JP6959167B2 - Power factor improvement circuit - Google Patents
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Description
この発明は、力率改善回路に関し、特に、入力される交流電圧を整流して直流電圧を出力する直流電源装置等に利用される力率改善回路に関する。 The present invention relates to a power factor improving circuit, and more particularly to a power factor improving circuit used in a DC power supply device or the like that rectifies an input AC voltage and outputs a DC voltage.
従来から、交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が利用されており、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路部分に、力率を改善する力率改善回路（ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路とも呼ぶ）が用いられている。
力率改善回路は、高調波電流の発生を抑制して、交流の皮相電力に対する有効電力を改善する回路である。
従来のＰＦＣ回路では、ＡＣ／ＤＣ変換を行う４つのブリッジダイオードを、シリコンＭＯＳＦＥＴに置き換えたもの、あるいは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT）とこのIGBTに並列に接続したダイオードとからなる素子に置き換えたものが使用されている。
Conventionally, a DC power supply device that converts an AC voltage input from an AC power supply into a DC voltage has been used, and a power factor improvement that improves the power factor in the AC / DC conversion circuit part that converts the AC voltage into a DC voltage has been used. A circuit (also called a PFC (Power Factor Correction) circuit) is used.
The power factor improving circuit is a circuit that suppresses the generation of harmonic current and improves the active power with respect to the apparent power of alternating current.
In a conventional PFC circuit, four bridge diodes that perform AC / DC conversion are replaced with silicon MOSFETs, or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and a diode connected in parallel with this IGBT are used. The element replaced with the element is used.
また、特許文献１では、交流入力を全波整流して得られる電圧よりも高い直流出力電圧を得るために、全波整流回路を構成する２つの整流ダイオードと逆並列にトランジスタを接続したＡＣ／ＤＣ変換回路が提案されている。
また、特許文献２では、全波整流回路を構成する４つの整流ダイオードのうち、リアクタに接続される２つの整流ダイオードに高速ダイオードを用い、２つの高速ダイオードとそれぞれ逆方向に電流が流れる向きに並列接続された２個のスイッチング素子を備えた直流電源装置が提案されている。
Further, in
Further, in Patent Document 2, among the four rectifier diodes constituting the full-wave rectifier circuit, high-speed diodes are used for the two rectifier diodes connected to the reactor, and the current flows in the opposite directions to the two high-speed diodes. A DC power supply device including two switching elements connected in parallel has been proposed.
しかし、従来のＰＦＣ回路において、ブリッジダイオードを、シリコンＭＯＳＦＥＴに置き換えたものでは、シリコンＭＯＳＦＥＴの構造上、ダイオードが並列に形成されているために、ＰＦＣ回路が動作していない場合に、このダイオードを介して、直流電圧の出力側に、直流電流が流れ、損失が発生していた。
また、特許文献１や特許文献２でも、同様に、全波整流回路を構成するトランジスタやスイッチング素子と並列に、整流ダイオードが接続されているために、この整流ダイオードを介して、直流電圧の出力側に、直流電流が流れる。
したがって、従来のＰＦＣ回路では、ＰＦＣ回路が動作していない場合に直流電流が流れるので、出力される直流電圧を、入力される交流電圧よりも低くすることができなかった。
However, in the conventional PFC circuit in which the bridge diode is replaced with a silicon MOSFET, the diode is formed in parallel due to the structure of the silicon MOSFET, so that this diode is used when the PFC circuit is not operating. A direct current flows through the output side of the direct current voltage, causing a loss.
Similarly, in
Therefore, in the conventional PFC circuit, since the DC current flows when the PFC circuit is not operating, the output DC voltage cannot be made lower than the input AC voltage.
たとえば、従来のＰＦＣ回路を備えた直流電源装置を組み込んだエアコンでは、出力される直流電圧でコンプレッサを駆動するが、室温が暖房の設定温度に近い場合（暖房中間状態）は、コンプレッサを使用していない状態か、あるいは、低負荷で使用している状態であって、交流電圧よりも低い直流電圧でもコンプレッサを動作できるにもかかわらず、コンプレッサを駆動する直流電圧を交流電圧よりも低くすることができず、損失が発生していた。
このようなエアコンの暖房中間状態のような場合には、直流電圧を下げでもエアコンの所定の動作には問題がないので、省エネルギー等の観点から、できるだけ直流電圧を下げて、損失をさらに低減させることが望まれる。
For example, in an air conditioner incorporating a DC power supply equipped with a conventional PFC circuit, the compressor is driven by the output DC voltage, but when the room temperature is close to the set temperature for heating (intermediate heating state), the compressor is used. The DC voltage that drives the compressor should be lower than the AC voltage even though the compressor can be operated with a DC voltage lower than the AC voltage when it is not used or is used with a low load. Could not be done, and a loss was incurred.
In such an intermediate heating state of the air conditioner, there is no problem in the predetermined operation of the air conditioner even if the DC voltage is lowered. Therefore, from the viewpoint of energy saving and the like, the DC voltage is lowered as much as possible to further reduce the loss. Is desired.
そこで、この発明は、以上のような事情を考慮してなされたものであり、力率改善回路が動作していない場合において、力率改善回路から出力される直流電圧を、入力される交流電圧よりも低下させることができ、電力損失を低減させることができる力率改善回路を提供することを課題とする。 Therefore, the present invention has been made in consideration of the above circumstances, and when the power factor improving circuit is not operating, the DC voltage output from the power factor improving circuit is input to the AC voltage. It is an object of the present invention to provide a power factor improving circuit capable of reducing the power loss.
この発明は、入力された交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路に並列に接続され、前記全波整流された後の直流電圧を平滑するコンデンサとを備え、前記整流回路が、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードとからなり、前記スイッチング素子が、窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子であり、前記スイッチング素子を、所定の時間間隔で交互にオン状態およびオフ状態にすることにより、前記交流電圧をスイッチングして全波整流された直流電圧を生成し、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を出力することを特徴とする力率改善回路を提供するものである。 The present invention includes a rectifier circuit that full-wave rectifies an input AC voltage and a capacitor that is connected in parallel to the rectifier circuit and smoothes a DC voltage after the full-wave rectification. It is composed of two switching elements and two diodes, the switching element is an electric field effect transistor element using gallium nitride, and the switching elements are alternately turned on and off at predetermined time intervals. The present invention provides a power factor improving circuit characterized by switching the AC voltage to generate a full-wave rectified DC voltage and outputting the DC voltage applied to both ends of the capacitor.
また、直列接続された２つの前記スイッチング素子と、直列接続された２つの前記ダイオードとが、並列に接続され、前記交流電圧が入力される２つの入力端子のうち、一方の入力端子に直列に接続されたリアクタと、２つのスイッチング素子の中間点とが接続され、他方の入力端子と、２つのダイオードの中間点とが接続され、一方のスイッチング素子と一方のダイオードとが接続された中間点と、他方のスイッチング素子と他方のダイオードとが接続された中間点との間に、前記コンデンサが接続されることを特徴とする。 Further, the two switching elements connected in series and the two diodes connected in series are connected in parallel, and the AC voltage is input in series with one of the two input terminals. The connected reactor and the midpoint of the two switching elements are connected, the other input terminal and the midpoint of the two diodes are connected, and the midpoint where one switching element and one diode are connected. The capacitor is connected between the other switching element and the intermediate point where the other diode is connected.
また、前記２つのダイオードを、シリコンを使用した電界効果トランジスタ素子に置き換えたことを特徴とする。
また、前記窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子のゲート端子とソース端子との間に、並列に、コンデンサを備えてもよい。
Further, the two diodes are replaced with field effect transistor elements using silicon.
Further, a capacitor may be provided in parallel between the gate terminal and the source terminal of the field effect transistor element using the gallium nitride.
また、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を取得する直流電圧取得部と、前記出力される直流電圧で動作する負荷機器の最低動作電圧を算出する最低動作電圧算出部と、前記取得された直流電圧と、前記算出された最低動作電圧とを比較する電圧比較部と、前記スイッチング素子を、オン状態またはオフ状態に制御するスイッチング素子制御部とを備え、前記電圧比較部による直流電圧と最低動作電圧との比較結果に基づいて、前記スイッチング素子制御部が、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧が前記最低動作電圧に近づくように、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする。 Further, a DC voltage acquisition unit that acquires the DC voltage applied to both ends of the capacitor, a minimum operating voltage calculation unit that calculates the minimum operating voltage of the load device that operates at the output DC voltage, and the acquired DC voltage. A voltage comparison unit that compares the calculated minimum operating voltage with the calculated minimum operating voltage, and a switching element control unit that controls the switching element to an on state or an off state, and the DC voltage and the minimum operating voltage by the voltage comparison unit. Based on the comparison result with the above, the switching element control unit controls the switching element so that the DC voltage applied to both ends of the capacitor approaches the minimum operating voltage.
また、前記取得された直流電圧から前記最低動作電圧を減算した差分電圧が、所定の差分比較値よりも大きい場合に、前記スイッチング素子制御部が、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を低下させるように、前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態を制御することを特徴とする。 Further, when the differential voltage obtained by subtracting the minimum operating voltage from the acquired DC voltage is larger than a predetermined difference comparison value, the switching element control unit reduces the DC voltage applied to both ends of the capacitor. In addition, it is characterized in that the on state and the off state of the switching element are controlled.
また、前記取得された直流電圧から前記最低動作電圧を減算した差分電圧が、所定の差分比較値以下の場合に、前記スイッチング素子制御部が、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を上昇させるように、前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態を制御することを特徴とする。 Further, when the differential voltage obtained by subtracting the minimum operating voltage from the acquired DC voltage is equal to or less than a predetermined difference comparison value, the switching element control unit increases the DC voltage applied to both ends of the capacitor. It is characterized in that the on state and the off state of the switching element are controlled.
