JP7031031B2 - 多端子対コンバータ及び制御方法 - Google Patents

Description

本開示は、多端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法に関する。より具体的には、本開示は、双方向制御を有する集積された１つ以上の双方向共振コンバータ及び１つ以上のデュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）コンバータに関する。

必要不可欠なアプリケーションで使用される機器のための高可用性電力システムは、高い信頼性で実現されなければならない。通常、電力システムの信頼性の向上は、本質的な信頼性の高い電力システム成分を使用すること、及びエネルギー源の冗長性を含む冗長性の高い電力システムアーキテクチャを実装することによって実現される。エネルギー源は、一般的に、交流電力線、下流負荷の有無にかかわらず沢山の電池、又は超コンデンサで構成されている。複数の電力経路を提供することにより、複数のエネルギー源を備えた冗長電力システムの可用性を最大化することができる。複数のエネルギー源を使用するアプリケーションでは、全てのエネルギー源が単一のエネルギー源によって充電され、同時に各エネルギー源が個々の負荷に結合され途切れることなく電力を供給する。しかしながら、信頼性を高めるためには、エネルギー源の１つが他方のエネルギー源にエネルギーを供給できなければならなく、逆もまた然りである。その結果、高可用性システムでは、エネルギー源間で充電及び放電を行うために、複数の双方向のコンバータが必要となる。直列共振コンバータトポロジとデュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）コンバータトポロジを備えた双方向コンバータが知られている。

一般に、共振コンバータは、共振タンク回路を使用してスイッチの電圧及び／又は電流波形を形成し、スイッチング損失を最小限に抑え、変換効率を低下させることなく、高周波動作を可能にする。更に、共振コンバータはトランスの漏れ及び／又は磁化インダクタンスなどの寄生成分を共振タンク回路に吸収するため、電池充電システム用の高電圧及び／又は大電流の絶縁電源など、これらの寄生成分が顕著であるようなアプリケーションで必然的に使用される。

U.S. Patent No. 9,490,704 to Jang and Jovanovic issued November 8, 2016 A. K. Jain, R. Ayyanar, (Nov. 19, 2013). U.S. Patent No. 8,587,975.

G. Liu, Y. Jang, M. M. Jovanovic and J. Q. Zhang, "Implementation of a 3.3-kW DC-DC Converter for EV On-Board Charger Employing the Series-Resonant Converter With Reduced-Frequency-Range Control," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 6, pp. 4168-4184, June 2017, doi: 10.1109/TPEL.2016.2598173. Y. Jang, M. M. Jovanovic, M. Kumar, J. M. Ruiz, R. Lu and T. Wei, "Isolated, Bi-Directional DC-DC Converter for Fuel Cell Electric Vehicle Applications," 2019 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Anaheim, CA, USA, 2019, pp. 1674-1681, doi: 10.1109/APEC.2019.8722067. G. G. Oggier, R. Leidhold, G. O. Garcia, A. R. Oliva, J. C. Balda and F. Barlow, "Extending the ZVS operating range of dual active bridge high-power DC-DC converters," 2006 37th IEEE Power Electronics Specialists Conference, Jeju, 2006, pp. 1-7, doi: 10.1109/pesc.2006.1712142. M. M. Jovanovic (1994) Invited paper. "Resonant, quasi-resonant, multi-resonant and soft-switching techniques-merits and limitations," International Journal of Electronics, 77:5, 537-554, DOI: 10.1080/00207219408926086 M. N. Kheraluwala, R. W. Gascoigne, D. M. Divan and E. D. Baumann, "Performance characterization of a high-power dual active bridge DC-to-DC converter," in IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 28, no. 6, pp. 1294-1301, Nov.-Dec. 1992, doi: 10.1109/28.175280.

図１Ａ及び図１Ｂはそれぞれ、典型的な絶縁共振コンバータトポロジとその理想的な動作波形を示している。図１Ａに示すように、このトポロジでは、共振成分は共振インダクタＬ_Ｒ及び共振コンデンサＣ_Ｒである。共振インダクタＬ_Ｒは共振コンデンサＣ_Ｒと直列に接続されているため、図１Ａの回路は、直列共振コンバータ（ＳＲＣ）と呼ばれる。変換効率を最大化するために、２次側ダイオード整流器は通常、同期整流器によって実装されることに注意されたい。

図１Ｂは、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）で動作する、図１Ａの直列共振コンバータ（ＳＲＣ）のスイッチ制御信号の典型的なタイミング図を示している。図１Ａ及び図１Ｂ両方を参照すると、全てのスイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，Ｓ_Ｐ４，Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３，及びＳ_Ｓ４は、同じ約５０％の同一のデューティ比で動作し、同じレッグにある１次段スイッチ（つまり、Ｓ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，及びＳ_Ｐ３，Ｓ_Ｐ４）は、相互伝導を回避するために相補的に動作する。１次スイッチの周波数は、出力を調整するために使用されるフィードバック制御ループによって決定される（「可変周波数制御」）。２次側同期整流スイッチの位相遅延制御動作は、共振電流ｉ_Ｐのゼロ交差とスイッチングを同期させることによって実現される。つまり、１次段スイッチ（Ｓ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４）の波形に関する位相遅延（例えば、Ｔ_０～Ｔ_１）が、２次段スイッチ（Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３，及びＳ_Ｓ４）の波形に導入される。

具体的には、図１Ｂに示すように、２次側同期整流器スイッチＳ_Ｓ１及びＳ_Ｓ３のスイッチングは、共振電流ｉ_Ｐの正周期と同期し、２次側同期整流器スイッチＳ_Ｓ２及びＳ_Ｓ４のスイッチング、共振電流ｉ_Ｐの負周期と同期する。実際の実装でＺＶＳを実現するために、１次スイッチのデューティ比は、相補的に動作する同じレッグのスイッチのオフ／オンの間に、短い遅延（又はデッドタイム）を導入することで、５０％よりわずかに小さい値に設定される。このデッドタイムの間に、電流はオフになっているデバイスのスイッチから、続いて起こるＺＶＳがオンになる条件が作られる他のデバイスの逆並行ダイオードへ整流される。２次側同期整流スイッチも５０％より小さいデューティ比で動作する。図１Ａに示すように、可変周波数制御を有する直列共振コンバータは入力と出力端子の間で対称構造になっているが、降圧コンバータとしてのみ動作するため、双方向動作には適していない（つまり、Ｖ_ＩＮ＞（Ｎ_１／Ｎ_２）Ｖ_ｏ）。

例えば、特許文献１は、全ての目的のために参照により本明細書に組み込まれているが、共振コンバータの２次側スイッチを制御するためのシステム及び制御方法を記載している。具体的には、特許文献１に開示されている制御方法は、スイッチング周波数範囲を大幅に縮小することにより、広い入力電圧及び／又は出力電圧範囲で動作する直列共振器コンバータ（ＳＲＣ）の性能を改善する。さらに、トランスの両側にある制御可能なスイッチによって電力が両方向に流れるようになり、提案された「遅延時間制御」により、直列共振コンバータが出力電圧を増大させることができるようになるため（つまり（Ｎ_１／Ｎ_２）・Ｖ_ｏ≧Ｖ_ＩＮ）、この実装によりコンバータは双方向になる。可変周波数制御と遅延時間制御の組み合わせで出力を制御することにより、スイッチング周波数範囲の低減、及び昇圧/降圧動作を実現している。可変周波数制御は１次スイッチを制御するために使用され、遅延時間制御は２次側整流器スイッチを制御するために使用される。

図２Ａ及び図２Ｂは、それぞれ、別の典型的な絶縁共振コンバータトポロジとその理想的な動作波形を示している。図２Ａに示すように、このトポロジでは、共振成分は共振インダクタＬ_Ｒ及び共振コンデンサＣ_Ｒである。図２Ｂに示すように、１次スイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４は、同じスイッチング周波数で動作し、デューティサイクルはほぼ５０％同じである。相補的に動作する同じレッグの１次スイッチのゼロ電圧スイッチングを実現するために、これらの相補式スイッチのオン／オフの瞬間に僅かなデッドタイムが設けられる。２次スイッチＳ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３，及びＳ_Ｓ４は、１次スイッチと同じスイッチング周波数で動作する。但し、２次スイッチＳ_Ｓ２及びＳ_Ｓ３は、図２Ｂに示すように、遅延時間を提供する拡張されたデューティサイクルで動作する。トランスＴＲの２次巻線は、遅延時間の間に２次スイッチＳ_Ｓ２及びＳ_Ｓ３によって短絡される（例えば、Ｔ_１～Ｔ_２及びＴ_４～Ｔ_５）。遅延時間制御の主な機能は、直列共振コンバータが出力電圧を増大できるようにして、コンバータのスイッチング周波数の範囲を縮小できるようにすることである。また、可変周波数制御と遅延時間制御を組み合わせて出力を制御することで実現される電圧の昇圧／降圧動作によって、双方向の電力潮流を必要とするアプリケーションに適したコンバータが作られる。

