JP7166449B2 - モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、当該モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、当該送風機又は当該圧縮機を備えた空気調和機に関する。

モータ駆動装置には、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路とが具備される。モータ駆動装置においては、例えば外乱によってモータの負荷が変動した場合、インバータ回路又はコンバータ回路の温度上昇が問題になることがある。このため、モータ駆動装置においては、インバータ回路及びコンバータ回路の温度上昇を検出し、当該温度上昇からコンバータ回路及びインバータ回路に具備されるスイッチング素子を保護する機能が必要とされる。

下記特許文献１には、コンバータ回路及びインバータ回路を備えた電力変換装置において、回路素子の温度がしきい値に達した場合には、インバータ回路に対する入力電流値を低めに更新し、更新した電流値で装置の運転を継続する技術が開示されている。

特開２０１１－１３９５７９号公報

上記特許文献１の技術を適用して、外乱等に起因する過大な温度上昇によるスイッチング素子の損傷を防ぐことが考えられる。しかしながら、特許文献１の技術では、インバータ回路に対する入力電流値を低下させる必要があり、モータの駆動力が低下して、モータ駆動装置の性能が低下するという問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータ駆動装置の性能低下を抑制しつつ、コンバータ回路及びインバータ回路におけるスイッチング素子の保護を行うことができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流母線に出力するコンバータ回路と、直流電圧をモータに印加する交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、を備える。また、モータ駆動装置は、コンバータ回路の温度を検出する第１の温度検出器と、インバータ回路の温度を検出する第２の温度検出器と、を備える。コンバータ回路は、第１の温度検出器が検出した第１温度と、第２の温度検出器が検出した第２温度との温度差に基づいて直流母線に出力する直流電圧の電圧値を変更する。

本発明に係るモータ駆動装置によれば、モータ駆動装置の性能低下を抑制しつつ、コンバータ回路及びインバータ回路におけるスイッチング素子の保護を行うことができるという効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成を示す回路図 実施の形態１における直流電源装置の動作モードの説明に供する図 実施の形態１のコンバータ回路におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図 一般的なスイッチング素子における電流－損失特性を模式的に示す図 実施の形態１のコンバータ回路における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図 実施の形態１におけるコンバータ制御部内に構成される制御ブロックの一例を示す図 図６に示す直流電圧指令値補正部内に構成される制御ブロックの一例を示す図 図６に示す直流電圧指令値補正部の動作を示すフローチャート 実施の形態１の手法に基づく制御が働いたときの動作波形を示す第１の図 実施の形態１の手法に基づく制御が働いたときの動作波形を示す第２の図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る空気調和機の構成を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の構成を示す回路図である。実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を再度交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ５００に供給してモータ５００を駆動する駆動装置である。

実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、図１に示すように、直流電源装置５０と、制御部８と、インバータ１２とを備える。直流電源装置５０は、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する電源装置である。交流電源１とモータ駆動装置１００との間には、モータ駆動装置１００を保護するための配線用遮断器であるブレーカ１０が設けられている。直流電源装置５０は、リアクトル２と、コンバータ回路３と、第１の駆動回路であるゲート駆動回路１５と、コンデンサ４と、第１の電圧検出器である電圧検出器５と、第１の電流検出器である電流検出器６と、第２の電圧検出器である電圧検出器７と、第１の温度検出器である温度センサ２２と、を備える。リアクトル２の一端は、ブレーカ１０を介して交流電源１に接続され、リアクトル２の他端は、コンバータ回路３に接続される。コンバータ回路３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流母線１６ａ，１６ｂに出力する。コンバータ回路３が直流母線１６ａ，１６ｂに出力する電圧を「母線電圧」と呼ぶ場合がある。

また、インバータ１２は、第２の駆動回路であるゲート駆動回路１７と、インバータ回路１８と、第２の電流検出器である電流検出器９と、第２の温度検出器である温度センサ２４と、を備える。インバータ回路１８は、直流電源装置５０から出力される直流電圧をモータ５００に印加する交流電圧に変換して出力する。モータ５００が搭載される機器の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機である。

温度センサ２２は、コンバータ回路３の温度を検出する。温度センサ２２によって検出されるコンバータ回路３の温度を「第１温度」と呼び、「Ｔ１」と表記する。温度センサ２２によって検出された第１温度Ｔ１の情報は、制御部８に入力される。