また、前記出力される直流電圧で動作する負荷機器が、力率改善回路に接続された場合に、力率改善回路から出力される出力電力の電力値を取得する出力電力取得部と、力率改善回路に入力される入力電力の電力値を取得する入力電力取得部と、前記取得された入力電力の電力値と出力電力の電力値とから、現在の電力損失を算出し、現在の電力損失と前回算出した電力損失とを比較する損失算出比較部と、前記スイッチング素子を、オン状態またはオフ状態に制御するスイッチング素子制御部とを備え、前記損失算出比較部による比較の結果、電力損失が上昇傾向にある場合は、前記スイッチング素子制御部が、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を上昇させるように、前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態を制御することを特徴とする。
また、前記スイッチング素子は、オフ状態のときに電流を流す素子内ダイオードを含まないことを特徴とする。
In addition, an output power acquisition unit that acquires the power value of the output power output from the power factor improvement circuit when the load device operating at the output DC voltage is connected to the power factor improvement circuit, and a power factor. The current power loss is calculated from the input power acquisition unit that acquires the power value of the input power input to the improvement circuit, and the power value of the acquired input power and the power value of the output power, and the current power loss. A loss calculation comparison unit that compares the power loss calculated last time with the power loss calculated last time, and a switching element control unit that controls the switching element to an on state or an off state are provided, and as a result of comparison by the loss calculation comparison unit, the power loss is When there is an upward trend, the switching element control unit controls the on state and the off state of the switching element so as to increase the DC voltage applied to both ends of the capacitor.
Further, the switching element is characterized in that it does not include an in-element diode through which a current flows when in the off state.
また、この発明は、上記したようないずれかの力率改善回路と、交流電力を入力する交流入力部とを備え、前記交流入力部に入力された交流電力の交流電圧が、力率改善回路に入力され、前記力率改善回路によって生成された直流電圧を、負荷機器に出力する交流直流変換装置を提供するものである。
この交流直流変換装置は、前記負荷機器がコンプレッサである場合、前記力率改善回路によって生成された直流電圧を利用して、前記コンプレッサを動作させる。
Further, the present invention includes any of the power factor improving circuits as described above and an AC input unit for inputting AC power, and the AC voltage of the AC power input to the AC input unit is a power factor improving circuit. Provided is an AC / DC converter that outputs a DC voltage input to the load device and generated by the power factor improving circuit to a load device.
When the load device is a compressor, the AC / DC converter operates the compressor by utilizing the DC voltage generated by the power factor improving circuit.
また、この発明は、入力された交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路に並列に接続され、前記全波整流された後の直流電圧を平滑するコンデンサとを備え、前記整流回路が、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードとからなり、前記スイッチング素子が、窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子であり、前記スイッチング素子を、所定の時間間隔で交互にオン状態およびオフ状態にすることにより、前記交流電圧をスイッチングして全波整流された直流電圧を生成し、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を出力する力率改善回路の直流電圧制御方法であって、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を取得し、前記出力される直流電圧で動作する負荷機器の最低動作電圧を算出し、前記取得された直流電圧と、前記算出された最低動作電圧とを比較し、直流電圧と最低動作電圧との比較結果に基づいて、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧が前記最低動作電圧に近づくように、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする力率改善回路の直流電圧制御方法を提供するものである。 The present invention also includes a rectifying circuit that full-wave rectifies the input AC voltage and a capacitor that is connected in parallel to the rectifying circuit and smoothes the DC voltage after the full-wave rectifying. Is composed of two switching elements and two diodes, the switching element is a voltage effect transistor element using gallium nitride, and the switching elements are alternately turned on and off at predetermined time intervals. This is a DC voltage control method of a power factor improving circuit that switches the AC voltage to generate a full-wave rectified DC voltage and outputs the DC voltage applied to both ends of the capacitor. The DC voltage applied to the device is acquired, the minimum operating voltage of the load device operating at the output DC voltage is calculated, and the acquired DC voltage is compared with the calculated minimum operating voltage to obtain the DC voltage. Based on the result of comparison with the minimum operating voltage, a method for controlling the DC voltage of the power factor improving circuit, which comprises controlling the switching element so that the DC voltage applied across the capacitor approaches the minimum operating voltage. It is to provide.
この発明によれば、入力された交流電圧を全波整流する整流回路が、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードとからなり、スイッチング素子が、窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子であるので、スイッチング素子を、所定の時間間隔で交互にオン状態およびオフ状態にすることにより、前記交流電圧をスイッチングして全波整流された直流電圧を生成するときに、力率改善回路が動作していない場合において、出力される直流電圧を、入力される交流電圧よりも低下させることができ、力率改善回路などによる電力損失を低減させることができる。 According to the present invention, the rectifier circuit that full-wave rectifies the input AC voltage is composed of two switching elements and two diodes, and the switching element is an electric field effect transistor element using gallium nitride. The power factor improvement circuit is not operating when the AC voltage is switched to generate a full-wave rectified DC voltage by alternately turning the switching element on and off at predetermined time intervals. In some cases, the output DC voltage can be made lower than the input AC voltage, and the power loss due to the power factor improving circuit or the like can be reduced.
以下、図面を使用して本発明の実施の形態を説明する。なお、以下の実施例の記載によって、この発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. It should be noted that the description of the following examples does not limit the present invention.
（実施例１）
＜力率改善回路を含む交流直流変換装置の構成＞
図１に、この発明の力率改善回路を含む交流直流変換装置の実施例１の構成ブロック図を示す。
交流直流変換装置は、力率改善回路と、交流電力を入力する交流入力部とを備え、交流入力部に入力された交流電力の交流電圧が、力率改善回路に入力され、力率改善回路によって生成された直流電圧を、負荷機器に出力するものである。
たとえば、負荷機器がコンプレッサである場合、交流直流変換装置は、力率改善回路によって生成された直流電圧を利用して、コンプレッサを動作させる。
(Example 1)
<Configuration of AC / DC converter including power factor improvement circuit>
FIG. 1 shows a block diagram of a first embodiment of an AC / DC converter including the power factor improving circuit of the present invention.
The AC-DC converter includes a power factor improving circuit and an AC input unit for inputting AC power, and the AC voltage of the AC power input to the AC input unit is input to the power factor improving circuit to improve the power factor. The DC voltage generated by the above is output to the load equipment.
For example, when the load device is a compressor, the AC-DC converter operates the compressor by utilizing the DC voltage generated by the power factor improving circuit.
図１の交流直流変換装置は、負荷機器がコンプレッサの場合を示しており、コンプレッサを動作させるのに必要な直流電力を生成する装置である。この装置では、入力される交流電力を直流電力に変換し、力率改善回路から出力される直流電流を、コンプレッサの動作を制御するコンプレッサ駆動部に与える。
後述するような力率改善回路を構成する２つのGaNスイッチング素子のON動作とOFF動作を高速に切り替えて、直流電圧と直流電流を生成する。
また、GaNスイッチング素子は、オフ状態のときに電流を流す素子内ダイオードを含まないので、オフ状態では交流電流が流れないという特性を利用して、入力された交流電圧よりも低い電圧を持つ直流電圧が生成できるように、GaNスイッチング素子を制御する。
The AC / DC converter shown in FIG. 1 shows a case where the load device is a compressor, and is a device that generates DC power required to operate the compressor. In this device, the input AC power is converted into DC power, and the DC current output from the power factor improving circuit is given to the compressor drive unit that controls the operation of the compressor.
A DC voltage and a DC current are generated by switching the ON operation and the OFF operation of the two GaN switching elements constituting the power factor improving circuit as described later at high speed.
In addition, since the GaN switching element does not include a diode inside the element that allows current to flow in the off state, direct current with a voltage lower than the input AC voltage is utilized by taking advantage of the characteristic that AC current does not flow in the off state. Control the GaN switching element so that a voltage can be generated.
図１において、交流直流変換装置は、主として、交流入力部１１と、力率改善回路１２と、直流電圧検出部１３と、コンプレッサ駆動部１４と、スイッチング素子制御部１６と、直流電圧制御部２０とからなり、コンプレッサ１５の動作を制御する。
In FIG. 1, the AC / DC converter mainly includes an
交流入力部１１は、交流電力を入力する部分である。たとえば、商用電源が接続された場合、周波数が５０Hzまたは６０Hzで交流電圧が１００ボルトの交流電力が入力される。
The
力率改善回路１２は、高調波電流の発生を抑制するための回路であり、交流電圧を整流して所定の直流電圧を生成する回路（以下、ＰＦＣ回路とも呼ぶ）である。
力率改善回路１２は、主として、入力された交流電圧を全波整流する整流回路と、整流回路に並列に接続され、全波整流された後の直流電圧を平滑するコンデンサとを備える。
整流回路は、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードとからなる。
また、２つのスイッチング素子を、所定の時間間隔で交互にオン状態およびオフ状態にすることにより、交流電圧をスイッチングして全波整流された直流電圧を生成し、全波整流された直流を、コンデンサによって平滑な波形の直流にして、コンデンサの両端にかかる直流電圧を出力する。
The power
The power
The rectifier circuit consists of two switching elements and two diodes.
Further, by alternately turning the two switching elements on and off at predetermined time intervals, the AC voltage is switched to generate a full-wave rectified DC voltage, and the full-wave rectified DC is generated. A DC with a smooth waveform is created by the capacitor, and the DC voltage applied across the capacitor is output.
この発明では、スイッチング素子として、窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子を使用する。
以下、窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子を、ＧａＮスイッチング素子、ＧａＮ素子、あるいは、窒化ガリウムＭＯＳＦＥＴと呼ぶことにする。
力率改善回路１２の具体的な回路については、後述する図２などに示す。
In the present invention, a field effect transistor element using gallium nitride is used as the switching element.
Hereinafter, the field effect transistor element using gallium nitride will be referred to as a GaN switching element, a GaN element, or a gallium nitride MOSFET.
The specific circuit of the power
従来の力率改善回路では、スイッチング素子として、シリコンを使用した電界効果トランジスタ素子（以下、シリコンスイッチング素子、シリコン素子、あるいは、シリコンＭＯＳＦＥＴとも呼ぶ）が用いられている。
しかし、この発明では、直流電圧の低下や、電力損失の低減のために、スイッチング素子として、ＧａＮスイッチング素子を用いる。
In the conventional power factor improving circuit, a field effect transistor element using silicon (hereinafter, also referred to as a silicon switching element, a silicon element, or a silicon MOSFET) is used as the switching element.
However, in the present invention, a GaN switching element is used as the switching element in order to reduce the DC voltage and the power loss.