図３Ａ及び図３Ｂは、それぞれＤＡＢコンバータの回路図とその理想的な動作波形を示している。ＤＡＢコンバータが双方向コンバータトポロジを有することは当技術分野でよく知られている。図３Ａに示すように、このトポロジでは、直列インダクタＬ_Ｓは、１次スイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４を含む１次側アクティブブリッジと、２次スイッチＳ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３，及びＳ_Ｓ４を含む２次側アクティブブリッジの間に配置される。通常、１次スイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４は一定のスイッチング周波数で動作する。このスイッチング周波数は、２次スイッチＳ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３，及びＳ_Ｓ４と一致する。さらに、位相シフト制御は、１次スイッチングと２次スイッチングの間の位相シフトの量を決定するために使用される。図３Ｂに示すように、全てのスイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，Ｓ_Ｐ４，Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３，及びＳ_Ｓ４は、同じスイッチング周波数で動作し、デューティサイクルはほぼ５０％同じである。２次スイッチＳ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２，Ｓ_Ｓ３，及びＳ_Ｓ４のオン／オフの瞬間は、図３Ｂに示すように、１次スイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４のオン／オフの瞬間から積極的にシフトされることに注意されたい（例えば、Ｔ_０～Ｔ_１へ、及びＴ_２～Ｔ_３へ）。２次スイッチのゲート信号を積極的にシフトすることにより、インダクタＬ_Ｓの両端の誘導電流ｉ_Ｐが制御される。ＤＡＢコンバータもまた、トランスの両側にある制御可能なスイッチにより、電力が両方向に流れることができ、位相シフト制御によりコンバータは電圧の昇圧及び降圧モードで動作するため、双方向コンバータとして機能する。

本開示では、多端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの様々な実施形態とその制御方法が開示されており、単一の多端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが多数の一方向又は双方向コンバータを置き換えることができるので、成分の総数が大幅に削減され、成分の利用率が向上する。
なお、上述の参考文献（特許文献２及び非特許文献１－５）は、参照により本明細書に組み込まれ、これらにより技術分野におけるいくつかの追加の背景を提供する。

一態様では、本開示は、多端子対コンバータであって、トランスと、１次電力段と、２次電力段と、３次電力段と、制御装置とを備え、前記トランスは、１次巻線、２次巻線、及び３次巻線を有し、前記１次電力段は、複数の第１スイッチを有し、前記トランスの第１エネルギー源及び前記１次巻線に電気的に接続されており、前記２次電力段は、複数の第２スイッチを有し、前記トランスの第２エネルギー源及び前記２次巻線に電気的に接続されており、前記１次電力段及び前記２次電力段は直列共振コンバータを形成し、前記３次電力段は、複数の第３スイッチを有し、前記トランスの第３エネルギー源及び前記３次巻線に電気的に接続されており、前記１次電力段及び３次電力段はデュアルアクティブブリッジコンバータを形成し、前記制御装置は、前記１次電力段、前記２次電力段、及び前記３次電力段に電気的に接続されており、前記多端子対コンバータの動作状態を測定し、制御信号を前記複数の第１スイッチ、前記複数の第２スイッチ、及び前記複数の第３スイッチに提供する、多端子対コンバータを提供する。

一実施形態では、前記制御装置は、位相遅延制御を使用して、前記第１及び第２エネルギー源との間でエネルギーを転送するために、前記制御信号を前記複数の第１スイッチ及び前記複数の第２スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える。

一実施形態では、前記制御装置は、前記位相遅延制御及び遅延時間制御の両方を使用して、前記第１エネルギー源と第２エネルギー源との間でエネルギーを転送するために、前記制御信号を前記第１の第１スイッチ及び前記複数の第２スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える。

一実施形態では、前記制御装置は、位相遅延制御を使用して、前記第１エネルギー源から前記第２エネルギー源へエネルギーを転送するため、及び、位相シフト制御を使用して、前記第１エネルギー源から前記第３エネルギー源へエネルギーを転送するため、前記制御信号を前記複数の第１スイッチ、前記複数の第２スイッチ、及び前記複数の第３スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える。

一実施形態では、前記制御装置の前記制御ロジックは、前記２次電力段に転送されるエネルギー量を変調するために前記制御信号のスイッチング周波数を変化させるように構成され、前記位相シフト制御は、前記３次電力段に転送されるエネルギー量を変調する。

一実施形態では、前記スイッチング周波数は、前記１次電力段、前記２次電力段、及び前記３次電力段で同じである。

一実施形態では、前記制御装置は、第１及び第２制御信号を前記複数の第１スイッチに送信し、第３及び第４制御信号を前記複数の第２スイッチに送信するように構成される制御ロジックを有し、前記第３制御信号は、位相遅延を持つ前記第１制御信号と実質的に同じであり、前記第４制御信号は、位相遅延を持つ前記第２制御信号と実質的に同じである。

一実施形態では、前記２次電力段は、前記トランスの前記２次巻線に対して直列になっている第１コンデンサ及び第１インダクタを有する。

一実施形態では、前記３次電力段は、前記トランスの前記３次巻線に対して直列になっている第２インダクタを有する。

一実施形態では、前記１次電力段は、前記トランスの前記１次巻線に対して直列になっている第２コンデンサを有し、前記３次電力段は、前記トランスの前記３次巻線に対して直列になっている第３コンデンサを有する。

一実施形態では、前記制御装置は、位相遅延制御及び遅延時間制御を使用して、前記第２エネルギー源から第１エネルギー源へエネルギーを転送するため、及び、位相シフト制御を使用して、前記第１エネルギー源から第３エネルギー源へエネルギーを転送するため、前記制御信号を前記複数の第１スイッチ、前記複数の第２スイッチ、及び前記複数の第３スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える。

一実施形態では、前記３次電力段は、前記多端子対コンバータの複数の３次電力段のうちの第１の３次電力段であり、前記複数の３次電力段のそれぞれは、前記トランスのそれぞれの巻線及びそれぞれのエネルギー源に接続され、前記複数の３次電力段のそれぞれは、前記１次電力段と共にそれぞれのデュアルアクティブブリッジコンバータを形成する。

実施形態の別の観点によれば、本開示は、第１、第２、及び第３段を含む複数の段階を有するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの複数の電気的特性を測定し、前記測定された複数の電気的特性に少なくとも部分的に基づいて、スイッチング周波数、位相遅延、及び位相シフトを決定し、前記スイッチング周波数において、前記第１段の複数の第１スイッチをスイッチングし、前記スイッチング周波数において、前記第２段の複数の第２スイッチのうち少なくとも２つをスイッチングし、前記複数の第１スイッチのうち少なくとも１つをスイッチングすることに対し前記位相遅延によって時間シフトされ、前記スイッチング周波数において、前記第３段の複数の第３スイッチのうち少なくとも２つをスイッチングし、前記複数の第１スイッチのうち少なくとも１つをスイッチングすることに対し位相シフトによって時間シフトされる、ことからなる方法を提供する。

一実施形態では、制御方法は、更に、前記測定された複数の電気的特性に少なくとも部分的に基づいて、遅延時間を決定し、前記スイッチング周波数において、前記第２段の複数の第２スイッチのうち少なくとも２つの他のものをスイッチングし、少なくとも２つの第２スイッチをスイッチングすることに対し遅延時間によって時間シフトされる、ことからなる。

一実施形態では、測定は、前記複数の段の１つに接続されたエネルギー源の電圧、及び前記複数の段の１つにおける電流からなるグループのうち少なくとも１つを測定する、ことからなる。