温度センサ２４は、インバータ回路１８の温度を検出する。温度センサ２４によって検出されるインバータ回路１８の温度を「第２温度」と呼び、「Ｔ２」と表記する。温度センサ２４によって検出された第２温度Ｔ２の情報は、制御部８に入力される。

温度センサ２２，２４は、コンバータ回路３及びインバータ回路１８に具備されるスイッチング素子の温度が推定できる場所であれば、どのような場所に配置されてもよい。また、温度センサ２２，２４のタイプには、接触型と非接触型があるが、何れのタイプのものを用いてもよい。

コンバータ回路３は、第１のレグ３１と、第２のレグ３２とを備える。第１のレグ３１と第２のレグ３２とは、並列に接続されている。第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１と、第１の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第２のレグ３２では、第２の上アーム素子３２１と、第２の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の他端は、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。コンバータ回路３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。

なお、図１において、リアクトル２は、交流電源１の一端と、接続点３ａとの間に接続されているが、交流電源１の別の一端と、接続点３ｂとの間に接続されていてもよい。

コンバータ回路３において、接続点３ａ，３ｂがある側を「交流側」と呼ぶ。また、交流電源１から出力される交流電圧を「電源電圧」と呼び、電源電圧の周期を「電源周期」と呼ぶ。

第１の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第１の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第２の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に逆並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第２の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に逆並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれを「第１のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。

図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）を例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。

また、逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。

コンデンサ４の一端は、高電位側の直流母線１６ａに接続されている。直流母線１６ａは、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と、第２のレグ３２における第２の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。コンデンサ４の他端は、低電位側の直流母線１６ｂに接続されている。直流母線１６ｂは、第１のレグ３１における第１の下アーム素子３１２と、第２のレグ３２における第２の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。コンバータ回路３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、コンバータ回路３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ場合がある。

コンバータ回路３の出力電圧は、コンデンサ４の両端に印加される。コンデンサ４は、直流母線１６ａ，１６ｂに接続されている。コンデンサ４は、コンバータ回路３の出力電圧を平滑する。コンデンサ４によって平滑された電圧は、インバータ回路１８に印加される。

電圧検出器５は、電源電圧を検出し、電源電圧の検出値Ｖｓを制御部８に出力する。電源電圧は、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。なお、瞬時電圧の実効値を、電源電圧としてもよい。電流検出器６は、交流電源１とコンバータ回路３との間に流れる交流電流を検出し、交流電流の検出値Ｉｓを制御部８に出力する。電流検出器６の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。電圧検出器７は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Ｖｄｃを制御部８に出力する。

インバータ回路１８は、上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとが直列に接続されたレグ１８Ａと、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとが直列に接続されたレグ１８Ｂと、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとが直列に接続されたレグ１８Ｃと、を備える。レグ１８Ａ、レグ１８Ｂ及びレグ１８Ｃは、互いに並列に接続されている。なお、上アーム素子１８ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，ＶＮ，ＷＮのそれぞれを「第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。

図１では、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示しているが、これに限定されない。ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。

上アーム素子１８ＵＰは、トランジスタ１８ａと、トランジスタ１８ａに逆並列に接続されるダイオード１８ｂとを含む。他の上アーム素子１８ＶＰ，１８ＷＰ、及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮについても同様の構成である。逆並列とは、コンバータ回路３の場合と同様に、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。

なお、図１は、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを３つ備える構成であるが、この構成に限定されない。レグの数は４つ以上でもよい。また、図１に示す回路構成は、三相モータであるモータ５００に合わせたものである。モータ５００が単相モータの場合、インバータ回路１８も単相モータに対応した構成とされる。具体的には、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを２つ備える構成となる。なお、モータ５００が単相モータ及び三相モータの何れの場合も、１つのレグが複数対の上下アーム素子で構成されていてもよい。

上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのトランジスタ１８ａがＭＯＳＦＥＴである場合、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、耐電圧性及び耐熱性の効果を享受することができる。

上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとの接続点２６ａはモータ５００の第１の相（例えばＵ相）に接続され、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとの接続点２６ｂはモータ５００の第２の相（例えばＶ相）に接続され、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとの接続点２６ｃはモータ５００の第３の相（例えばＷ相）に接続されている。インバータ回路１８において、接続点２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、交流端子を構成する。