図１２に、シリコンスイッチング素子とGaNスイッチング素子の概略説明図を示す。
図１２（a）に、シリコンスイッチング素子の構成を示し、図１２（b）に、GaNスイッチング素子の構成を示す。
シリコンスイッチング素子は、主にシリコンを材料として作成されたMOSFETである。
図１２（a）に示すように、ドレイン端子、ゲート端子、ソース端子を備え、素子の内部には、ダイオード（素子内ダイオード）が形成されている。
一般的に、ソース端子とゲート端子間に所定以上の電圧を印加することによって、素子はオン状態となり、ソース端子からドレイン端子に電流が流れる。
素子内ダイオードの向きは、ソース端子からドレイン端子の方向に順方向であり、シリコンスイッチング素子がオフ状態でも、この素子内ダイオードを通って、電流が流れる。
FIG. 12 shows a schematic explanatory view of a silicon switching element and a GaN switching element.
FIG. 12A shows the configuration of the silicon switching element, and FIG. 12B shows the configuration of the GaN switching element.
Silicon switching elements are MOSFETs made mainly of silicon.
As shown in FIG. 12A, a drain terminal, a gate terminal, and a source terminal are provided, and a diode (diode in the element) is formed inside the element.
Generally, by applying a voltage equal to or higher than a predetermined voltage between the source terminal and the gate terminal, the element is turned on and a current flows from the source terminal to the drain terminal.
The direction of the diode in the element is forward from the source terminal to the drain terminal, and even when the silicon switching element is off, a current flows through the diode in the element.
一方、GaNスイッチング素子は、主に窒化ガリウム（GaN）を材料として作成されたMOSFETである。
GaNスイッチング素子は、シリコンではなく、窒化ガリウム（GaN）を材料として用いているために、シリコンスイッチング素子よりもオン抵抗が低く、電力損失を低減できるという特性がある。
On the other hand, the GaN switching device is a MOSFET mainly made of gallium nitride (GaN) as a material.
Since the GaN switching element uses gallium nitride (GaN) as a material instead of silicon, it has a characteristic that the on-resistance is lower than that of the silicon switching element and the power loss can be reduced.
図１２（b）に示すように、シリコンスイッチング素子と同様に、ドレイン端子、ゲート端子、ソース端子を備えるが、素子の内部には、ダイオードは、形成されていない。
GaNスイッチング素子がオン状態であるとき、印加電圧の方向に応じて、ソース端子からドレイン端子の方向、または、ドレイン端子からソース端子の方向に電流が流れる。
また、GaNスイッチング素子がオフ状態の場合、素子の内部にダイオードが形成されていないので、素子の内部を通って電流が流れることがない。
As shown in FIG. 12B, a drain terminal, a gate terminal, and a source terminal are provided as in the silicon switching element, but a diode is not formed inside the element.
When the GaN switching element is in the ON state, a current flows from the source terminal to the drain terminal or from the drain terminal to the source terminal depending on the direction of the applied voltage.
Further, when the GaN switching element is in the off state, since the diode is not formed inside the element, no current flows through the inside of the element.
直流電圧検出部１３は、力率改善回路１２によって生成された直流電圧を検出する部分である。たとえば、コンデンサ３４の両端にかかる直流電圧であって、コンプレッサ駆動部１４に入力される直前の直流電圧を検出する。
検出された直流電圧は、直流電圧制御部２０に与えられ、直流電圧の電圧値が取得される。
The DC
The detected DC voltage is given to the DC
コンプレッサ駆動部１４は、コンプレッサ１５を動作させる部分であり、コンプレッサに含まれる直流モータを駆動するインバータに相当する。
The
スイッチング素子制御部１６は、スイッチング素子を、オン状態またはオフ状態に制御する部分であり、後述するように、図２の力率改善回路１２に含まれるＧａＮスイッチング素子を制御する部分である。
たとえば、直流電圧制御部２０から与えられるスイッチング信号に基づいて、ＧａＮスイッチング素子のオン状態（短絡状態）と、オフ状態（開放状態）を作り出す。
後述するように、スイッチング信号としてオン信号が与えられると、ＧａＮスイッチング素子をオン状態にし、オフ信号が与えられると、ＧａＮスイッチング素子をオフ状態にするように制御する。
具体的には、ＧａＮスイッチング素子のゲート電圧を制御する。
The switching
For example, an on state (short circuit state) and an off state (open state) of the GaN switching element are created based on the switching signal given from the DC
As will be described later, when an on signal is given as the switching signal, the GaN switching element is turned on, and when an off signal is given, the GaN switching element is controlled to be turned off.
Specifically, the gate voltage of the GaN switching element is controlled.
直流電圧制御部２０は、コンプレッサ駆動部１４に与えられる直流電圧を制御する部分である。
直流電圧制御部２０は、主として、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏコントローラ、タイマー等からなるマイクロコンピュータによって実現される。
直流電圧の制御は、力率改善回路１２のＧａＮスイッチング素子をオンするタイミングと、オフするタイミングを変更し、オンとオフの時間的間隔（周期）を調整することにより行う。
たとえば、ＧａＮスイッチング素子をオフする時間を短くすることにより、直流電圧を上昇させる。また、ＧａＮスイッチング素子をオフする時間を長くすることにより、直流電圧を低下させる。
The DC
The DC
The DC voltage is controlled by changing the timing of turning on the GaN switching element of the power
For example, the DC voltage is increased by shortening the time for turning off the GaN switching element. Further, the DC voltage is lowered by lengthening the time for turning off the GaN switching element.
また、後述するように、直流電圧制御部２０は、検出された直流電圧と、コンプレッサの最低動作電圧とを利用して、コンプレッサ駆動部１４に与えられる直流電圧がほぼ最低動作電圧に近似した数値となるように、ＧａＮスイッチング素子を制御して、直流電圧を上昇または低下させる。
さらに、この発明では、スイッチング素子として、ＧａＮ（窒化ガリウム）を材料として用いたスイッチング素子を用いることにより、生成する直流電圧の数値を、交流電圧の数値よりも低くする。
Further, as will be described later, the DC
Further, in the present invention, by using a switching element using GaN (gallium nitride) as a material as the switching element, the value of the generated DC voltage is made lower than the value of the AC voltage.
図１において、直流電圧制御部２０は、直流電圧取得部２１と、最低動作電圧算出部２２と、電圧比較部２３と、スイッチング信号生成部２４とからなる。
これらの各構成要素は、ＣＰＵが、所定のプログラムに基づいて実行する機能ブロックであり、各構成要素の機能は、ＲＯＭ等に予め格納された制御プログラムに基づいて、各種ハードウェアを有機的に動作させて、実現される。ただし、これらの各構成要素を、電子回路を組み合わせたハードウェアにより構成してもよい。
In FIG. 1, the DC
Each of these components is a functional block executed by the CPU based on a predetermined program, and the function of each component organically implements various hardware based on a control program stored in advance in a ROM or the like. It works and is realized. However, each of these components may be configured by hardware in which electronic circuits are combined.
直流電圧取得部２１は、直流電圧検出部１３によって検出された直流電圧の数値を取得する部分である。すなわち、コンデンサ３４の両端にかかる直流電圧であって、コンプレッサ駆動部１４に現在与えられている直流電圧を取得する。以下、取得された直流電圧を、Vdcとする。
The DC
最低動作電圧算出部２２は、力率改善回路から出力される直流電圧で動作する負荷機器の最低動作電圧を算出する部分である。
たとえば、図１のコンプレッサ１５の最低動作電圧を算出する部分である。
コンプレッサの最低動作電圧とは、コンプレッサが脱調せず回転を維持できる最低の動作電圧を意味する電圧である。
この最低動作電圧は、コンプレッサ駆動部１４が駆動するコンプレッサの回転数や負荷トルクなどから計算できる。たとえば、コンプレッサの極数、相間誘起電圧、モータ抵抗値、インダクタンスなどを利用して、最低動作電圧が算出される。
以下、算出された最低動作電圧を、Vcpとする。
The minimum operating
For example, it is a part for calculating the minimum operating voltage of the
The minimum operating voltage of the compressor is a voltage that means the minimum operating voltage at which the compressor can maintain rotation without stepping out.
This minimum operating voltage can be calculated from the number of revolutions of the compressor driven by the
Hereinafter, the calculated minimum operating voltage is referred to as Vcp.
たとえば、エアコンのコンプレッサを駆動させる場合において、暖房中間状態など、コンプレッサをほとんど使用していない状態では、交流電圧よりも低い直流電圧を、コンプレッサ駆動部１４に与えて、エアコンのコンプレッサを駆動させても問題はない。
コンプレッサの最低動作電圧が交流電圧よりも低い場合、コンプレッサ駆動部１４に与える直流電圧を、最低動作電圧まで低下させ、最低動作電圧近傍の直流電圧を利用して、コンプレッサを駆動させることが、省エネルギーと、損失を低下させる観点で好ましい。
For example, when driving the compressor of an air conditioner, in a state where the compressor is rarely used, such as in an intermediate heating state, a DC voltage lower than the AC voltage is applied to the
When the minimum operating voltage of the compressor is lower than the AC voltage, reducing the DC voltage applied to the
電圧比較部２３は、直流電圧取得部２１によって取得された直流電圧Vdcと、最低動作電圧算出部２２によって算出された負荷機器（コンプレッサ）の最低動作電圧Vcpとを比較する部分である。
これらの電圧を比較した結果によって、ＧａＮスイッチング素子をスイッチング制御して、直流電圧Vdcを、最低動作電圧Vcpに近づくように、上昇または低下させる。
The
Based on the result of comparing these voltages, the GaN switching element is switched and controlled to raise or lower the DC voltage Vdc so as to approach the minimum operating voltage Vcp.
たとえば、現在取得された直流電圧Vdcが、最低動作電圧Vcpよりも大きく、直流電圧Vdcと最低動作電圧Vcpとの差分（Vsa＝Vdc−Vcp）が、所定のしきい値V0よりも大きい場合は、直流電圧Vdcを低下させるように、ＧａＮスイッチング素子をスイッチング制御する。具体的には、ＧａＮスイッチング素子をオフする時間を長くする。 For example, if the currently acquired DC voltage Vdc is greater than the minimum operating voltage Vcp and the difference between the DC voltage Vdc and the minimum operating voltage Vcp (Vsa = Vdc-Vcp) is greater than the predetermined threshold V0. , The GaN switching element is switched and controlled so as to reduce the DC voltage Vdc. Specifically, the time for turning off the GaN switching element is lengthened.