一実施形態では、制御方法は、更に、第１巻線が第１段に配線され、第２巻線が第２段に配線され、第３巻線が第３段に配線されたトランスを介して前記複数の段を電気的に結合する、ことからなる。

一実施形態では、前記第２段の共振周波数は、前記トランスの前記第２巻線と直列である第２段インダクタ及び第２段コンデンサによって実質的に決定される。

一実施形態では、前記第３段は、前記トランスの前記第３巻線と直列に第３段インダクタを有している。

実施形態の更に別の観点によれば、本開示は、多端子対コンバータであって、第１巻線、第２巻線、及び第３巻線を有するトランスと、第１電力段及び第２電力段によって形成された直列共振コンバータと、前記第１電力段及び第３電力段によって形成されたデュアルアクティブブリッジコンバータとを備え、前記第１電力段は前記第１巻線に配線され、前記第２電力段は前記第２巻線に配線され、前記第３電力段は前記第３巻線に配線される、多端子対コンバータを提供する。

典型的な絶縁共振コンバータトポロジとその理想的な動作波形を示している。 典型的な絶縁共振コンバータトポロジとその理想的な動作波形を示している。 別の典型的な絶縁共振コンバータトポロジとその理想的な動作波形を示している。 別の典型的な絶縁共振コンバータトポロジとその理想的な動作波形を示している。 ＤＡＢコンバータの回路図とその理想的な動作波形を示している。 ＤＡＢコンバータの回路図とその理想的な動作波形を示している。 本開示の一実施形態による、３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_ＩＮからエネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_ＩＮからエネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_ＩＮからエネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのコンバータ制御方法を示すフローチャートである。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_ＩＮ及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_ＩＮ及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_ＩＮ及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのコンバータ制御方法を示すフローチャートである。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_Ｂ２への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_Ｂ２への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_Ｂ２への電力転送のためのコンバータ制御方法を示すフローチャートである。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ２からエネルギー源Ｖ_Ｂ１への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ２からエネルギー源Ｖ_Ｂ１への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。 本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ２からエネルギー源Ｖ_Ｂ１への電力転送のためのコンバータ制御方法を示すフローチャートである。 本開示の別の実施形態による、３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示している。 本開示の更に別の実施形態による、３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示している。 本開示の実施形態による、４端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを示している。 本開示の実施形態による、多端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２０００を示している。

次に、以下の実施形態を参照しながら、本開示についてより具体的に説明する。本開示の好ましい実施形態の以下の説明は、例示及び説明のみを目的として本明細書に提示されていることに留意されたい。網羅的であること、又は開示された正確な形式に限定されることを意図するものではない。

複数の電力経路を提供することにより、複数のエネルギー源を備えた冗長電力システムの可用性を最大化することができる。その結果、高可用性システムでは、エネルギー源間で充電及び放電するために複数の双方向コンバータが必要になる。但し、システムに複数の双方向コンバータを使用することは、費用効果が高くない場合がある。例えば、３つのエネルギー源間で任意の方向にエネルギーを供給するために、システムは６つの単方向コンバータ又は３つの双方向コンバータを必要とする。従って、新しい多端子対（つまり、３つ以上の端子対）双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとその制御方法について説明する。このようなコンバータは、コスト効率が高く、サイズを縮小して実装することができる。

図４は、本開示の実施形態による３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４００を示している。図４に示すように、３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４００の電力段は、３つの巻線と３つの電力段を持つ絶縁トランス４０２（又はＴＲ）を使用している。具体的には、コンバータ４００でエネルギーを供給し、下流の電圧又は電流を任意の方向に調整するため、コンバータ４００は、トランス４０２と、第１段回路４１０と、第２段回路４２０と、第３段回路４３０と、制御装置４０４とを備えている。トランス４０２は、互いに磁気的に結合されている（磁気コアの有無にかかわらず）、第１巻線４４１、第２巻線４４２、及び第３巻線４４３を有している。第１段回路４１０は、第１巻線４４１に電気的に結合されており、第２段回路４２０は、第２巻線４４２に電気的に結合されており、第３段回路４３０は、第３巻線４４３に電気的に結合されている。制御装置４０４は、第１段回路４１０、第２段回路４２０、及び第３段回路４３０に電気的に結合されている。第１巻線４４１の巻き数はＮ_１であり、第２巻線４４２の巻き数はＮ_２であり、第３巻線４４３の巻き数はＮ_３であり、Ｎ_１、Ｎ_２、及びＮ_３は、正の整数である。Ｎ_１とＮ_２の比率はｎ_１（つまり、ｎ_１＝Ｎ_１／Ｎ_２）として、Ｎ_１とＮ_３の比率はｎ_２（つまり、ｎ_２＝Ｎ_１／Ｎ_３）として、Ｎ_２とＮ_３の比率はｎ_３（つまり、ｎ_３＝Ｎ_２／Ｎ_３）として定義される。第１段回路４１０は電圧源で示され、第２段回路４２０及び第３段回路４３０は電池で示されているが、各段回路は任意の適切なエネルギー源に接続できることが理解されるだろう。いくつかの実施形態では、段回路４１０、４２０、及び４３０は、図４に示されるように配線することによって、トランス４０２のそれぞれの巻線に電気的に結合される。制御装置４０４はまた、段回路４１０、４２０、及び４３０へ配線することによって電気的に結合されることができる。電気的結合の他の形態は、他の実施形態で使用されることができる。

一実施形態では、コンバータ４００の第１段回路４１０は、複数のスイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４を備え、エネルギー源Ｖ_ＩＮ（例えば、家庭用ＡＣ電源コンセントから変換されたＤＣ電源）と第１巻線４４１の間で結合される。コンバータ４００の第２段回路４２０は、複数のスイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４、共振コンデンサＣ_Ｒ、共振インダクタＬ_Ｒを備える。第３段回路４３０は、複数のスイッチＳ_Ｔ１，Ｓ_Ｔ２，Ｓ_Ｔ３，及びＳ_Ｔ４、直列インダクタＬ_Ｔを備える。第２段回路４２０は、エネルギー源Ｖ_Ｂ１（例えば、出力電圧が約２５０～５００Ｖの高電圧電池）と第２巻線４４２の間に結合され、第３段回路４３０は、エネルギー源Ｖ_Ｂ２（例えば、出力電圧が約５～５０Ｖの低電圧電池）と第３巻線４４３の間に結合される。共振コンデンサＣ_Ｒ及び共振インダクタＬ_Ｒは、ＳＩ単位系の静電容量とインダクタンスの積の平方根の逆数としてラジアンで計算される共振周波数を持つ（例えば、下記式１）。段回路のスイッチは、ＭＯＳＦＥＴ、リレー、バイポーラ接合トランジスタ、ダーリントントランジスタ、又は任意の適切なスイッチング技術として実装できる。

第１段回路４１０又は第３段回路４３０は、第２段回路４２０と組み合わせて直列共振コンバータとして動作することができる。つまり、形態的には、残りの段回路（第３段回路４３０又は第１段回路４１０）が無視される場合、第１段回路４１０及び第２段回路４２０（又は第２段回路４２０及び第３段回路４３０）によって形成される回路は、直列共振コンバータ回路である。直列共振コンバータは、互いに直列に接続された実効静電容量と実効インダクタンスによって決定される共振周波数を持つコンバータである。ここで「実効」とは、集中定数等価を指す。様々なインダクタ及びコンデンサは、集中定数素子、集中定数素子のネットワーク、分布定数素子（又は「寄生」効果）、又は他の適切な方法又は方法の組み合わせとして実装できる。いくつかの実施形態では、直列共振コンバータは、約４０ｋＨｚから３００ｋＨｚ（例えば、８０ｋＨｚ）の間の共振周波数を有するが、この範囲は例示的であり、任意の適切な共振周波数を使用できる。

第１段回路４１０及び第３段回路４３０は、デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）コンバータとして組み合わせて動作することができる。つまり、形態的には、第２段回路４２０が無視される場合、第１段回路４１０及び第３段回路４３０によって形成される回路は、ＤＡＢコンバータである。ＤＡＢコンバータは、２つの絶縁されたスイッチング段との間に実効直列インダクタンスを持つコンバータである。ここで「実効」とは、集中定数等価を指す。様々なインダクタは、集中定数素子、集中定数素子のネットワーク、分布定数素子（又は「寄生」効果）、又は他の適切な方法又は方法の組み合わせとして実装できる。