電流検出器９は、インバータ１２側の直流母線１６ｂに配置される。電流検出器９は、インバータ１２側の直流母線１６ｂに流れる直流電流を検出し、直流電流の検出値Ｉｄｃを制御部８に出力する。電流検出器９の一例は、シャント抵抗である。また、図１において、電流検出器９は、直流母線１６ｂに配置されているが、インバータ１２側の直流母線１６ａに配置されていてもよい。

制御部８は、コンバータ制御部１１と、インバータ制御部１４とを有する。コンバータ制御部１１は、直流電圧指令値Ｖｄｃ*と、電圧検出器５の検出値Ｖｓ、電流検出器６の検出値Ｉｓ、及び電圧検出器７の検出値Ｖｄｃに基づいて、コンバータ回路３内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２を生成する。直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、コンバータ回路３が直流母線１６ａ，１６ｂに出力する直流電圧の指令値である。制御信号Ｓ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を制御するための制御信号である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３も制御部８からの制御信号によって制御される。制御部８によって生成された制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２は、ゲート駆動回路１５に入力される。

また、インバータ制御部１４は、モータ５００の回転速度の指令値である速度指令値ω*、電圧検出器５の検出値Ｖｓ、電流検出器６の検出値Ｉｓ、及び電圧検出器７の検出値Ｖｄｃに基づいて、インバータ回路１８に具備される各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。インバータ回路１８は三相の回路構成であり、三相の回路構成に対応して６つのスイッチング素子を有する。また、６つのスイッチング素子に対応して、６つの制御信号Ｓ１～Ｓ６が生成される。制御部８によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ６は、ゲート駆動回路１７に入力される。

ゲート駆動回路１５は、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２に基づいて、コンバータ回路３内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ３１１～Ｇ３２２を生成する。駆動パルスＧ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を駆動するための駆動パルスである。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３もゲート駆動回路１５からの駆動パルスによって駆動される。

ゲート駆動回路１７は、制御信号Ｓ１～Ｓ６に基づいて、インバータ回路１８内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ６を生成する。

図２は、実施の形態１における直流電源装置５０の動作モードの説明に供する図である。図２には、パッシブ同期整流モード、簡易スイッチングモード及びパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御モードという３つの動作モードが示されている。図３は、実施の形態１のコンバータ回路３におけるパッシブ同期整流モード時の電流経路の１つを示す図である。図４は、一般的なスイッチング素子における電流－損失特性を模式的に示す図である。図５は、実施の形態１のコンバータ回路３における簡易スイッチングモード時の電流経路の１つを示す図である。

図２の上段部には、パッシブ同期整流モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、非昇圧で同期整流を行うモードである。非昇圧とは、コンバータ回路３の出力電圧を電源電圧の波高値以下に抑えることを意味する。逆に、昇圧とは、電源電圧の波高値を超える出力電圧をコンバータ回路３から出力することを意味する。また、同期整流とは、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる制御手法である。

図３には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのコンデンサ４に対する充電経路が示されている。図３に示すように、交流電源１における上側の端子がプラス電位のときを電源電圧の極性が正であるとする。また、交流電源１における上側の端子がマイナス電位のときを電源電圧の極性が負であるとする。

図３において、交流電源１から供給される電流によってコンデンサ４を充電する際に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をＯＮ動作させない場合、交流電源１、リアクトル２、ダイオードＤ１、コンデンサ４、ダイオードＤ４、交流電源１の順で電流が流れる。ダイオードは、電流が流れる方向、即ち順方向に電圧降下分の電圧が印加されないと導通しない。このため、図２の上段部に示すように、電源電圧が正の半周期Ｔ０１の期間において、半周期Ｔ０１よりも短い期間Ｔ０２で電流が流れる。パッシブ同期整流モードでは、期間Ｔ０２において、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮに制御される。従って、期間Ｔ０２では、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。

電源電圧が負の半周期も同様な動作が行われる。但し、電源電圧が負の半周期における期間Ｔ０３では、ダイオードＤ２，Ｄ３の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がＯＮに制御される。

図４には、ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性とが示されている。図４に示すように、電流値Ｉ０よりも電流が小さい領域Ｒでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が大きい。この特性を利用し、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させる同期整流を利用すれば、装置を高効率に動作させることができる。

また、図２の中段部には、簡易スイッチングモード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードは、電源電圧の半周期の期間において、１又は数回の電源短絡動作を行う動作モードである。図２の中段部の例では、電源電圧の半周期の期間に１回の電源短絡動作が行われている。簡易スイッチングモードを利用すると、コンバータ回路３の出力を昇圧することができる。