逆に、現在取得された直流電圧Vdcが、最低動作電圧Vcp以下であって、直流電圧Vdcと最低動作電圧Vcpとの差分（Vsa＝Vdc−Vcp）が、所定のしきい値V0以下の場合は、直流電圧Vdcを上昇させるように、ＧａＮスイッチング素子をスイッチング制御する。具体的には、ＧａＮスイッチング素子をオフする時間を短くする。 On the contrary, when the currently acquired DC voltage Vdc is equal to or less than the minimum operating voltage Vcp and the difference (Vsa = Vdc-Vcp) between the DC voltage Vdc and the minimum operating voltage Vcp is equal to or less than the predetermined threshold value V0. Controls the switching of the GaN switching element so as to raise the DC voltage Vdc. Specifically, the time for turning off the GaN switching element is shortened.
スイッチング信号生成部２４は、スイッチング素子のオンオフ動作を制御するために、スイッチング素子制御部１６に与えるスイッチング信号を生成する部分である。
スイッチング信号には、スイッチング素子をオンさせるオン信号と、スイッチング素子をオフさせるオフ信号とがある。
たとえば、電圧比較部２３によって、直流電圧Vdcを上昇または低下させる電圧値が決まれば、直流電圧がその電圧値となるように、所定の時間間隔で、オン信号とオフ信号を、スイッチング素子制御部１６に与える。
The switching
The switching signal includes an on signal that turns on the switching element and an off signal that turns off the switching element.
For example, if the
コンプレッサ１５は、空気などを圧縮する機械であり、たとえば、エアコンや冷蔵庫の冷媒を圧縮する装置である。
コンプレッサ駆動部１４とコンプレッサ１５は、力率改善回路１２から出力される直流電圧によって駆動される負荷に相当する。
このような負荷は、コンプレッサ駆動部１４とコンプレッサ１５に限るものではない。
以下の実施例では、力率改善回路１２から出力される直流電圧によって駆動される負荷として、コンプレッサ駆動部１４とコンプレッサ１５を使用するものとして説明する。
The
The
Such a load is not limited to the
In the following embodiment, it is assumed that the
以上のように、力率改善回路のスイッチング素子として、ＧａＮスイッチング素子を用いて、ＧａＮスイッチング素子をオンオフ制御することにより、コンプレッサ駆動部１４に与える直流電圧を上昇または低下させることができ、特に、直流電圧を、入力される交流電圧よりも低くすることができ、力率改善回路などによる電力損失も低減することができる。
As described above, by using a GaN switching element as the switching element of the power factor improving circuit and controlling the GaN switching element on and off, the DC voltage applied to the
図２に、この発明の力率改善回路を含む交流直流変換装置の実施例１の回路構成図を示す。
ここでは、主として、図１に示した交流入力部１１と、力率改善回路１２と、直流電圧検出部１３に関係する部分の回路を示す。
交流入力部１１は、交流電圧を入力する２つの入力端子（T1,T2）からなり、交流の周期に対応して、入力端子（T1,T2）に入力される電圧値が反転する。
交流入力部１１の交流電圧を入力する２つの入力端子のうち、一方の入力端子T1には、直列に、リアクタ３１が接続される。さらに、このリアクタ３１と、２つのＧａＮスイッチング素子の中間点とが接続される。また、他方の入力端子T2は、２つのダイオードの中間点と接続される。
リアクタ３１は、起電力を発生させ、直流電圧を昇圧するために接続される。
FIG. 2 shows a circuit configuration diagram of Example 1 of an AC / DC converter including the power factor improving circuit of the present invention.
Here, mainly the circuits of the
The
Of the two input terminals for inputting the AC voltage of the
The
力率改善回路１２は、上記したような整流回路とコンデンサからなる全波整流回路に相当する。
整流回路は、直列接続された２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）と、直列接続された２つのダイオード（３３a、３３b）とからなり、２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）と、２つのダイオード（３３a、３３b）は、並列に接続される。
２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）の接続は、たとえば、ＧａＮスイッチング素子３２aのソース端子と、ＧａＮスイッチング素子３２bのドレイン端子とを接続すればよい。
直列接続された２つのダイオード（３３a、３３b）の順方向の向きは、同方向とする。
The power
The rectifier circuit consists of two GaN switching elements (32a, 32b) connected in series and two diodes (33a, 33b) connected in series, two GaN switching elements (32a, 32b), and two. The diodes (33a, 33b) are connected in parallel.
The two GaN switching elements (32a, 32b) may be connected, for example, by connecting the source terminal of the
The forward orientations of the two diodes (33a, 33b) connected in series are the same.
上記したように、直列接続された２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）の中間点には、リアクタ３１の一方が接続される。
直列接続された２つのダイオード（３３a、３３b）の中間点には、交流入力部１１の他方の端子T2が接続される。
As described above, one of the
The other terminal T2 of the
２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）のゲート端子は、スイッチング素子制御部１６に接続される。すなわち、スイッチング素子制御部１６によって、ＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）のゲート端子に入力されるゲート電圧が制御される。
ＧａＮスイッチング素子３２aとダイオード３３aとの中間点と、ＧａＮスイッチング素子３２bとダイオード３３bとの中間点は、それぞれコンプレッサ駆動部１４に接続され、る。ＧａＮスイッチング素子３２bとダイオード３３bとの中間点は、接地されるものとする。
The gate terminals of the two GaN switching elements (32a, 32b) are connected to the switching
The intermediate point between the
また、一方のＧａＮスイッチング素子３２aと一方のダイオード３３aとの中間点とコンプレッサ駆動部１４とを接続した経路と、他方のＧａＮスイッチング素子３２bと他方のダイオード３３bとの中間点とコンプレッサ駆動部１４とを接続した経路との間に、並列に、コンデンサ３４が接続される。
コンデンサ３４は、全波整流された直流電圧（脈流）の波形を平滑にするためのものであり、平滑コンデンサと呼ぶ。平滑コンデンサとしては、たとえば、電解コンデンサが用いられる。
Further, the path connecting the intermediate point between one
The capacitor 34 is for smoothing the waveform of a DC voltage (pulsating current) that has been full-wave rectified, and is called a smoothing capacitor. As the smoothing capacitor, for example, an electrolytic capacitor is used.
さらに、ＧａＮスイッチング素子３２aとダイオード３３aとの中間点と、コンプレッサ駆動部１４とを接続した経路において、コンデンサ３４よりもコンプレッサ駆動部１４に近い位置から、直流電圧制御部２０に対して、接続線が引き出される。
同様に、ＧａＮスイッチング素子３２bとダイオード３３bとの中間点と、コンプレッサ駆動部１４とを接続した経路において、コンデンサ３４よりもコンプレッサ駆動部１４に近い位置から、直流電圧制御部２０に対して、接続線が引き出される。
２つの接続線と、直流電圧制御部２０とによって、直流電圧検出部１３が形成され、この２つの接続線の間に印加される電圧が、直流電圧として検出される。
Further, in the path connecting the intermediate point between the
Similarly, in the path connecting the intermediate point between the
The DC
スイッチング素子制御部１６が、ＧａＮスイッチング素子のゲート端子にゲート電圧を与え、ゲート端子とソース端子の間に所定値以上の電圧が印加された場合に、ソース端子からドレイン端子に向かって電流が流れ、ＧａＮスイッチング素子は、オン状態となる。
一方、ＧａＮスイッチング素子のゲート端子にゲート電圧を与えない場合、ソース端子とドレイン端子との間には、電流が流れず、ＧａＮスイッチング素子は、オフ状態となる。
When the switching
On the other hand, when no gate voltage is applied to the gate terminal of the GaN switching element, no current flows between the source terminal and the drain terminal, and the GaN switching element is turned off.
２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）のゲート端子に与えるゲート電圧を、所定の周期で切り替えることにより、入力された交流電圧を、直流電圧に変換する。
すなわち、ＧａＮスイッチング素子のオン状態とオフ状態を、高速に切り替えることにより、直流電圧を生成し、さらに、オン状態とオフ状態の間隔（周期）を変化させることにより、直流電圧を上昇あるいは低下させる。
By switching the gate voltage applied to the gate terminals of the two GaN switching elements (32a, 32b) at a predetermined cycle, the input AC voltage is converted into a DC voltage.
That is, a DC voltage is generated by switching the on state and the off state of the GaN switching element at high speed, and further, the DC voltage is increased or decreased by changing the interval (cycle) between the on state and the off state. ..
図１３に、この発明の力率改善回路において、降圧動作中の交流電圧波形と交流電流波形の一実施例の説明図を示す。
図１３（a）に、直流電圧の降圧動作中における交流電流波形の一実施例の概略図を示す。
図１３（b）に、直流電圧の降圧動作中において、入力される交流電圧波形と、交流電流波形との関係を示した概略図を示す。
この交流電流波形は、図２の交流入力部T1,T2の間の位置における交流電流を計測したものである。
FIG. 13 shows an explanatory diagram of an embodiment of an AC voltage waveform and an AC current waveform during step-down operation in the power factor improving circuit of the present invention.
FIG. 13A shows a schematic diagram of an embodiment of an AC current waveform during a DC voltage step-down operation.
FIG. 13B shows a schematic diagram showing the relationship between the input AC voltage waveform and the AC current waveform during the step-down operation of the DC voltage.
This AC current waveform is a measurement of the AC current at the position between the AC input units T1 and T2 in FIG.
図１３（a）ののこぎり波的な交流電流の部分は、２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）のうち、いずれか一方のＧａＮスイッチング素子をオン状態とし、他方のＧａＮスイッチング素子をオフ状態とした場合の波形である。
交流電流がない部分は、２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）を、両方とも、オフ状態とした場合を示している。
このＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）をオフ状態とする間隔（OFF時間）を、長くすることにより、直流電圧を低下（降圧）させることができる。
In the sawtooth-like alternating current portion of FIG. 13A, one of the two GaN switching elements (32a and 32b) is turned on and the other GaN switching element is turned off. This is the waveform when
The portion where there is no alternating current shows the case where both of the two GaN switching elements (32a and 32b) are in the off state.
By lengthening the interval (OFF time) for turning off the GaN switching elements (32a, 32b), the DC voltage can be lowered (stepped down).