有利なことに、コンバータ４００によって、直列共振コンバータトポロジの１つ及びＤＡＢコンバータトポロジを同時に動作でき、いくつかの実施形態では、直列共振コンバータ及びＤＡＢコンバータの従来の動作と本質的に同一又は非常に類似した方法で動作できる。コンバータ４００の更に他の動作モードでは、コンバータ４００の任意の端子対の間で電力転送を可能にする。コンバータ４００の制御については、制御装置４０４及び図５～図１６を使用して更に説明する。

制御装置４０４は、コンバータ４００の現在の状態を測定し、制御された動作を容易にするために使用される。制御装置４０４は、例えば、コンバータ回路の様々なポイントで電圧及び電流を測定するための回路を含む。制御装置４０４は、可変周波数制御、位相遅延制御、遅延時間制御、位相シフト制御、及びコンバータ４００を制御するための他の形態の制御又は制御アルゴリズムの組み合わせを実装するための制御ロジックを含む。制御装置４０４は、中央処理装置（ＣＰＵ）、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、汎用又は特殊目的のマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、又は任意の適切なデバイス又はコンバータ４００を制御できるデバイスの組み合わせとして実装できる。いくつかの実施形態では、制御装置４０４は、信号レベルをサンプリングするためにアナログ－デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を利用し、スイッチングを制御するためにパルス幅変調器（ＰＷＭ）を利用できる。但し、制御装置４０４は、任意の適切な方法で実装できる。

いくつかの実装形態では、制御装置４００の各エネルギー源と各電力段の間に電磁干渉（ＥＭＩ）フィルタを結合する必要があることに注意されたい。ＥＭＩフィルタは、本開示のコンバータの動作とは無関係であるため、図面や関連する説明を簡略化するため、図４には示されていない。

一実施形態では、コンバータ４００は、エネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２への電荷電流を独立して制御する単一の制御装置４０４によって、エネルギー源Ｖ_ＩＮ（第１段）からエネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２（第２及び第３段）へ電気エネルギーを供給できる。同様に、エネルギー源Ｖ_Ｂ１（第２段）の電気エネルギーをエネルギー源Ｖ_ＩＮ（第１段）及びエネルギー源Ｖ_Ｂ２（第３段）へ供給することができる。同様に、エネルギー源Ｖ_Ｂ２（第３段）の電気エネルギーを、独立して制御される電荷電流によってエネルギー源Ｖ_ＩＮ（第１段）及び電池Ｖ_Ｂ１（第２段）へ供給することができる。電気エネルギーが残りの２つの端子対の間で転送される間に、それぞれのスイッチを全て開くことにより、任意の段（つまり、任意の段回路と対応するエネルギー源）は電力転送から効果的に切断される。例えば、エネルギー源Ｖ_ＩＮは、スイッチＳ_Ｐ１，Ｓ_Ｐ２，Ｓ_Ｐ３，及びＳ_Ｐ４を開くことによって切断され、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_Ｂ２へ、又はその逆に供給できる。つまり、図４に示されている３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４００は、電気エネルギーを供給し、下流の電圧又は電流を任意の方向に調整できる。複数の出力電圧又は電流を独立して調整するために、可変周波数制御、遅延時間制御、位相シフト制御、又は２つか３つの制御の組み合わせが用いられる。

３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４００は、図１Ａ、２Ａ、及び３Ａに示すタイプのように６つの単方向又は３つの双方向コンバータを必要とする従来の解決方法と比較して、段の間で電気エネルギーを任意に転送するために必要な要素の数を大幅に削減できることが理解されるだろう。

図５及び図６は、図４の３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４００のスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。具体的には、図５及び図６の両方は、本開示のいくつかの実施形態による、エネルギー源Ｖ_ＩＮからエネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２への電力転送を示している。このタイプの動作では、第１段回路４１０及び第２段回路４２０は、Ｖ_ＩＮからＶ_Ｂ１にエネルギーを転送するために直列共振コンバータとして動作し、第１段回路４１０及び第３段回路４３０は、Ｖ_ＩＮからＶ_Ｂ２にエネルギーを転送するためにＤＡＢとしてコンバータとして動作する。図５では、エネルギー源Ｖ_ＩＮの電圧がエネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧のｎ_１倍より大きい（つまり、Ｖ_ＩＮ＞ｎ_１Ｖ_Ｂ１）。図６では、エネルギー源Ｖ_ＩＮの電圧は、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧のｎ_１倍以下である（すなわち、Ｖ_ＩＮ≦ｎ_１Ｖ_Ｂ１）。

図５を参照すると、第１段回路４１０のスイッチ（Ｓ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４）の波形、第２段回路４２０のスイッチ（Ｓ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４）の波形、第３段回路４３０のスイッチ（Ｓ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４）の波形が示されている。可変周波数制御は、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４のスイッチング周波数を制御するために使用される。第２段回路４２０及び第３段回路４３０のスイッチは、第１段回路４１０のスイッチと同じ周波数で動作し、全てのスイッチのデューティサイクルはほぼ５０％同じである。同じレッグの相補式スイッチのゼロ電圧スイッチング（例えば、時点Ｔ_１での電流ｉ_Ｓ＝０）を実現するため、相補式スイッチのオン／オフの瞬間の間に、僅かなデッドタイムが導入される。いくつかの実施形態では、デッドタイムは、スイッチング周期よりも１桁以上短い場合がある（スイッチング周波数の逆）。例えば、時点Ｔ_１において、スイッチＳ_Ｓ１がオンになる少し前にスイッチＳ_Ｓ２がオフになり、その結果、第２段回路４２０のレッグにあるＳ_Ｓ１及びＳ_Ｓ２の両方のスイッチが一時的に同時にオフになる。第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４を動作するために使用される可変周波数制御によって、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電荷電流Ｉ_Ｂ１を決定する共振電流ｉ_Ｓが誘導される。

位相遅延制御は、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４を同期整流器として動作するために使用される。つまり、共振電流ｉ_Ｓが正の場合（例えば、時点Ｔ_１とＴ_４の間）、スイッチＳ_Ｓ１及びＳ_Ｓ３はオンになり、共振電流ｉ_Ｓが負の場合（例えば、時点Ｔ_４とＴ_７の間）、スイッチＳ_Ｓ２及びＳ_Ｓ４はオンになる。これによって、スイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４の波形に対して、スイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４の波形に位相遅延（例えば、時点Ｔ_０～時点Ｔ_１まで）が効果的に導入される。

位相シフト制御は、第３段回路４３０のスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４のオン／オフの瞬間を制御するために使用される。スイッチングは、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４のオン／オフの瞬間から位相シフトの追加と同期する。位相シフトの量（例えば、時点Ｔ_０～時点Ｔ_２まで）によって、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の電荷電流Ｉ_Ｂ２に比例する電流ｉ_Ｔの大きさが決定される。

図６を参照すると、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４を能動的に制御するために遅延時間（例えば、時点Ｔ_１～時点Ｔ_３まで）が追加される。遅延時間の間、トランス４０２の巻線４４２は、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１及びＳ_Ｓ４によって短絡され、図６に示すように共振電流ｉ_Ｓを増大させる。その結果、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電荷電流Ｉ_Ｂ１は、スイッチング周波数だけでなく遅延時間によっても調整することができる。共振電流ｉ_Ｓの大きさは遅延時間によって制御できるため、遅延時間制御の主な機能は、制御周波数範囲を縮小することによって動作効率を改善すること、及び／又はコンバータ４００の電圧利得を増加させることである。第２段回路４２０及び第３段回路４３０のスイッチは、第１段回路４１０（可変周波数制御によって制御される）のスイッチと同じ周波数で動作し、全てのスイッチのデューティサイクルはほぼ５０％同じであることに注意されたい。また、この構成で遅延時間制御を導入しても、ＤＡＢコンバータが第１段から第３段に電力を転送する性能は実質的に変わらない。第３段回路４３０のスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４のタイミングは、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４ではなく、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４を基準にしている。

図７は、本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_ＩＮからエネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのコンバータ４００の制御方法を示すフローチャートである。