図５には、電源電圧が正極性であり、且つ、同期整流を行うときのリアクトル２を介した交流電源１の短絡経路が示されている。図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を期間Ｔ０４でＯＮ動作させる。このようにすれば、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ３、交流電源１の順で電流が流れ、リアクトル２に電気エネルギーが蓄積される。

期間Ｔ０４の後、図２の上段部で示したパッシブ同期整流モード時の動作となる。期間Ｔ０４の直後では、交流電源１の電圧とリアクトル２に生じる電圧との和が、コンバータ回路３に印加される。このため、コンバータ回路３のダイオードＤ１，Ｄ４は導通する。そして、ダイオードＤ１，Ｄ４の導通タイミングに合わせてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がＯＮ動作し、電源電流が流れる。

なお、図５では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させているが、これに代えて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。この場合、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順で電流が流れる。

負の半周期においても同様であり、１又は数回の電源短絡動作の後に、パッシブ同期整流動作となる。電源短絡動作では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をＯＮ動作させてもよいし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をＯＮ動作させてもよい。

また、図２の下段部には、ＰＷＭ制御モード時の電源電圧及び電源電流が示されている。この動作モードでは、リアクトル２に電気エネルギーを蓄積する電源短絡動作と、リアクトル２に蓄積した電気エネルギーを使用してコンデンサ４を充電する充電動作とが交互に繰り返される。電源短絡動作と充電動作との切り替えは、数ｋＨｚから数十ｋＨｚの高周波で行われる。これにより、図２の下段部に示されるように、電源電流は、正弦波状の電流に制御される。ＰＷＭ制御モードを利用すると、コンバータ回路３の出力を昇圧しつつ、電源電流をより正弦波に近づけることができる。

上述した３つのモードは、負荷条件に応じて切り替えられる。これにより、直流電源装置５０を、高効率に運転することが可能となる。

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００における要部の動作について、図６から図１０を参照して説明する。図６は、実施の形態１におけるコンバータ制御部１１内に構成される制御ブロックの一例を示す図である。図７は、図６に示す直流電圧指令値補正部１１ａ内に構成される制御ブロックの一例を示す図である。図８は、図６に示す直流電圧指令値補正部１１ａの動作を示すフローチャートである。図９は、実施の形態１の手法に基づく制御が働いたときの動作波形を示す第１の図である。図１０は、実施の形態１の手法に基づく制御が働いたときの動作波形を示す第２の図である。

図６に示すように、コンバータ制御部１１には、直流電圧指令値補正部１１ａ、差分器１１ｂ、フィードバック補償器１１ｃ、及び制御信号生成部１１ｄを含む制御系が構成される。

直流電圧指令値補正部１１ａには、温度センサ２２によって検出された第１温度Ｔ１と、温度センサ２４によって検出された第２温度Ｔ２と、直流電圧指令値Ｖｄｃ*と、が入力される。直流電圧指令値Ｖｄｃ*は、コンバータ回路３が直流母線１６ａ，１６ｂに出力する直流電圧の指令値である。直流電圧指令値補正部１１ａは、第１温度Ｔ１及び第２温度Ｔ２に基づいて、直流電圧指令値Ｖｄｃ*を補正する演算を行う。補正によって得られた新たな直流電圧指令値を「補正指令値」と呼び、「Ｖｄｃ_ｒ*」と表記する。

図７に示すように、直流電圧指令値補正部１１ａには、差分器１１ａ１及び補正値演算部１１ａ２を含む制御系が構成される。差分器１１ａ１には、第１温度Ｔ１と第２温度Ｔ２との温度差の絶対値ΔＴ（＝｜Ｔ１－Ｔ２｜）と、ΔＴの目標値であるゼロ値とが入力される。差分器１１ａ１では、ゼロ値と絶対値ΔＴとの差分値－ΔＴが演算され、補正値演算部１１ａ２に入力される。補正値演算部１１ａ２は、絶対値ΔＴに基づいて、絶対値ΔＴを目標値に近づける補正値Ｘを演算する。補正値Ｘには、第１温度Ｔ１が第２温度Ｔ２よりも高いときに生成される補正値と、第１温度Ｔ１が第２温度Ｔ２よりも低いときに生成される補正値とがある。なお、後述する図８のフローチャートでは、前者を補正値Ａ、後者を補正値Ｂと表記している。