以下に、この発明の実施例１における力率改善回路を流れる電流の方向について説明する。
図７と図８に、この発明の実施例１における力率改善回路を流れる電流の説明図を示す。
図７では、図２の回路構成において、リアクタ３１側の端子T1に、正の交流電圧が印加され、ＧａＮスイッチング素子３２aをオン状態とし、ＧａＮスイッチング素子３２bをオフ状態とした場合に、力率改善回路等に流れる電流の方向を示している。
この場合は、交流入力部１１の端子T1に印加された正の交流電圧によって、リアクタ３１を通過した電流は、オン状態のＧａＮスイッチング素子３２aを通り、コンプレッサ駆動部１４を通過して、さらに、ダイオード33bを通過して、交流入力部１１の端子T2にまで流れる。
Hereinafter, the direction of the current flowing through the power factor improving circuit according to the first embodiment of the present invention will be described.
7 and 8 show explanatory views of the current flowing through the power factor improving circuit according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 7, in the circuit configuration of FIG. 2, a power factor is applied when a positive AC voltage is applied to the terminal T1 on the
In this case, due to the positive AC voltage applied to the terminal T1 of the
図８では、図２の回路構成において、リアクタ３１側の端子T1に、負の交流電圧が印加され、ＧａＮスイッチング素子３２aをオフ状態とし、ＧａＮスイッチング素子３２bをオン状態とした場合に、力率改善回路等に流れる電流の方向を示している。
この場合は、交流入力部１１の端子T2に印加された正の交流電圧によって発生した電流は、まず、ダイオード33aを通り、コンプレッサ駆動部１４を通過した後、オン状態のＧａＮスイッチング素子３２bを通過し、さらに、リアクタ３１を通過して、交流入力部１１の端子T1にまで流れる。
In FIG. 8, in the circuit configuration of FIG. 2, a power factor is applied when a negative AC voltage is applied to the terminal T1 on the
In this case, the current generated by the positive AC voltage applied to the terminal T2 of the
図９に、この発明の実施例１における力率改善回路の２つのGaNスイッチング素子（３２a、３２b）を、どちらもオフ状態とした場合の説明図を示す。
図９では、リアクタ３１側の端子T1に、正の交流電圧が印加された状態を示しているが、２つのGaNスイッチング素子（３２a、３２b）がどちらもオフ状態なので、コンプレッサ駆動部１４の方に、電流は流れず、直流電圧は発生しない。
また、リアクタ３１側の端子T1に、負の交流電圧が印加された状態でも、同様に、２つのGaNスイッチング素子（３２a、３２b）がどちらもオフ状態なので、コンプレッサ駆動部１４の方に、電流は流れず、直流電圧は発生しない。
したがって、このような直流電圧が発生しない期間を長くすることにより、その期間の間に直流電圧が降下するので、入力された交流電圧よりも低い直流電圧を生成することができる。
FIG. 9 shows an explanatory diagram when both of the two GaN switching elements (32a and 32b) of the power factor improving circuit according to the first embodiment of the present invention are turned off.
FIG. 9 shows a state in which a positive AC voltage is applied to the terminal T1 on the
Further, even when a negative AC voltage is applied to the terminal T1 on the
Therefore, by lengthening the period during which such a DC voltage is not generated, the DC voltage drops during that period, so that a DC voltage lower than the input AC voltage can be generated.
この発明の力率改善回路と比較のために、図１６に、従来の力率改善回路を含む交流直流変換装置の回路構成図の一実施例を示す。
図１６の従来の力率改善回路は、図２のこの発明の力率改善回路とは、スイッチング素子が異なる。すなわち、従来の力率改善回路では、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）を使用している。
シリコンスイッチング素子（４１a、４１b）は、上記した図１２（a）に示したように、素子内ダイオードを備えている。
For comparison with the power factor improving circuit of the present invention, FIG. 16 shows an embodiment of a circuit configuration diagram of an AC / DC conversion device including a conventional power factor improving circuit.
The conventional power factor improving circuit of FIG. 16 has a different switching element from the power factor improving circuit of the present invention of FIG. That is, in the conventional power factor improving circuit, two silicon switching elements (41a and 41b) are used.
The silicon switching element (41a, 41b) includes an in-element diode as shown in FIG. 12A described above.
図１６の従来の力率改善回路の回路構成において、リアクタ３１側の端子T1に、正の交流電圧が印加され、シリコンスイッチング素子４１aをオン状態とし、シリコンスイッチング素子４１bをオフ状態とした場合に、力率改善回路等に流れる電流の方向は、図７に示した電流の方向と同じであるので、説明を省略する。
また、同様に、図１６の従来の力率改善回路の回路構成において、リアクタ３１側の端子T1に、負の交流電圧が印加され、シリコンスイッチング素子４１aをオフ状態とし、シリコンスイッチング素子４１bをオン状態とした場合に、力率改善回路等に流れる電流の方向は、図８に示した電流の方向と同じであるので、説明を省略する。
In the circuit configuration of the conventional power factor improving circuit of FIG. 16, when a positive AC voltage is applied to the terminal T1 on the
Similarly, in the circuit configuration of the conventional power factor improving circuit of FIG. 16, a negative AC voltage is applied to the terminal T1 on the
ただし、図９に示したように、この発明の力率改善回路の２つのGaNスイッチング素子（３２a、３２b）を、どちらもオフ状態とした場合には、コンプレッサ駆動部１４の方に、電流は流れず、直流電圧は発生しなかったが、図１６の従来の力率改善回路では、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）を使用しているので、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）がどちらもオフ状態の場合であっても、電流が流れ、直流電圧が発生する。
However, as shown in FIG. 9, when both of the two GaN switching elements (32a and 32b) of the power factor improving circuit of the present invention are turned off, the current is transferred to the
図１７と、図１８に、従来の力率改善回路のシリコンスイッチング素子がOFFの場合に流れる電流の方向の説明図を示す。
図１７では、リアクタ３１側の端子T1に、正の交流電圧が印加された状態で、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）がどちらもオフ状態の場合を示している。
ここでは、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）がどちらもオフ状態にもかかわらず、シリコンスイッチング素子４１aの素子内ダイオードを経由して、電流が流れる。
この場合は、交流入力部１１の端子T1に印加された正の交流電圧によって、リアクタ３１を通過した電流は、オフ状態のシリコンスイッチング素子４１aの素子内ダイオードを通り、コンプレッサ駆動部１４を通過して、さらに、ダイオード33bを通過して、交流入力部１１の端子T2にまで流れる。
17 and 18 show explanatory views of the direction of the current flowing when the silicon switching element of the conventional power factor improving circuit is OFF.
FIG. 17 shows a case where both of the two silicon switching elements (41a and 41b) are in an off state while a positive AC voltage is applied to the terminal T1 on the
Here, even though both of the two silicon switching elements (41a and 41b) are in the off state, a current flows through the internal diode of the
In this case, due to the positive AC voltage applied to the terminal T1 of the
図１８では、リアクタ３１側の端子T1に、負の交流電圧が印加された状態で、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）がどちらもオフ状態の場合を示している。
ここでは、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）がどちらもオフ状態にもかかわらず、シリコンスイッチング素子４１bの素子内ダイオードを経由して、電流が流れる。
この場合は、交流入力部１１の端子T2に印加された正の交流電圧によって発生した電流は、まず、ダイオード33aを通り、コンプレッサ駆動部１４を通過した後、オフ状態のシリコンスイッチング素子４１bの素子内ダイオードを通過し、さらに、リアクタ３１を通過して、交流入力部１１の端子T1にまで流れる。
このように、従来の力率改善回路では、２つのシリコンスイッチング素子（４１a、４１b）がどちらもオフ状態であっても、オフ状態のシリコンスイッチング素子４１bの素子内ダイオードを通過して電流が流れるので、直流電圧を、交流電圧よりも低くすることができない。
FIG. 18 shows a case where both of the two silicon switching elements (41a and 41b) are in an off state while a negative AC voltage is applied to the terminal T1 on the
Here, even though both of the two silicon switching elements (41a and 41b) are in the off state, a current flows through the internal diode of the
In this case, the current generated by the positive AC voltage applied to the terminal T2 of the
As described above, in the conventional power factor improving circuit, even if both of the two silicon switching elements (41a and 41b) are in the off state, a current flows through the internal diode of the
＜この発明の力率改善回路に対する直流電圧制御処理のフローチャート＞
図１４に、この発明の力率改善回路に対する直流電圧制御処理の一実施例のフローチャートを示す。
ここでは、電圧比較部２３による直流電圧と最低動作電圧との比較結果に基づいて、スイッチング素子制御部１６が、コンデンサ３４の両端にかかる直流電圧が最低動作電圧に近づくように、GaNスイッチング素子を制御する。
<Flow chart of DC voltage control processing for the power factor improving circuit of the present invention>
FIG. 14 shows a flowchart of an embodiment of the DC voltage control process for the power factor improving circuit of the present invention.
Here, based on the comparison result between the DC voltage and the minimum operating voltage by the
たとえば、取得された直流電圧から最低動作電圧を減算した差分電圧が、所定の差分比較値よりも大きい場合に、スイッチング素子制御部１６が、コンデンサ３４の両端にかかる直流電圧を低下させるように、GaNスイッチング素子のオン状態とオフ状態を制御する。
一方、取得された直流電圧から前記最低動作電圧を減算した差分電圧が、所定の差分比較値以下の場合に、スイッチング素子制御部１６が、コンデンサ３４の両端にかかる直流電圧を上昇させるように、GaNスイッチング素子のオン状態とオフ状態を制御する。
For example, when the differential voltage obtained by subtracting the minimum operating voltage from the acquired DC voltage is larger than a predetermined difference comparison value, the switching
On the other hand, when the difference voltage obtained by subtracting the minimum operating voltage from the acquired DC voltage is equal to or less than a predetermined difference comparison value, the switching
この図１４の直流電圧制御処理は、主として、図１に示した直流電圧制御部２０により実行される処理である。
以下の処理をするために、差分比較値V0が、ROMなどの記憶素子に予め記憶されているものとする。
The DC voltage control process of FIG. 14 is mainly a process executed by the DC
In order to perform the following processing, it is assumed that the difference comparison value V0 is stored in advance in a storage element such as a ROM.