ステップ７１０では、制御装置４０４の第１段制御装置は、制御装置４００の様々な素子の両端の電圧及び／又は流れる電流を検出又は推定することから始まる。推定され検出される特定の電圧及び電流は、可変周波数制御、位相遅延制御、遅延時間制御、及び位相シフト制御を実装するために使用される特定の技術に依存する。例えば、エネルギー源Ｖ_ＩＮ、Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２の電圧並びに電流ｉ_Ｓ，ｉ_Ｔ，Ｉ_Ｂ１、及びＩ_Ｂ２が測定又は推定される。間接測定を含む電圧及び電流を測定又は推定するために、任意の適切な技術が使用できる。例えば、アナログ－デジタルコンバータ（ＡＤＣ）が使用できる。

ステップ７２０では、制御装置４０４は、電流Ｉ_Ｂ１及び／又はエネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧を調整するために使用される可変周波数制御のスイッチング周波数を決定する。可変周波数制御を実装するための適切な方法により、スイッチング周波数が決定される。例示的であり、限定的ではないが、非特許文献１、２及び４を参照されたい。本開示のいくつかの実施形態では、可変周波数制御は、図１Ａ及び図２Ａに示す回路のような従来の共振コンバータトポロジに対して実装されるのと本質的に同じ方法で実装される。

ステップ７３０では、位相遅延制御に必要な位相遅延が決定できる。位相遅延は、共振電流ｉ_Ｓのゼロ交差瞬間を検出又は推定することにより決定できる。このタイミングを用いて位相遅延を決定し、それにより、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４のオン及びオフ時間を決定し、それによって位相遅延を計算する。位相遅延の時間は、１次段でのスイッチのスイッチングから共振電流ｉ_Ｓのゼロ交差瞬間までの時間として決定できる。但し、位相遅延は適切な方法で決定できる。例示的であり、限定的ではないが、非特許文献１及び２を参照されたい。

ステップ７４０では、遅延時間制御の実装に必要な遅延時間が決定される。遅延時間は、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４の追加制御を実現するために、エネルギー源Ｖ_ＩＮ及びＶ_Ｂ１の電圧、電流ｉ_Ｓ及びＩ_Ｂ１に基づく。図５の実施形態では、遅延時間はゼロに設定され、図6の実施形態では、遅延時間が追加されることに留意されたい。本開示のいくつかの実施形態では、遅延時間制御は、特許文献１、非特許文献１及び２に記載されている同様の方法で実装される。

ステップ７５０では、電流Ｉ_Ｂ２又はエネルギー源Ｖ_Ｂ２の電圧を調整するように、位相シフト制御に必要な位相シフトが決定される。位相シフト制御は任意の適切な方法で実装できる。例示的であり、限定的ではないが、非特許文献３、５及び特許文献２を参照されたい。いくつかの実施形態では、位相シフトは、エネルギー源Ｖ_ＩＮの電圧、電流Ｉ_Ｂ２、直列インダクタンスＬ_Ｔ、及びスイッチング周波数に基づく。図５及び図６の位相シフトは、第１段回路４１０の１つ又は複数のスイッチに対する相対的なものであり、これは電力が発生している段であることに注意されたい。

ステップ７６０では、制御装置４０４は、スイッチング周波数、位相遅延、遅延時間、及び位相シフトを更新する。これらは、対応するパルス幅変調器（ＰＷＭ）レジスタに適切な値を書き込むことによって実装できる。

ステップ７６０の後、コンバータ４００は、最初から動作を継続してもよい。このようにして、必要な電力転送を効率的に達成するために、可変周波数制御、位相遅延制御、遅延時間制御、及び位相シフト制御は、制御スイッチのタイミングを継続的に調整することができる。

コンバータ４００の制御方法は、可変周波数制御、遅延時間制御、及び位相シフト制御の組み合わせを含む。一実施形態では、全てのスイッチが同じスイッチング周波数で動作し、約５０％の同一のデューティ比を有する。相補式１次スイッチのＺＶＳを実現するために、これらのスイッチのオンとオフの間に小さなデッドタイムが設けられる。複数の出力の電圧や電流を独立して調整するために、可変周波数制御、遅延時間制御、位相シフト制御、及び／又はこれらの２つ又は３つの制御の組み合わせを使用できる。例えば、第１段回路４１０及び第２段回路４２０との間の荷電電流を調整するために、全てのスイッチのスイッチング周波数を変化させることができる。更に、スイッチング周波数を同じにしながら、第１段回路４１０と第３段回路４３０との間の荷電電流を調整するために、スイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４の位相シフトを変化させることができる。

方法７００のいくつかの実施形態は、特定のステップを除外する、又は異なる順序でステップを実行してもよいことが理解されるだろう。一例として、いくつかの実施形態では、遅延時間を決定するためのステップ７４０をスキップしてもよい。

図８及び図９は、本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_ＩＮ及びＶ_Ｂ２への電力転送ためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。図８及び図９では、Ｖ_Ｂ１からＶ_ＩＮへエネルギーを転送するために第１段回路４１０及び第２段回路４２０は直列共振コンバータとして動作し、Ｖ_Ｂ２からＶ_ＩＮへエネルギーを転送するために第１段回路４１０及び第３段回路４３０はＤＡＢコンバータとして動作する。動作上、エネルギーはＶ_Ｂ１からＶ_Ｂ２へ直接転送されるのではなく、Ｖ_Ｂ１からＶ_ＩＮへ転送され、Ｖ_ＩＮへ供給されるエネルギーの一部がＶ_Ｂ２へ供給されることに注意されたい。これは、第２段回路４２０から第３段回路４３０への直接転送は、これらの段回路を直列共振コンバータとして動作させる必要があるためである。但し、この回路トポロジを使った直列共振コンバータを使用して、第２段から第１段への電力転送及び第２段から第３段への電力転送の両方を同時に動作することはできない。

最後に、図８及び図９を説明する前に、第２及び第３段回路を直列共振コンバータとして動作させるのではなく、第１及び第２段回路を直列共振コンバータとして動作させるという選択は任意であったことに注意されたい。第２及び第３段回路を直列共振コンバータとして動作させることは、制御装置404の動作を適切に変更することによって実装できることが理解されるだろう。

図８の実施形態では、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧は、エネルギー源Ｖ_ＩＮの電圧をｎ_１で割った値（すなわち、Ｖ_Ｂ１＞Ｖ_ＩＮ／ｎ_１）よりも大きい。図８は、第１段回路４１０のスイッチ（Ｓ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４）、第２段回路４２０のスイッチ（Ｓ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４）、及び第３段回路のスイッチ（Ｓ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４）の波形を示している。可変周波数制御は、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４のスイッチング周波数を制御するために使用される。第１段回路４１０及び第３段回路４３０のスイッチは、第２段回路４２０のスイッチと同じ周波数で動作し、全てのスイッチのデューティサイクルはほぼ５０％同じである。第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４を動作するために使用される可変周波数制御によって、エネルギー源Ｖ_ＩＮの電荷電流Ｉ_ＩＮを決定する共振電流ｉ_Ｓが誘導される。

位相遅延制御は、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４を同期整流器として動作するために使用される。つまり、共振電流ｉ_Ｓが正の場合（例えば、時点Ｔ_４とＴ_７の間）、スイッチＳ_Ｐ２及びＳ_Ｐ４はオンになり、共振電流ｉ_Ｓが負の場合（例えば、時点Ｔ_１とＴ_４の間）、スイッチＳ_Ｐ１及びＳ_Ｐ３はオンになる。これによって、スイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４の波形に関して、スイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４の波形に位相遅延（例えば、時点Ｔ_０～時点Ｔ_１まで）が効果的に導入される。

位相シフト制御は、第３段回路４３０のスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４のオン／オフの瞬間を制御するために使用される。スイッチングは、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４のオン／オフの瞬間に関して、位相シフトの追加と同期される。位相シフトの量（例えば、時点Ｔ_１～時点Ｔ_２まで）によって、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の電荷電流Ｉ_Ｂ２に比例する電流ｉ_Ｔの大きさが決定される。ここで、第３段回路４３０のスイッチの位相シフトは、転送されたエネルギーが発生している第２段回路４２０のスイッチではなく、第１段回路４１０のスイッチに関連していることを強調することが重要である。これは、第１段回路４１０及び第２段回路４２０を直列共振コンバータとして動作し、第１段回路４１０及び第３段回路４３０をＤＡＢコンバータとして動作することを選択したためである。