図６に戻り、直流電圧指令値補正部１１ａによって補正された補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*は、差分器１１ｂに入力される。差分器１１ｂでは、補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*と、母線電圧の検出値Ｖｄｃとの差分値が演算される。演算された差分値（Ｖｄｃ_ｒ*－Ｖｄｃ）は、フィードバック補償器１１ｃに入力される。フィードバック補償器１１ｃの一例は、比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ－Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御器である。フィードバック補償器１１ｃがＰＩ制御器である場合、差分値（Ｖｄｃ_ｒ*－Ｖｄｃ）の比例積分された出力が、制御信号生成部１１ｄに入力される。制御信号生成部１１ｄは、フィードバック補償器１１ｃの出力に基づいて、前述した制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２を生成する。

次に、図８のフローチャートを用いて、直流電圧指令値補正部１１ａの詳細な動作を説明する。まず、第１温度Ｔ１と第２温度Ｔ２との温度差の絶対値ΔＴが演算される（ステップＳ１０１）。次に、第１温度Ｔ１と第２温度Ｔ２とが比較される（ステップＳ１０２）。第２温度Ｔ２が第１温度Ｔ１以上である場合（ステップＳ１０２，Ｙｅｓ）、更に絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが比較される（ステップＳ１０３）。絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上である場合（ステップＳ１０３，Ｙｅｓ）、補正値Ａが算出される（ステップＳ１０４）。補正値Ａは、母線電圧を上昇させる補正値である。従って、母線電圧を上昇させるため、直流電圧指令値Ｖｄｃ*に補正値Ａを加算したものが補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*とされ（ステップＳ１０５）、図８のフローを終える。

また、ステップＳ１０３において、絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ未満である場合（ステップＳ１０３，Ｎｏ）、前回のステップＳ１０３の判定結果が「絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上であったか否か」が確認され（ステップＳ１０６）、「絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上であった」場合（ステップＳ１０６，Ｙｅｓ）、前回の補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*が維持されて（ステップＳ１０７）、図８のフローを終える。

また、ステップＳ１０６において、前回のステップＳ１０３の判定結果が確認され、「絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ未満であった」場合（ステップＳ１０６，Ｎｏ）、直流電圧指令値Ｖｄｃ*が補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*とされる（ステップＳ１０８）。即ち、現在の直流電圧指令値Ｖｄｃ*が維持されるか、又は現在の直流電圧指令値Ｖｄｃ*に戻され、図８のフローを終える。

また、ステップＳ１０２において、第２温度Ｔ２が第１温度Ｔ１未満である場合（ステップＳ１０２，Ｎｏ）、更に絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが比較される（ステップＳ１０９）。絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上である場合（ステップＳ１０９，Ｙｅｓ）、補正値Ｂが算出される（ステップＳ１１０）。補正値Ｂは、母線電圧を低下させる補正値である。従って、母線電圧を低下させるため、直流電圧指令値Ｖｄｃ*から補正値Ｂを減算したものが補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*とされ（ステップＳ１１１）、図８のフローを終える。

また、ステップＳ１０９において、絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ未満である場合（ステップＳ１０９，Ｎｏ）、前回のステップＳ１０９の判定結果が「絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上であったか否か」が確認され（ステップＳ１１２）、「絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上であった」場合（ステップＳ１１２，Ｙｅｓ）、前回の補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*が維持されて（ステップＳ１１３）、図８のフローを終える。

また、ステップＳ１１２において、前回のステップＳ１０９の判定結果が確認され、「絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ未満であった」場合（ステップＳ１１２，Ｎｏ）、直流電圧指令値Ｖｄｃ*が補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*とされる（ステップＳ１１４）。即ち、現在の直流電圧指令値Ｖｄｃ*が維持されるか、又は現在の直流電圧指令値Ｖｄｃ*に戻され、図８のフローを終える。

なお、上記のステップＳ１０２では、第２温度Ｔ２と第１温度Ｔ１とが等しい場合を“Ｙｅｓ”で判定しているが、“Ｎｏ”で判定してもよい。即ち、第２温度Ｔ２と第１温度Ｔ１とが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

また、上記のステップＳ１０３，Ｓ１０９では、絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが等しい場合を“Ｙｅｓ”で判定しているが、“Ｎｏ”で判定してもよい。即ち、絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