図１４のステップS1において、直流電圧検出部１３によって、直流電圧Vdcを測定し、直流電圧制御部２０の直流電圧取得部２１が、測定された直流電圧Vdcの電圧値を取得する。
ステップS2において、最低動作電圧算出部２２が、コンプレッサの最低動作電圧Vcpを算出する。
たとえば、コンプレッサの回転数や、負荷トルクを利用し、最低動作電圧Vcpを算出する。
回転数は、制御周波数により求め、負荷トルクは、U相の電流値により求められる。
In step S1 of FIG. 14, the DC
In step S2, the minimum operating
For example, the minimum operating voltage Vcp is calculated using the number of revolutions of the compressor and the load torque.
The rotation speed is obtained from the control frequency, and the load torque is obtained from the U-phase current value.
ステップS3において、電圧比較部２３が、取得された直流電圧Vdcと、算出された最低動作電圧Vcpを利用して、差分電圧Vsaを計算する。
差分電圧Vsaは、Vdc−Vcpにより、求められる。
ステップS4において、電圧比較部２３が、差分電圧Vsaと、予め記憶されている差分比較値V0とを比較する。
ステップS5において、差分電圧Vsaが差分比較値V0よりも大きい場合（Vsa＞V0）、ステップS7に進み、そうでない場合は、ステップS6に進む。
In step S3, the
The differential voltage Vsa is obtained by Vdc−Vcp.
In step S4, the
In step S5, if the difference voltage Vsa is larger than the difference comparison value V0 (Vsa> V0), the process proceeds to step S7, and if not, the process proceeds to step S6.
ステップS6において、差分電圧Vsaが差分比較値V0以下なので、直流電圧Vdcを、最低動作電圧Vcpに近づけるために、直流電圧を上昇させる処理を行う。
ここでは、スイッチング信号生成部２４が、GaNスイッチング素子をオフ状態にしている時間（OFF時間）を短くするように、スイッチング信号を生成する。
すなわち、今までよりも、GaNスイッチング素子のOFF時間が短くなるように、オン信号と、オフ信号とを、スイッチング素子制御部１６に出力する。
その後、ステップS1に戻る。
ただし、ステップS1からステップS4までの処理を周期的に繰り返すために、すぐに、ステップS1に戻るのではなく、所定の時間が経過するのを待ってから、ステップS1に戻ればよい。
In step S6, since the difference voltage Vsa is equal to or less than the difference comparison value V0, a process of increasing the DC voltage is performed in order to bring the DC voltage Vdc closer to the minimum operating voltage Vcp.
Here, the switching
That is, the on signal and the off signal are output to the switching
Then, the process returns to step S1.
However, in order to periodically repeat the processes from step S1 to step S4, instead of immediately returning to step S1, it is sufficient to wait for a predetermined time to elapse before returning to step S1.
ステップS7において、差分電圧Vsaが差分比較値V0よりも大きいので、直流電圧Vdcを、最低動作電圧Vcpに近づけるために、直流電圧を低下させる処理を行う。
ここでは、スイッチング信号生成部２４が、GaNスイッチング素子をオフ状態にしている時間（OFF時間）を長くするように、スイッチング信号を生成する。
すなわち、今までよりも、GaNスイッチング素子のOFF時間が長くなるように、オン信号と、オフ信号とを、スイッチング素子制御部１６に出力する。
その後、所定の時間が経過した後に、ステップS1に戻る。
In step S7, since the difference voltage Vsa is larger than the difference comparison value V0, a process of lowering the DC voltage is performed in order to bring the DC voltage Vdc closer to the minimum operating voltage Vcp.
Here, the switching
That is, the on signal and the off signal are output to the switching
Then, after a predetermined time has elapsed, the process returns to step S1.
以上の処理により、コンプレッサの最低動作電圧Vcpが、交流電圧よりも低い場合においても、直流電圧を交流電圧よりも低下させ、さらに、直流電圧が最低動作電圧Vcpとほぼ等しくなるように、制御することができる。 By the above processing, even when the minimum operating voltage Vcp of the compressor is lower than the AC voltage, the DC voltage is lowered to be lower than the AC voltage, and the DC voltage is controlled to be substantially equal to the minimum operating voltage Vcp. be able to.
（実施例２）
＜力率改善回路を含む交流直流変換装置の構成＞
図３に、この発明の力率改善回路を含む交流直流変換装置の実施例２の構成ブロック図を示す。
ここでは、入力される交流電力（入力電力）と、コンプレッサ駆動部１４に出力される直流電力（出力電力）を検出し、交流電力と直流電力の差から求められる電力損失ができるだけ少なくなるように、GaNスイッチング素子を制御する。
(Example 2)
<Configuration of AC / DC converter including power factor improvement circuit>
FIG. 3 shows a block diagram of a second embodiment of an AC / DC converter including the power factor improving circuit of the present invention.
Here, the input AC power (input power) and the DC power (output power) output to the
図３において、交流直流変換装置は、図１と同様に、交流入力部１１と、力率改善回路１２と、コンプレッサ駆動部１４と、スイッチング素子制御部１６と、直流電圧制御部２０とを備え、コンプレッサ１５の動作を制御する。
ただし、入力電力検出部１７と、出力電力検出部１８を備える点が、図１と異なり、さらに、直流電圧制御部２０の機能ブロックが、スイッチング信号生成部２４、入力電力取得部２５、出力電力取得部２６、損失算出比較部２７、周期調整部２８からなる点が、図１と異なる。
図１と同じ機能ブロックについては、説明を省略する。
In FIG. 3, the AC / DC converter includes an
However, it differs from FIG. 1 in that it includes an input
The description of the same functional block as in FIG. 1 will be omitted.
入力電力検出部１７は、力率改善回路に入力される入力電力（交流電力）の電力値を検出する部分である。
交流入力部１１の２つの入力端子（T1,T2）に印加される交流電圧と、入力端子に流れる交流電流を測定することにより、交流電力の電力値を検出する。
検出された交流電力の電力値は、直流電圧制御部２０に与えられ、入力電力取得部２５によって取得される。
The input
The power value of AC power is detected by measuring the AC voltage applied to the two input terminals (T1 and T2) of the
The detected AC power value is given to the DC
出力電力検出部１８は、コンプレッサ駆動部１４に対して出力される直流電力の電力値を検出する部分である。上記した直流電圧検出部１３と同様に、コンプレッサ駆動部１４に入力される直前の直流電圧を検出し、コンプレッサ駆動部１４に流れる直流電流を測定することにより、直流電力の電力値を検出する。
検出された直流電力の電力値は、直流電圧制御部２０に与えられ、出力電力取得部２６によって取得される。
The output
The detected DC power value is given to the DC
直流電圧制御部２０は、図１と同様に、コンプレッサ駆動部１４に与えられる直流電圧を制御する部分であるが、ここでは、電力損失が少なくなるように、直流電圧を制御する。
直流電圧制御部２０は、主として、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏコントローラ、タイマー等からなるマイクロコンピュータによって実現され、損失算出比較部２７、周期調整部２８、およびスイッチング信号生成部２４の機能は、ＣＰＵによって、ＲＯＭ等に予め格納された制御プログラムに基づいて実行される。
The DC
The DC
スイッチング信号生成部２４は、図１と同様に、スイッチング素子制御部１６に与えるスイッチング信号（オン信号、オフ信号）を生成する部分である。
ここでは、周期調整部２８によって設定されたスイッチング周期を利用して、その周期に対応したタイミングで、順次スイッチング信号（オン信号、オフ信号）を生成し、スイッチング素子制御部１６に出力する。
Similar to FIG. 1, the switching
Here, the switching cycle set by the
入力電力取得部２５は、入力電力検出部１７によって検出された力率改善回路に入力される入力電力（交流電力）の電力値を取得する部分である。
以下、取得された交流電力の電力値を、Winとする。
出力電力取得部２６は、力率改善回路から出力される直流電圧で動作する負荷機器が、力率改善回路に接続された場合に、力率改善回路から出力される出力電力の電力値を取得する部分である。
すなわち、出力電力検出部１８によって検出された直流電力の電力値を取得する部分である。
以下、取得された直流電力の電力値を、Woutとする。
The input
Hereinafter, the power value of the acquired AC power is defined as Win.
The output
That is, it is a part that acquires the power value of the DC power detected by the output
Hereinafter, the power value of the acquired DC power will be referred to as Wout.
損失算出比較部２７は、取得された入力電力の電力値Winと出力電力の電力値Woutとから、現在の電力損失を算出し、現在の電力損失と前回算出した電力損失とを比較する部分である。
すなわち、交流を直流に変換したときに生じる力率改善回路等による電力損失を計算し、現在の電力損失（以下、WS1とする）と、所定時間だけ前に計算した前回の電力損失（以下、WS0とする）とを比較する。
現在の電力損失は、上記した交流電力の電力値Winから、直流電力の電力値Woutを減算することにより求められる。すなわち、現在の電力損失WS1は、WS1＝Win − Woutにより、計算できる。
The loss
That is, the power loss due to the power factor improvement circuit, etc. that occurs when alternating current is converted to direct current is calculated, and the current power loss (hereinafter referred to as WS1) and the previous power loss calculated only a predetermined time before (hereinafter referred to as WS1) are calculated. WS0) and compare.
The current power loss is obtained by subtracting the power value Wout of the DC power from the power value Win of the AC power described above. That is, the current power loss WS1 can be calculated by WS1 = Win − Wout.
この損失算出比較部２７による電力損失の比較の結果、電力損失が上昇傾向にある場合（WS1＞WS0）は、電力損失を減少させるように、スイッチング素子を制御する。
ここで、スイッチング素子制御部１６が、コンデンサの両端にかかる直流電圧を上昇させるように、GaNスイッチング素子のオン状態とオフ状態を制御する。
たとえば、直流電圧を上昇させるためには、後述するように、GaNスイッチング素子のスイッチング周期を短くすればよい。
As a result of the comparison of the power loss by the loss
Here, the switching
For example, in order to increase the DC voltage, the switching cycle of the GaN switching element may be shortened, as will be described later.