図９の実施形態では、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧は、エネルギー源Ｖ_ＩＮの電圧をｎ_１で割った値（すなわち、Ｖ_Ｂ１≦Ｖ_ＩＮ／ｎ_１）以下である。図９を参照すると、第１段回路４１０のスイッチＳ_P１～Ｓ_P４を能動的に制御するために、遅延時間（例えば、時点Ｔ_１～時点Ｔ_２まで）が追加される。遅延時間の間、トランス４０２の第１巻線４４１は、第１段回路４１０のスイッチによって短絡され、図９に示すように、それは共振電流ｉ_Ｓを増大させる。その結果、エネルギー源Ｖ_ＩＮの電荷電流Ｉ_ＩＮは、スイッチング周波数だけでなく遅延時間によっても調整することができる。第１段回路４１０及び第３段回路４３０のスイッチは、第２段回路４２０（可変周波数制御によって制御される）のスイッチと同じ周波数で動作し、全てのスイッチのデューティサイクルはほぼ５０％同じであることに注意されたい。

第３段回路４３０のスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４の位相シフト制御は、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４の遅延時間制御の影響を受ける。具体的には、遅延時間が第１段回路４１０のスイッチを制御するために使用される場合、スイッチＳ_Ｔ１及びＳ_Ｔ２の波形は、スイッチＳ_Ｐ１及びＳ_Ｐ２と本質的に同一である（すなわち、Ｓ_Ｐ１、Ｓ_Ｐ２、Ｓ_Ｔ１及びＳ_Ｔ２は、ほぼｉ_Ｓのゼロ交差で状態を変化させる）。第３段回路４３０のスイッチの位相シフト制御は、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１及びＳ_Ｐ２に対しスイッチＳ_Ｔ３及びＳ_Ｔ４の位相シフトを引き起こす。図９での位相シフト制御に対する図５、図６及び図８で説明されている従来の位相シフト制御との違いは図９に示されているように、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４の遅延時間制御の間、インダクタＬ_Ｔの両端の電圧はゼロであることである。

図９を参照すると、第１段回路４１０のスイッチの遅延時間の間（例えば、時点Ｔ_１～時点Ｔ_２まで）、第３段回路４３０のスイッチが位相シフトすると、電流ｉ_Ｔは一定であり、この間、エネルギーはインダクタＬ_Ｔに蓄積されず、出力にも供給されない。従って、この動作によって、実効位相シフト（例えば、時点Ｔ_２～時点Ｔ_３へ）は位相シフトと遅延時間の差であり、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の荷電電流Ｉ_Ｂ２に比例する電流ｉ_Ｔの大きさが決定される。

図１０は、本開示のいくつかの実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_ＩＮ及びＶ_Ｂ２への電力転送のためのコンバータ４００の制御方法１０００を示すフローチャートである。制御方法１０００の特定のステップは、制御方法７００（図７）に関連して説明したのと同様の方法で実行できることが理解されるだろう。但し、制御方法１０００は任意の適切な方法で実行可能である。

ステップ１０１０では、制御装置４０４は、エネルギー源Ｖ_ＩＮ、Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２の電圧、並びに電流ｉ_Ｓ、ｉ_Ｔ、Ｉ_Ｂ１、及びＩ_Ｂ２を検出又は推定することから始まる。

ステップ１０２０では、制御装置４０４は、電流Ｉ_ＩＮ及び／又はエネルギー源Ｖ_ＩＮの電圧を調整するためにスイッチング周波数を決定する。

ステップ１０３０では、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４のオン／オフ時間を決定するために、共振電流ｉ_ｓのゼロ交差瞬間が検出又は推定される。それにより、位相遅延を計算する。

ステップ１０４０では、遅延時間は、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４の追加制御を実現するために、エネルギー源Ｖ_ＩＮとＶ_Ｂ１の電圧、及び電流ｉ_ｓとＩ_ＩＮに基づいて決定される。図８の実施形態では遅延時間はゼロに設定され、図９の実施形態では遅延時間が追加されることに注意されたい。

ステップ１０５０では、制御装置４０４は、電流Ｉ_Ｂ２又はエネルギー源Ｖ_Ｂ２の電圧を調整するために位相シフトの量を決定する。

ステップ１０６０では、制御装置４０４は、パルス幅変調器（ＰＷＭ）レジスタのスイッチング周波数、位相遅延、遅延時間、位相シフトを更新し、コンバータ４００は最初から動作を再開する。

図１１及び図１２は、本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_Ｂ２への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。図１１及び図１２の実施形態では、エネルギー源Ｖ_ＩＮは、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４の全てをオフにすることによって分離される。従って、第２段回路４２０及び第３段回路４３０は、単一の入力及び単一の出力コンバータとして動作する。具体的には、２段及び３段が直列共振コンバータとして機能する。図１１の実施形態では、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧は、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の電圧のｎ_３倍よりも大きい（すなわち、Ｖ_Ｂ１＞ｎ_３Ｖ_Ｂ２）。図１２の実施形態では、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧は、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の電圧のｎ_３倍以下である（すなわち、Ｖ_Ｂ１≦ｎ_３Ｖ_Ｂ２）。

図１１を参照すると、スイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４及びスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４の波形は、同じスイッチング周波数で動作し、デューティサイクルはほぼ５０％同じである。可変周波数制御は第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４を動作するために使用され、従ってこれによりエネルギー源Ｖ_Ｂ２の電荷電流Ｉ_Ｂ２を決定する共振電流ｉ_Ｓ及びｉ_Ｔが誘導される。

第３段回路４３０のスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４は同期整流器として動作する。つまり、共振電流ｉ_Ｔが正の場合（例えば、時点Ｔ_１とＴ_４の間）、スイッチＳ_Ｔ１及びＳ_Ｔ３はオンになり、共振電流ｉ_Ｔが負の場合（例えば、時点Ｔ_４とＴ_７の間）、スイッチＳ_Ｔ２及びＳ_Ｔ４はオンになる。これにより、スイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４の波形に対して、スイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４の波形に位相遅延（例えば、時点Ｔ_０～時点Ｔ_１まで）が効果的に導入される。

図１２を参照すると、第３段回路４３０のスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４を能動的に制御するために、遅延時間（例えば、時点Ｔ_１～時点Ｔ_２まで）が追加される。遅延時間の間、トランス４０２の第３巻線４４３は、第３段回路４３０のスイッチによって短絡され、図１２に示すように共振電流ｉ_Ｓ及びｉ_Ｔを増大させる。その結果、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の電荷電流Ｉ_Ｂ２は、スイッチング周波数だけでなく遅延時間によっても調整される。

図１３は、本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ１からエネルギー源Ｖ_Ｂ２への電力転送のためのコンバータ４００の制御方法１３００を示すフローチャートである。

ステップ１３１０では、制御装置４０４は、エネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２の電圧、並びに電流ｉ_Ｓ及びＩ_Ｂ２を検出又は推定することから始まる。

ステップ１３２０では、制御装置４０４は、電流Ｉ_Ｂ２及び／又はエネルギー源Ｖ_Ｂ２の電圧を調整するためにスイッチング周波数を決定する。

ステップ１３３０では、第３段回路４３０のスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４のオン／オフ時間を決定するために、共振電流ｉ_Ｓのゼロ交差瞬間が検出又は推定され、それによって位相遅延を計算する。

ステップ１３４０では、遅延時間は、エネルギー源のＶ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２の電圧、及び電流Ｉ_Ｂ２に基づいて決定される。図１１の実施形態では遅延時間はゼロに設定され、図１２の実施形態では遅延時間（例えば、時点Ｔ_１とＴ_２の間）が追加されることに注意されたい。

ステップ１３５０では、制御装置４０４は、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４を全てオフにし、パルス幅変調器（ＰＷＭ）レジスタのスイッチング周波数、位相遅延、遅延時間、位相シフトを更新し、コンバータ４００は最初から動作を再開する。