また、上記のステップＳ１０６では、前回のステップＳ１０３の判定処理において、絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが等しい場合を“Ｙｅｓ”で判定しているが、“Ｎｏ”で判定してもよい。即ち、絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

また、上記のステップＳ１１２では、前回のステップＳ１０９の判定処理において、絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが等しい場合を“Ｙｅｓ”で判定しているが、“Ｎｏ”で判定してもよい。即ち、絶対値ΔＴと第１の閾値ΔＴｌｉｍとが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

また、上記ステップＳ１０６，Ｓ１１２では、絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上であったか否かの確認を前回の判定結果のみ確認しているが、これに限定されない。絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上であったか否かの確認の対象を、前回を含む複数回前の判定結果にまで拡大してもよい。この場合の一例として、前回を含む複数回前の判定結果において、少なくとも１つが「絶対値ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以上であった」場合、前回の補正指令値Ｖｄｃ_ｒ*を維持する処理とすることができる。この処理は、判定結果の処理間隔が短い場合に有効であり、直流電圧の制御による母線電圧のばたつきを抑制することができる。

図９及び図１０には、上述した制御が働いたときの要部における動作波形が示されている。図９及び図１０において、横軸は時間であり、縦軸方向には上段部から順に、温度差の絶対値ΔＴ（＝｜Ｔ１－Ｔ２｜）、コンバータ回路３の温度である第１温度Ｔ１、インバータ回路１８の温度である第２温度Ｔ２、コンバータ回路３の出力電圧に相当する母線電圧の検出値Ｖｄｃ、及びインバータ回路１８からモータ５００に向けて出力されるインバータ出力電流の動作波形が示されている。

図９では、時刻ｔ１において、ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍを超えている。このため、母線電圧を上昇させる補正値Ａによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*が補正され、母線電圧は上昇する。母線電圧が上昇するので、インバータ出力電流は低下少する。インバータ出力電流の低下により、インバータ回路１８における導通損失が減少し、インバータ回路１８の温度は低下する。一方、母線電圧の上昇により、コンバータ回路３に流れる電流は増加し、コンバータ回路３の温度は上昇する。これにより、温度差の絶対値ΔＴは小さくなり、ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以下となり、母線電圧の上昇は止まる。インバータ出力電流は低下するが、母線電圧が上昇するので、モータ５００への供給電力は維持される。これにより、モータ５００を停止又は失速させることなく、温度上昇によるインバータ回路１８のスイッチング素子の保護を確実に行うことができる。

また、図１０では、時刻ｔ２において、ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍを超えている。このため、母線電圧を低下させる補正値Ｂによって直流電圧指令値Ｖｄｃ*が補正され、母線電圧は低下する。母線電圧が低下するので、インバータ出力電流は増加する。母線電圧を低下させる制御により、コンバータ回路３に流れる電流は低下し、コンバータ回路３における導通損失の減少により、コンバータ回路３の温度は低下する。一方、母線電圧の低下により、インバータ出力電流は増加し、インバータ回路１８の温度は上昇する。これにより、温度差の絶対値ΔＴは小さくなり、ΔＴが第１の閾値ΔＴｌｉｍ以下となり、母線電圧の低下は止まる。母線電圧は低下するが、インバータ出力電流は増加するので、モータ５００への供給電力は維持される。これにより、モータ５００を停止又は失速させることなく、温度上昇によるコンバータ回路３のスイッチング素子の保護を確実に行うことができる。

以上説明したように、実施の形態１によれば、第１の温度検出器が検出した第１温度と、第２の温度検出器が検出した第２温度との温度差に基づいて、コンバータ回路が直流母線に出力する直流電圧の電圧値が変更される。この制御において、第１温度が第２温度よりも低く、且つ、温度差の絶対値が第１の閾値を超えている場合、コンバータ回路が直流母線に出力する直流電圧の電圧値が上昇する。また、第１温度が第２温度よりも高く、且つ、温度差の絶対値が第１の閾値を超えている場合、コンバータ回路が直流母線に出力する直流電圧の電圧値が低下する。この制御では、モータへの供給電力は維持される。これにより、モータ駆動装置の性能低下を抑制しつつ、コンバータ回路及びインバータ回路におけるスイッチング素子の保護を確実に行うことができる。

従来のものは、コンバータ回路の温度又はインバータ回路の温度のそれぞれでスイッチング素子の保護を行うものであり、モータ駆動装置の性能低下は避けられない。これに対し、実施の形態１に係るモータ駆動装置は、コンバータ回路とインバータ回路とによる協調動作による温度制御によりスイッチング素子の保護を行うので、モータ駆動装置の性能低下を抑制できる点で従来にはない顕著な効果を得ることができる。

