）と次式を用いて励磁電流成分ｉδを算出し、
   

   

   前記電流センサが取得した一相の前記モータ電流値（ｉ）とロータ位置（θ）と次式を用いてトルク電流成分ｉγを算出する、
   

   

   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 第１の１周期と、前記第１の１周期に連続する第２の１周期であって、
   前記電圧指令部は、前記第１の１周期の期間に前記一相のモータ電流値を積分して前記二相の電流値に変換し、前記第２の１周期の期間に前記第１の１周期の期間で変換した前記二相の電流値を用いて電圧指令値を生成する、
   請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記一相二相変換部は、前記１周期より短い時間間隔毎に前記一相のモータ電流値を二相の電流値に変換する、
   請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記一相二相変換部が変換した二相の電流値のうちの一方から力率角を決定する力率角決定部と、
   前記二相の電圧指令値を前記三相の電圧指令値に変換する際に用いる回転角に前記力率角を加算する力率角加減部と、
   を備え、
   前記二相三相変換部は、前記回転角に前記力率角が加算された角度に基づいて、前記二相の電圧指令値を座標変換して前記三相の電圧指令値に変換する、
   請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 電流センサが、三相交流モータの各相に流れるモータ電流のうち一相のモータ電流値（ｉ）を検出する電流検出手順と、
   一相二相変換部が、前記電流検出手順によって検出された一相の前記モータ電流値の少なくとも１周期の平均値を算出し、当該１周期の平均値に３を乗じた値と、ロータ位置（θ）とに基づいて、前記一相のモータ電流値を座標変換して二相の電流値に変換する一相二相変換手順と、
   電圧指令部が、前記一相二相変換手順によって変換された前記二相の電流値を用いて二相の電圧指令値を生成する電圧指令手順と、
   二相三相変換部が、前記二相の電圧指令値を座標変換して三相の電圧指令値に変換し、前記三相の電圧指令値に基づいて前記三相交流モータを駆動する二相三相変換手順と、
   を含むモータ制御方法。

Images