図１４及び図１５は、本開示の実施形態による、エネルギー源Ｖ_Ｂ２からエネルギー源Ｖ_Ｂ１への電力転送のためのスイッチ作動制御信号波形及び対応する電流を示している。図１４及び図１５の実施形態では，エネルギー源Ｖ_ＩＮは、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４の全てをオフにすることによって分離される。従って、第２段回路４２０及び第３段回路４３０は、単一の入力及び単一の出力コンバータとして動作する。図１４の実施形態では、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の電圧は、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧の（１／ｎ_３）倍よりも大きい。図１５の実施形態では、エネルギー源Ｖ_Ｂ２の電圧は、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧の（１／ｎ_３）倍以下である。

図１４を参照すると、スイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４とスイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４の波形は、同じスイッチング周波数で動作し、デューティサイクルはほぼ５０％同じである。可変周波数制御は第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４を動作するために使用され、従ってこれにより、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電荷電流Ｉ_Ｂ１を決定する共振電流ｉ_Ｓ及びｉ_Ｔが誘導される。

第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４は同期整流器として動作する。つまり、共振電流ｉ_Ｓが正の場合（例えば、時点Ｔ_１とＴ_４の間）、スイッチＳ_Ｓ１及びＳ_Ｓ３はオンになり、共振電流ｉ_Ｓが負の場合（例えば、時点Ｔ_４とＴ_７の間）、スイッチＳ_Ｓ２及びＳ_Ｓ４はオンになる。これにより、スイッチＳ_Ｔ１～Ｓ_Ｔ４の波形に対して、スイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４の波形に位相遅延（例えば、時刻点Ｔ_０～時刻点Ｔ_１まで）が効果的に導入される。

図１５に示すように、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ３及びＳ_Ｓ４を能動的に制御するために、遅延時間（例えば、時点Ｔ_１～時点Ｔ_２まで）が追加される。遅延時間の間、トランス４０２の第２の巻線４４２は、第２段回路４２０のスイッチによって短絡され、図１５に示すように共振電流のｉ_Ｓとｉ_Ｔを増大させる。その結果、エネルギー源Ｖ_Ｂ１の電荷電流Ｉ_Ｂ１は、スイッチング周波数だけでなく遅延時間によっても調整される。

図１６は、本開示の実施形態による、制御してエネルギー源Ｖ_Ｂ２からエネルギー源Ｖ_Ｂ１への電力転送のためのコンバータ４００の制御方法１６００を示すフローチャートである。

ステップ１６１０では、制御装置４０４は、エネルギー源Ｖ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２の電圧、ならびに電流ｉ_Ｓ及びＩ_Ｂ１を検出又は推定することから始まる。

ステップ１６２０では、制御装置４０４は、電流Ｉ_Ｂ１及び／又はエネルギー源Ｖ_Ｂ１の電圧を調整するためにスイッチング周波数を決定する。

ステップ１６３０では、第２段回路４２０のスイッチＳ_Ｓ１～Ｓ_Ｓ４のオン／オフ時間を決定するために、共振電流ｉ_Ｓのゼロ交差瞬間が検出又は推定され、それによって位相遅延を計算する。

ステップ１６４０では、遅延時間は、エネルギー源のＶ_Ｂ１及びＶ_Ｂ２の電圧、及び電流Ｉ_Ｂ１に基づいて決定される。図１４の実施形態では遅延時間はゼロに設定され、図１５の実施形態では遅延時間（例えば、時点Ｔ_１とＴ_２の間）が追加されることに注意されたい。

ステップ１６５０では、制御装置４０４は、第１段回路４１０のスイッチＳ_Ｐ１～Ｓ_Ｐ４を全てオフにし、パルス幅変調器（ＰＷＭ）レジスタのスイッチング周波数、位相遅延、遅延時間、位相シフトを更新し、コンバータ４００は最初から動作を再開する。

図１７は、本開示の別の実施形態による３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１７００を示している。図１７のコンバータ１７００は、第１段回路１７１０の阻止コンデンサＣ_Ｂ１及び第３段回路１７３０の阻止コンデンサＣ_Ｂ２を含むようにコンバータ１７００が実装されていることを除いて、図４のコンバータ４００と実質的に同じである。スイッチの不均一なデューティサイクル及びスイッチ間の不均等な電圧降下に起因するトランス１７０２に印加される不均等な正及び負のボルト秒によって引き起こされるトランス１７０２の飽和を防ぐために、阻止コンデンサＣ_Ｂ１及びＣ_Ｂ２はトランス１７０２の第１巻線１７４１及び第３巻線１７４３にそれぞれ直列に結合される。阻止コンデンサＣ_Ｂ１、Ｃ_Ｂ２、及び第２段回路１７２０の共振コンデンサＣ_Ｒは、巻線１７４１、１７４２、及び１７４３を流れるＤＣ電流を遮断し、トランス１７０２の飽和を防ぐことができる。但し、阻止コンデンサＣ_Ｂ１及びＣ_Ｂ２の静電容量は、共振コンデンサＣ_Ｒの静電容量よりもはるかに大きいので、第２段回路１７２０と第１段回路１７１０の間の直列共振コンバータの共振周波数、及び第２段回路１７２０と第３段回路１７３０の間の直列共振コンバータの共振周波数は、それの阻止コンデンサがない場合とほぼ同じになることが理解されるだろう。これは、例えば、阻止コンデンサＣ_Ｂ１及びＣ_Ｂ２の静電容量をマイクロファラッドの範囲にし、共振コンデンサＣ_Ｒの静電容量をナノファラッドの範囲にすることによって達成できる。一実施形態では、実際の要件によれば、阻止コンデンサＣ_Ｂ２は省略されてもよく、すなわち、第１電力段回路１７１０のみが阻止コンデンサを有する。その結果、回路構成が簡素化されるか、コストが削減される。

スイッチのデューティサイクルの不均一は、ゲート駆動信号の遅延が不均一であること、及びスイッチのオン／オフの遅延が不均一であることに起因していることに注意されたい。最適化された設計手順によって遅延のミスマッチが十分に最小化されている場合、図４に示すように、阻止コンデンサなしに比較的大きなエアギャップを持つトランスを設計することで、トランスの飽和を防ぐことができる。

図１８は、本開示の更なる別の実施形態による、３端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１８００を示している。図１８のコンバータ１８００は、図１７の第２段回路１７２０及び第３段回路１７３０にそれぞれ元々含まれていたインダクタＬ_Ｒ及びＬ_Ｔが、現在では図１８のトランス１８０２に磁気的に統合されていることを除いて、図１７のコンバータ１７００と実質的に同じである。トランス１８０２の巻線１８４１、１８４２、及び１８４３を適切に配置することにより（例えば、隣り合う巻数Ｎ_１、Ｎ_２、及びＮ_３の間に空間／隙間を残すことにより）、これらの巻線の漏れインダクタンスを決定し、直列接続インダクタＬ_Ｒ及びＬ_Ｔとして機能させることができる。第１巻線１８４１の漏れインダクタンスは、第２巻線１８４２及び第３巻線１８４３の漏れインダクタンスと比較して最小化されていることに注意されたい。

図１９は、本開示の実施形態による、４端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１９００を示している。図１９に示すように、コンバータ１９００は、トランス１９０２を介して互いに磁気的に結合され、制御装置１９０４によって個別に制御可能な４つのコンバータ段（すなわち、第１段回路１９１０、第２段回路１９２０、第３段回路１９３０、及び第４段回路１９４０）を含んでいる。図１９に示すように、第１回路１９１０、第３段回路１９３０、及び第４段回路１９４０は、任意に阻止コンデンサを含むことができ、第２段回路１９２０は、阻止コンデンサよりもはるかに小さい静電容量を有する共振コンデンサを含んでいる。

図２０は、本開示の実施形態による、多端子対双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２０００を示している。図２０に示すように、コンバータ２０００は、Ｎ段回路を含むように一般化されている。Ｎ段回路の各々は、阻止コンデンサよりもはるかに小さい静電容量を有する共振コンデンサを代わりに含む第２段回路を除いて、阻止コンデンサを任意に含むことができる。この実施形態では、段回路のうちの１つだけが、ＳＲＣとして電気エネルギーを転送するように構成され、残りの段回路が、ＤＡＢとしてエネルギーを転送するように構成される。いくつかの実施形態では、位相シフト制御は、各ＤＡＢに対して使用でき、位相シフト量は、各ＤＡＢに対して独立して決定できる。