周期調整部２８は、損失算出比較部２７による電力損失の比較の結果に基づいて、GaNスイッチング素子のスイッチング周期を調整する部分である。
GaNスイッチング素子のスイッチング動作は、一定時間のオン状態と、一定時間のオフ状態とを繰り返すが、オン状態にある時間間隔Tonと、オフ状態にある時間間隔Toffとを合計した時間が、スイッチング周期（Ton＋Toff）である。
上記したように、電力損失が上昇傾向にある場合（WS1＞WS0）は、電力損失の差に対応させて、前回よりも短いスイッチング周期（Ton＋Toff）を設定する。
この設定されたスイッチング周期を利用して、スイッチング信号生成部２４が、スイッチング信号（オン信号、オフ信号）を生成して、GaNスイッチング素子をスイッチングさせる。
The
The switching operation of the GaN switching element repeats an on state for a certain period of time and an off state for a certain period of time, and the total time of the time interval Ton in the on state and the time interval Toff in the off state is the switching cycle. (Ton + Toff).
As described above, when the power loss tends to increase (WS1> WS0), a switching cycle (Ton + Toff) shorter than the previous time is set corresponding to the difference in the power loss.
Utilizing this set switching cycle, the switching
図４に、この発明の力率改善回路を含む交流直流変換装置の実施例２の回路構成図を示す。
図４の回路構成は、ほぼ、図２に示した回路構成と同様であるが、入力電力検出部１７が、交流入力部１１の２つの入力端子（T1,T2）間の交流電圧と、交流電流を測定して、交流電力が検出できるように接続される点が異なる。
リアクタ３１や、コンデンサ３４を備え、力率改善回路１２が、２つのGaNスイッチング素子（３２a、３２b）を備える点も、図２に示した回路構成と同様である。
また、出力電力検出部１８は、出力電圧検出部１３と同様の位置に接続され、コンプレッサ駆動部１４に出力される直流電圧と直流電流が測定できるように配置され、直流電力が検出される。
FIG. 4 shows a circuit configuration diagram of Example 2 of the AC / DC conversion device including the power factor improving circuit of the present invention.
The circuit configuration of FIG. 4 is almost the same as the circuit configuration shown in FIG. 2, but the input
The circuit configuration is similar to that shown in FIG. 2 in that the
Further, the output
図１５に、この発明の力率改善回路に対する直流電圧制御処理（損失最適化制御）の一実施例のフローチャートを示す。
この図１５の直流電圧制御処理は、主として、図３に示した直流電圧制御部２０により実行される処理である。
以下の処理において、前回の電力損失Ws0が、RAMなどの記憶素子に記憶されるものとし、電力損失の計算をするごとに、この数値Ws0を、新たに計算した電力損失に更新するものとする。
FIG. 15 shows a flowchart of an embodiment of DC voltage control processing (loss optimization control) for the power factor improving circuit of the present invention.
The DC voltage control process of FIG. 15 is mainly a process executed by the DC
In the following processing, it is assumed that the previous power loss Ws0 is stored in a storage element such as RAM, and this numerical value Ws0 is updated to the newly calculated power loss every time the power loss is calculated. ..
図１５のステップS21において、入力電力検出部１７によって、交流電力Winを測定し、直流電圧制御部２０の入力電力取得部２５が、測定された交流電力Winの電力値を取得する。
ステップS22において、出力電力検出部１８によって、直流電力Woutを測定し、直流電圧制御部２０の出力電力取得部２６が、測定された直流電力Woutの電力値を取得する。
In step S21 of FIG. 15, the input
In step S22, the output
ステップS23において、損失算出比較部２７が、電力損失Ws1を計算する。
電力損失Ws1は、交流電力Winから直流電力Woutを減算することにより求められる（Ws1＝Win−Wout）。
ステップS24において、損失算出比較部２７が、計算した現在の電力損失Ws1と、記憶されている前回の電力損失Ws0とを比較する。
ステップS25において、現在の電力損失Ws1が、前回の電力損失Ws0よりも大きい場合は、ステップS26に進み、そうでない場合は、ステップS27に進む。
In step S23, the loss
The power loss Ws1 is obtained by subtracting the DC power Wout from the AC power Win (Ws1 = Win−Wout).
In step S24, the loss
In step S25, if the current power loss Ws1 is larger than the previous power loss Ws0, the process proceeds to step S26, and if not, the process proceeds to step S27.
ステップS26において、力率改善回路などによる電力損失を少なくするために、周期調整部２８が、GaNスイッチング素子のスイッチング周期を、現在の周期よりも長い値に、設定する。さらに、スイッチング信号生成部２４が、設定されたスイッチング周期に基づいて、スイッチング信号を、スイッチング素子制御部１６に出力する。
これにより、GaNスイッチング素子は、より長いスイッチング周期で、スイッチング動作させられ、直流電圧が降下する。
直流電圧が降下すると、スイッチング回数が低下し、AC電圧の周期ごとのスイッチング時に発生する損失の合計が少なくなるので、電力損失が少なくなる。
In step S26, the
As a result, the GaN switching element is operated for switching with a longer switching cycle, and the DC voltage drops.
When the DC voltage drops, the number of switchings decreases, and the total loss generated during switching for each AC voltage cycle decreases, so that the power loss decreases.
次に、ステップS28において、今回測定した現在の電力損失Ws1を、前回の電力損失Ws0として記憶し、前回の電力損失Ws0を更新する。
また、ステップS27においては、現在の電力損失Ws1が前回の電力損失Ws0以下なので、同様に、今回測定した現在の電力損失Ws1を、前回の電力損失Ws0として記憶し、前回の電力損失Ws0を更新する。
その後、ステップS21に戻る。
ただし、ステップS2からステップS24までの処理を周期的に繰り返すために、すぐに、ステップS21に戻るのではなく、所定の時間が経過するのを待ってから、ステップS21に戻ればよい。
Next, in step S28, the current power loss Ws1 measured this time is stored as the previous power loss Ws0, and the previous power loss Ws0 is updated.
Further, in step S27, since the current power loss Ws1 is equal to or less than the previous power loss Ws0, similarly, the current power loss Ws1 measured this time is stored as the previous power loss Ws0, and the previous power loss Ws0 is updated. do.
Then, the process returns to step S21.
However, in order to periodically repeat the processes from step S2 to step S24, instead of immediately returning to step S21, it is sufficient to wait for a predetermined time to elapse before returning to step S21.
以上の処理のように、GaNスイッチング素子のスイッチング周期を調整することにより、力率改善回路等の回路による現在の電力損失が、できるだけ少なくなるように、制御することができる。 By adjusting the switching cycle of the GaN switching element as described above, it is possible to control the current power loss due to a circuit such as a power factor improving circuit so as to be as small as possible.
（実施例３）
＜力率改善回路を含む交流直流変換装置の構成＞
図５に、この発明の力率改善回路を含む交流直流変換装置の実施例３の回路構成図を示す。
ここでは、力率改善回路の整流回路を構成する２つのダイオードを、シリコンを使用した電界効果トランジスタ素子（シリコンスイッチング素子）に置き換えた回路構成を示す。
図５の回路構成において、図２の力率改善回路で使用していた２つのダイオード（３３a、３３b）を、シリコンスイッチング素子（３５a、３５b：シリコンMOSFET）に置き換え、この２つのシリコンスイッチング素子（３５a、３５b）のゲート端子に入力されるゲート電圧を、スイッチング素子制御部１６によって制御する。
他の回路構成は、図２と同じである。
(Example 3)
<Configuration of AC / DC converter including power factor improvement circuit>
FIG. 5 shows a circuit configuration diagram of Example 3 of an AC / DC converter including the power factor improving circuit of the present invention.
Here, a circuit configuration is shown in which the two diodes constituting the rectifier circuit of the power factor improving circuit are replaced with field effect transistor elements (silicon switching elements) using silicon.
In the circuit configuration of FIG. 5, the two diodes (33a, 33b) used in the power factor improving circuit of FIG. 2 are replaced with silicon switching elements (35a, 35b: silicon MOSFETs), and these two silicon switching elements ( The gate voltage input to the gate terminals of 35a and 35b) is controlled by the switching
Other circuit configurations are the same as in FIG.
図５の回路構成において、２つのダイオードをシリコンスイッチング素子に置き換えた場合、シリコンスイッチング素子は、素子内ダイオードを有しているため、シリコンスイッチング素子がオフ状態でも、図２のダイオードと同様に動作する。
しかし、以下に示すように、GaNスイッチング素子のスイッチング動作のタイミングと同期させて、シリコンスイッチング素子をスイッチングすることにより、電力損失を低減させることができる。力率改善回路が、直流電圧の昇圧動作中であっても、降圧動作中であっても、電力損失を低減させることができる。
In the circuit configuration of FIG. 5, when two diodes are replaced with silicon switching elements, since the silicon switching element has an in-element diode, it operates in the same manner as the diode of FIG. 2 even when the silicon switching element is off. do.
However, as shown below, the power loss can be reduced by switching the silicon switching element in synchronization with the timing of the switching operation of the GaN switching element. The power factor improving circuit can reduce the power loss regardless of whether the DC voltage is boosted or stepped down.
一般的に、シリコンスイッチング素子（シリコンMOSFET）の特性によれば、流れる電流値が小さい低電流域では、シリコンスイッチング素子をオン状態にして、MOSFET部分を経由して電流を流すことにより、電力損失を少なくすることができる。
低電流域はシリコンスイッチング素子の特性により異なるが、たとえば、低電流域とは、交流電流10A程度以下の電流を、シリコンスイッチング素子に流す場合を意味する。
一方、大電流を流す場合は、シリコンスイッチング素子をオフ状態にして、素子内ダイオード部分を経由して電流を流すほうが、電力損失を少なくすることができる。
Generally, according to the characteristics of a silicon switching element (silicon MOSFET), in a low current region where the flowing current value is small, power loss is caused by turning on the silicon switching element and passing a current through the MOSFET part. Can be reduced.
The low current region differs depending on the characteristics of the silicon switching element. For example, the low current region means a case where an alternating current of about 10 A or less is passed through the silicon switching element.
On the other hand, when a large current is passed, it is possible to reduce the power loss by turning off the silicon switching element and passing the current through the diode portion in the element.