なお、実施の形態１の制御は、コンバータ回路３又はインバータ回路１８における導通損失に着目した制御であるが、更にスイッチング損失に着目した制御を行ってもよい。例えば、通常時において、インバータ回路１８に対する変調方式は三相変調であるが、温度差の絶対値が第１の閾値を超え、且つインバータ回路１８の温度が高い状態がある時間以上継続した場合には、インバータ回路１８の温度が高い状態が続くのを解消するため、インバータ回路１８に対する変調方式を二相変調に切り替える制御を併用する。具体的には、第２温度Ｔ２が第１温度Ｔ１よりも高く、且つ、温度差の絶対値ΔＴが第１の閾値を超え、且つ、第２温度Ｔ２が第２の閾値を超えた状態が予め設定された第１の時間以上継続した場合に、三相変調を二相変調に切り替える。二相変調に切り替えることにより、インバータ回路１８におけるスイッチング損失が減少するので、モータ駆動装置１００の性能低下を抑制しつつ、インバータ回路１８の温度が高い状態が続くのを抑止することができる。

また、実施の形態１では、図１に示すような、交流電源側にリアクトルを有し、整流前の交流側で昇圧するタイプのコンバータを例示したが、これに限定されるものではない。コンバータの出力側、即ち整流後の直流側で昇圧するタイプのコンバータであってもよい。整流後の直流側で昇圧するタイプのコンバータには、昇圧回路が１段で構成される、いわゆる一石昇圧コンバータ、又は昇圧回路が複数段で構成される、いわゆるインタリーブコンバータなどがある。これらの何れも昇圧機能を有するコンバータであり、実施の形態１のモータ駆動装置に適用することができる。

次に、実施の形態１における制御部８の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１１及び図１２の図面を参照して説明する。図１１は、実施の形態１における制御部８の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１２は、実施の形態１における制御部８の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。

実施の形態１における制御部８の機能を実現する場合には、図１１に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。

プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。

メモリ３０２には、実施の形態１における制御部８の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。

また、実施の形態１における制御部８の機能を実現する場合には、図１２に示す処理回路３０５を用いることもできる。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０６を介して入手することができる。

なお、制御部８における一部の処理は、図１２に示す構成の処理回路３０５で実施してもよい。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００の応用例について説明する。図１３は、実施の形態２に係る空気調和機４００の構成を示す図である。実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。実施の形態２では、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の応用例として、モータ駆動装置１００を空気調和機４００に適用した例について説明する。

図１３において、モータ駆動装置１００の出力側には、モータ５００が接続されており、モータ５００は、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００と圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機４００の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１００は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００を回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００が回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。

実施の形態２に係る空気調和機４００は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００を搭載しているので、実施の形態１で得られる効果を享受することができる。

また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクトル、３ コンバータ回路、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，２６ａ，２６ｂ，２６ｃ 接続点、４ コンデンサ、５，７ 電圧検出器、６，９ 電流検出器、８ 制御部、１０ ブレーカ、１１ コンバータ制御部、１１ａ 直流電圧指令値補正部、１１ａ１，１１ｂ 差分器、１１ａ２ 補正値演算部、１１ｃ フィードバック補償器、１１ｄ 制御信号生成部、１２ インバータ、１４ インバータ制御部、１５，１７ ゲート駆動回路、１６ａ，１６ｂ 直流母線、１８ インバータ回路、１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃ レグ、１８ａ トランジスタ、１８ｂ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮ 下アーム素子、１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ 上アーム素子、２２，２４ 温度センサ、３１ 第１のレグ、３２ 第２のレグ、５０ 直流電源装置、１００ モータ駆動装置、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０４，３０６ インタフェース、３０５ 処理回路、３１１ 第１の上アーム素子、３１２ 第１の下アーム素子、３２１ 第２の上アーム素子、３２２ 第２の下アーム素子、４００ 空気調和機、５００ モータ、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子。

Claims (14)

1. モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流母線に出力するコンバータ回路と、
   前記直流電圧を前記モータに印加する交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
   前記コンバータ回路の温度を検出する第１の温度検出器と、
   前記インバータ回路の温度を検出する第２の温度検出器と、
   を備え、
   前記コンバータ回路は、前記第１の温度検出器が検出した第１温度と、前記第２の温度検出器が検出した第２温度との温度差に基づいて前記直流母線に出力する前記直流電圧の電圧値を変更し、
   前記第１温度が前記第２温度よりも低く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値を超えている場合、前記コンバータ回路が前記直流母線に出力する前記直流電圧の電圧値が上昇する
   モータ駆動装置。
2. 前記直流電圧の指令値である直流電圧指令値に基づいて前記直流電圧の電圧値が演算されると共に、前記直流電圧の電圧値を上昇させる第１の補正値が演算され、
   前記第１温度が前記第２温度よりも低く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値を超えている場合、前記直流電圧指令値に前記第１の補正値を加算することで補正した今回の補正指令値が新たな直流電圧指令値とされる
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記直流電圧の指令値である直流電圧指令値に基づいて前記直流電圧の電圧値が演算されると共に、前記直流電圧の電圧値を上昇させる第１の補正値が演算され、
   前記第１温度が前記第２温度よりも低く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値よりも小さい場合、前記温度差に関する前回の判定処理において前記温度差の絶対値が前記第１の閾値を超えていた場合には、前回の直流電圧指令値が維持される
   請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記直流電圧の指令値である直流電圧指令値に基づいて前記直流電圧の電圧値が演算されると共に、前記直流電圧の電圧値を上昇させる第１の補正値が演算され、
   前記第１温度が前記第２温度よりも低く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値よりも小さい場合、前記温度差に関する前回の判定処理において前記温度差の絶対値が前記第１の閾値を超えていなかった場合には、現在の直流電圧指令値が維持され、又は現在の直流電圧指令値に戻される
   請求項２に記載のモータ駆動装置。
5. モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流母線に出力するコンバータ回路と、
   前記直流電圧を前記モータに印加する交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
   前記コンバータ回路の温度を検出する第１の温度検出器と、
   前記インバータ回路の温度を検出する第２の温度検出器と、
   を備え、
   前記コンバータ回路は、前記第１の温度検出器が検出した第１温度と、前記第２の温度検出器が検出した第２温度との温度差に基づいて前記直流母線に出力する前記直流電圧の電圧値を変更し、
   前記第１温度が前記第２温度よりも高く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値を超えている場合、前記コンバータ回路が前記直流母線に出力する前記直流電圧の電圧値が低下する
   モータ駆動装置。
6. 前記直流電圧の指令値である直流電圧指令値に基づいて前記直流電圧の電圧値が演算されると共に、前記直流電圧の電圧値を低下させる第２の補正値が演算され、
   前記第１温度が前記第２温度よりも高く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値を超えている場合、前記直流電圧指令値に前記第２の補正値を減算することで補正した今回の補正指令値が新たな直流電圧指令値とされる
   請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 前記直流電圧の指令値である直流電圧指令値に基づいて前記直流電圧の電圧値が演算されると共に、前記直流電圧の電圧値を低下させる第２の補正値が演算され、
   前記第１温度が前記第２温度よりも高く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値よりも小さい場合、前記温度差に関する前回の判定処理において前記温度差の絶対値が前記第１の閾値を超えていた場合には、前回の直流電圧指令値が維持される
   請求項６に記載のモータ駆動装置。
8. 前記直流電圧の指令値である直流電圧指令値に基づいて前記直流電圧の電圧値が演算されると共に、前記直流電圧の電圧値を低下させる第２の補正値が演算され、
   前記第１温度が前記第２温度よりも高く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値よりも小さい場合、前記温度差に関する前回の判定処理において前記温度差の絶対値が前記第１の閾値を超えていなかった場合には、現在の直流電圧指令値が維持され、又は現在の直流電圧指令値に戻される
   請求項６に記載のモータ駆動装置。
9. 前記第２温度が前記第１温度よりも高く、且つ、前記温度差の絶対値が第１の閾値を超え、且つ、前記第２温度が第２の閾値を超えている状態が第１の時間以上継続した場合に、前記インバータ回路に対する変調方式を三相変調から二相変調に切り替える
   請求項１から８の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
10. 前記コンバータ回路のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
    請求項１から９の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
11. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
    請求項１０に記載のモータ駆動装置。
12. 請求項１から１１の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備える
    送風機。
13. 請求項１から１１の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備える
    圧縮機。
14. 請求項１２に記載の送風機及び請求項１３に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。

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