当業者であれば、本開示の範囲内でコンバータの回路トポロジに様々な変更を加えることが可能であることを理解できるだろう。

本開示を説明及び定義する目的で、程度の用語（例えば、「実質的に」、「わずかに」、「約」、「同等」など）は、本明細書では、定量的な比較、値、寸法、又は他の表現に起因する可能性のある固有の不確実性の程度を表すために利用できることに注意されたい。このような程度の用語は、定量的表現が、問題となっている主題の基本的な機能に変化をもたらすことなく、記載された基準（例えば、約１０％以下）から変化し得る程度を表すために、本明細書で使用されることもある。本明細書に別段の記載がない限り、本開示に現れる任意の数値は、記載された値と、程度の用語（例えば、「約」）によって代替的に修正された値の両方であるとみなされる。

本開示の様々な実施形態が本明細書に詳細に記載されているが、当技術分野の当業者であれば、添付の特許請求の範囲に記載されているように、本開示の趣旨を逸脱することなく、修正及び他の実施形態を容易に理解されるだろう。

Claims (19)

1. 多端子対コンバータであって、
   トランスと、１次電力段と、２次電力段と、３次電力段と、制御装置とを備え、
   前記トランスは、１次巻線、２次巻線、及び３次巻線を有し、
   前記１次電力段は、複数の第１スイッチを有し、前記トランスの第１エネルギー源及び前記１次巻線に電気的に接続されており、
   前記２次電力段は、複数の第２スイッチを有し、前記トランスの第２エネルギー源及び前記２次巻線に電気的に接続されており、前記１次電力段及び前記２次電力段は直列共振コンバータを形成し、
   前記３次電力段は、複数の第３スイッチを有し、前記トランスの第３エネルギー源及び前記３次巻線に電気的に接続されており、前記１次電力段及び前記３次電力段はデュアルアクティブブリッジコンバータを形成し、
   前記制御装置は、前記１次電力段、前記２次電力段、及び前記３次電力段に電気的に接続されており、前記多端子対コンバータの動作状態を測定し、制御信号を前記複数の第１スイッチ、前記複数の第２スイッチ、及び前記複数の第３スイッチに提供する、多端子対コンバータ。
2. 請求項１に記載の多端子対コンバータであって、
   前記制御装置は、位相遅延制御を使用して、前記第１及び第２エネルギー源との間でエネルギーを転送するために、前記制御信号を前記複数の第１スイッチ及び前記複数の第２スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える、多端子対コンバータ。
3. 請求項１に記載の多端子対コンバータであって、
   前記制御装置は、位相遅延制御及び遅延時間制御の両方を使用して、前記第１及び第２エネルギー源との間でエネルギーを転送するために、前記制御信号を前記複数の第１スイッチ及び前記複数の第２スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える、多端子対コンバータ。
4. 請求項１に記載の多端子対コンバータであって、
   前記制御装置は、位相遅延制御を使用して、前記第１エネルギー源から前記第２エネルギー源へエネルギーを転送するため、及び、位相シフト制御を使用して、前記第１エネルギー源から前記第３エネルギー源へエネルギーを転送するため、前記制御信号を前記複数の第１スイッチ、前記複数の第２スイッチ、及び前記複数の第３スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える、多端子対コンバータ。
5. 請求項４に記載の多端子対コンバータであって、
   前記制御装置の前記制御ロジックは、前記２次電力段に転送されるエネルギー量を変調するために前記制御信号のスイッチング周波数を変化させるように構成され、前記位相シフト制御は、前記３次電力段に転送されるエネルギー量を変調する、多端子対コンバータ。
6. 請求項５に記載の多端子対コンバータであって、
   前記スイッチング周波数は、前記１次電力段、前記２次電力段、及び前記３次電力段で同じである、多端子対コンバータ。
7. 請求項１に記載の多端子対コンバータであって、
   前記制御装置は、第１及び第２制御信号を前記複数の第１スイッチに送信し、第３及び第４制御信号を前記複数の第２スイッチに送信するように構成される制御ロジックを有し、
   前記第３制御信号は、位相遅延を持つ前記第１制御信号と実質的に同じであり、
   前記第４制御信号は、位相遅延を持つ前記第２制御信号と実質的に同じである、多端子対コンバータ。
8. 請求項１に記載の多端子対コンバータであって、
   前記２次電力段は、前記トランスの前記２次巻線に対して直列になっている第１コンデンサ及び第１インダクタを有する、多端子対コンバータ。
9. 請求項８に記載の多端子対コンバータであって、
   前記３次電力段は、前記トランスの前記３次巻線に対して直列になっている第２インダクタを有する、多端子対コンバータ。
10. 請求項９に記載の多端子対コンバータであって、
    前記１次電力段は、前記トランスの前記１次巻線に対して直列になっている第２コンデンサを有し、
    前記３次電力段は、前記トランスの前記３次巻線に対して直列になっている第３コンデンサを有する、多端子対コンバータ。
11. 請求項１に記載の多端子対コンバータであって、
    前記制御装置は、位相遅延制御及び遅延時間制御を使用して、前記第２エネルギー源から前記第１エネルギー源へエネルギーを転送するため、及び、位相シフト制御を使用して、前記第１エネルギー源から前記第３エネルギー源へエネルギーを転送するため、前記制御信号を前記複数の第１スイッチ、前記複数の第２スイッチ、及び前記複数の第３スイッチに送信するように構成される制御ロジックを備える、多端子対コンバータ。
12. 請求項１に記載の多端子対コンバータであって、
    前記３次電力段は、前記多端子対コンバータの複数の３次電力段のうちの第１の３次電力段であり、
    前記複数の３次電力段のそれぞれは、前記トランスのそれぞれの巻線及びそれぞれのエネルギー源に接続され、
    前記複数の３次電力段のそれぞれは、前記１次電力段と共にそれぞれのデュアルアクティブブリッジコンバータを形成する、多端子対コンバータ。
13. 第１、第２、及び第３段を含む複数の段階を有するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの複数の電気的特性を測定し、
    前記測定された複数の電気的特性に少なくとも部分的に基づいて、スイッチング周波数、位相遅延、及び位相シフトを決定し、
    前記スイッチング周波数において、前記第１段の複数の第１スイッチをスイッチングし、
    前記スイッチング周波数において、前記第２段の複数の第２スイッチのうち少なくとも２つをスイッチングし、前記複数の第１スイッチのうち少なくとも１つをスイッチングすることに対し前記位相遅延によって時間シフトされ、
    前記スイッチング周波数において、前記第３段の複数の第３スイッチのうち少なくとも２つをスイッチングし、前記複数の第１スイッチのうち少なくとも１つをスイッチングすることに対し位相シフトによって時間シフトされる、ことからなる方法。
14. 請求項１３に記載の方法であって、更に、
    前記測定された複数の電気的特性に少なくとも部分的に基づいて、遅延時間を決定し、
    前記スイッチング周波数において、前記第２段の複数の第２スイッチのうち少なくとも２つの他のものをスイッチングし、少なくとも２つの第２スイッチをスイッチングすることに対し遅延時間によって時間シフトされる、ことからなる方法。
15. 請求項１３に記載の方法であって、
    前記複数の段の１つに接続されたエネルギー源の電圧、及び前記複数の段の１つにおける電流からなるグループのうち少なくとも１つを測定する、方法。
16. 請求項１３に記載の方法であって、更に、
    第１巻線が第１段に配線され、第２巻線が第２段に配線され、第３巻線が第３段に配線されたトランスを介して前記複数の段を電気的に結合する、方法。
17. 請求項１６に記載の方法であって、
    前記第２段の共振周波数は、前記トランスの前記第２巻線と直列である第２段インダクタ及び第２段コンデンサによって実質的に決定される、方法。
18. 請求項１６に記載の方法であって、
    前記第３段は、前記トランスの前記第３巻線と直列に第３段インダクタを有している、方法。
19. 多端子対コンバータであって、
    第１巻線、第２巻線、及び第３巻線を有するトランスと、
    第１電力段及び第２電力段によって形成された直列共振コンバータと、
    前記第１電力段及び第３電力段によって形成されたデュアルアクティブブリッジコンバータとを備え、
    前記第１電力段は前記第１巻線に配線され、前記第２電力段は前記第２巻線に配線され、前記第３電力段は前記第３巻線に配線される、多端子対コンバータ。

Images