そこで、冷房中間運転のように、流れる電流値が小さい低電流域でシリコンスイッチング素子を動作させるような場合には、シリコンスイッチング素子を力率改善回路の後段の素子として使用するときは、一方のGaNスイッチング素子のスイッチング動作に対応させて、一方のシリコンスイッチング素子をオン状態にすることにより、損失を低減させることができる。
また、力率改善回路において、後段の素子として、ダイオードを使用するよりも、シリコンスイッチング素子を使用した方が、オン抵抗による損失の方がダイオードによる損失よりも少ないので、電力損失を少なくすることができる。
Therefore, when the silicon switching element is operated in a low current region where the flowing current value is small as in the cooling intermediate operation, when the silicon switching element is used as the element in the subsequent stage of the power factor improvement circuit, one of them is used. The loss can be reduced by turning on one of the silicon switching elements in correspondence with the switching operation of the GaN switching element.
Further, in the power factor improvement circuit, the loss due to the on-resistance is smaller when the silicon switching element is used than when the diode is used as the element in the subsequent stage, so that the power loss should be reduced. Can be done.
図１０と図１１に、この発明の実施例３における力率改善回路を流れる電流の説明図を示す。
図１０では、図５の回路構成において、リアクタ３１側の端子T1に、正の交流電圧が印加され、ＧａＮスイッチング素子３２aをオン状態とし、ＧａＮスイッチング素子３２bをオフ状態とし、さらに、シリコンスイッチング素子３５bをオン状態とし、シリコンスイッチング素子３５aをオフ状態とした場合に、力率改善回路等に流れる電流の方向を示している。
10 and 11 show explanatory views of the current flowing through the power factor improving circuit according to the third embodiment of the present invention.
In FIG. 10, in the circuit configuration of FIG. 5, a positive AC voltage is applied to the terminal T1 on the
この場合は、交流入力部１１の端子T1に印加された正の交流電圧によって、リアクタ３１を通過した電流は、オン状態のＧａＮスイッチング素子３２aを通り、コンプレッサ駆動部１４を通過して、さらに、オン状態のシリコンスイッチング素子３５bを通過して、交流入力部１１の端子T2にまで流れる。
このように、電流は、オン状態のシリコンスイッチング素子３５bのMOSFETの部分を通過して流れるので、ダイオードを通過する場合に比べて、電力損失を減らすことができる。
In this case, due to the positive AC voltage applied to the terminal T1 of the
In this way, since the current flows through the MOSFET portion of the
図１１では、図５の回路構成において、リアクタ３１側の端子T1に、負の交流電圧が印加され、ＧａＮスイッチング素子３２aをオフ状態とし、ＧａＮスイッチング素子３２bをオン状態とし、さらに、シリコンスイッチング素子３５aをオン状態とし、シリコンスイッチング素子３５bをオフ状態とした場合に、力率改善回路等に流れる電流の方向を示している。
In FIG. 11, in the circuit configuration of FIG. 5, a negative AC voltage is applied to the terminal T1 on the
この場合は、交流入力部１１の端子T2に印加された正の交流電圧によって発生した電流は、まず、オン状態のシリコンスイッチング素子３５aを通り、コンプレッサ駆動部１４を通過した後、オン状態のＧａＮスイッチング素子３２bを通過し、さらに、リアクタ３１を通過して、交流入力部１１の端子T1にまで流れる。
この場合も、電流は、オン状態のシリコンスイッチング素子３５aのMOSFETの部分を通過して流れるので、電力損失を減らすことができる。
In this case, the current generated by the positive AC voltage applied to the terminal T2 of the
In this case as well, the current flows through the MOSFET portion of the
（実施例４）
＜力率改善回路を含む交流直流変換装置の構成＞
図６に、この発明の力率改善回路を含む交流直流変換装置の実施例４の回路構成図を示す。
図６の回路構成では、図２の回路構成と異なり、２つのＧａＮスイッチング素子（３２a、３２b）において、それぞれのＧａＮスイッチング素子のゲート端子とソース端子との間に、並列に、コンデンサ（３６a、３６b）を備える。
ゲート抵抗（３７a、３７b）は、スイッチング素子のゲート端子を充電し、オン電圧までゲート電圧を上昇させる電流を発生させるためのものである。
(Example 4)
<Configuration of AC / DC converter including power factor improvement circuit>
FIG. 6 shows a circuit configuration diagram of Example 4 of the AC / DC conversion device including the power factor improving circuit of the present invention.
In the circuit configuration of FIG. 6, unlike the circuit configuration of FIG. 2, in two GaN switching elements (32a, 32b), a capacitor (36a, 36a, 36b) is provided.
The gate resistors (37a, 37b) are for charging the gate terminal of the switching element and generating a current that raises the gate voltage to the on-voltage.
この２つのコンデンサ（３６a、３６b）は、ＧａＮスイッチング素子をオフ状態にした後において、ドレイン端子とソース端子の間に存在する寄生容量のために、ＧａＮスイッチング素子が、意図せずに、オン状態に変化してしまうことを防止するために設ける。 These two capacitors (36a, 36b) unintentionally turn on the GaN switching element due to the parasitic capacitance existing between the drain terminal and the source terminal after the GaN switching element is turned off. It is provided to prevent it from changing to.
MOSFETから構成されるＧａＮスイッチング素子をオン状態にするためには、ゲート端子とソース端子との間にあるコンデンサ成分に充電を行うことが必要となる。
しかし、ＧａＮスイッチング素子のゲート端子とソース端子との間のコンデンサ成分の容量が少ない場合、ＧａＮスイッチング素子をオフ状態にした後であっても、ドレイン端子とソース端子の間に存在する寄生容量によって、オン状態に変化してしまう場合がある。
In order to turn on the GaN switching element composed of MOSFETs, it is necessary to charge the capacitor component between the gate terminal and the source terminal.
However, when the capacitance of the capacitor component between the gate terminal and the source terminal of the GaN switching element is small, even after the GaN switching element is turned off, the parasitic capacitance existing between the drain terminal and the source terminal causes it. , May change to the on state.
このような意図しないオン状態への変化は、ＧａＮスイッチング素子のゲート端子とソース端子との間のコンデンサ成分の容量が少ないことに起因する場合があるので、ゲート端子とソース端子との間のコンデンサ成分の容量を増加させるために、ゲート端子とソース端子との間に、並列に、コンデンサ（３６a、３６b）を追加する。 Such an unintended change to the on state may be caused by a small capacitance of the capacitor component between the gate terminal and the source terminal of the GaN switching element, so that the capacitor between the gate terminal and the source terminal Capacitors (36a, 36b) are added in parallel between the gate terminal and the source terminal in order to increase the capacitance of the component.
このように、コンデンサを、ＧａＮスイッチング素子のゲート端子とソース端子との間に、並列に、設けることによって、ＧａＮスイッチング素子をオフ状態にした後において、ＧａＮスイッチング素子が、意図せずに、オン状態に変化してしまうことを防止することができる。 In this way, by providing the capacitor in parallel between the gate terminal and the source terminal of the GaN switching element, the GaN switching element is unintentionally turned on after the GaN switching element is turned off. It is possible to prevent the state from changing.
１１ 交流入力部、
１２ 力率改善回路、
１３ 直流電圧検出部、
１４ コンプレッサ駆動部、
１５ コンプレッサ、
１６ スイッチング素子制御部、
１７ 入力電力検出部、
１８ 出力電力検出部、
２０ 直流電圧制御部、
２１ 直流電圧取得部、
２２ 最低動作電圧算出部、
２３ 電圧比較部、
２４ スイッチング信号生成部、
２５ 入力電力取得部、
２６ 出力電力取得部、
２７ 損失算出比較部、
２８ 周期調整部、
３１ リアクタ、
３２a GaNスイッチング素子（GaN素子）、
３２b GaNスイッチング素子（GaN素子）、
３３a ダイオード、
３３b ダイオード、
３４ コンデンサ、
３５aシリコンスイッチング素子（シリコン素子）、
３５bシリコンスイッチング素子（シリコン素子）、
３６a コンデンサ、
３６b コンデンサ、
３７a 抵抗、
３７b 抵抗、
４１aシリコンスイッチング素子（シリコン素子）、
４１bシリコンスイッチング素子（シリコン素子）
11 AC input section,
12 Power factor improvement circuit,
13 DC voltage detector,
14 Compressor drive,
15 compressor,
16 Switching element control unit,
17 Input power detector,
18 Output power detector,
20 DC voltage control unit,
21 DC voltage acquisition unit,
22 Minimum operating voltage calculation unit,
23 Voltage comparison unit,
24 Switching signal generator,
25 Input power acquisition unit,
26 Output power acquisition unit,
27 Loss calculation comparison unit,
28 Cycle adjustment unit,
31 reactor,
32a GaN switching device (GaN device),
32b GaN switching device (GaN device),
33a diode,
33b diode,
34 capacitors,
35a silicon switching element (silicon element),
35b silicon switching element (silicon element),
36a capacitor,
36b capacitor,
37a resistance,
37b resistance,
41a silicon switching element (silicon element),
41b Silicon switching element (silicon element)
Claims (8)
前記整流回路に並列に接続され、前記全波整流された後の直流電圧を平滑するコンデンサとを備え、
前記整流回路が、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードとからなり、
前記スイッチング素子が、窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子であり、
前記スイッチング素子を、所定の時間間隔で交互にオン状態およびオフ状態にすることにより、前記交流電圧をスイッチングして全波整流された直流電圧を生成し、
前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を出力する力率改善回路であって、
前記力率改善回路の前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を取得する直流電圧取得部と、
前記出力される直流電圧で動作する負荷機器の最低動作電圧を算出する最低動作電圧算出部と、
前記取得された直流電圧と、前記算出された最低動作電圧とを比較する電圧比較部と、
前記力率改善回路の前記スイッチング素子を、オン状態またはオフ状態に制御するスイッチング素子制御部とを備え、
前記電圧比較部による直流電圧と最低動作電圧との比較結果に基づいて、前記スイッチング素子制御部が、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧が前記最低動作電圧に近づくように、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする力率改善回路。 A rectifier circuit that full-wave rectifies the input AC voltage,
A capacitor connected in parallel to the rectifier circuit and smoothing the DC voltage after full-wave rectification is provided.
The rectifier circuit consists of two switching elements and two diodes.
The switching element is a field effect transistor element using gallium nitride.
By alternately turning the switching element on and off at predetermined time intervals, the AC voltage is switched to generate a full-wave rectified DC voltage.
A power factor improving circuit that outputs a DC voltage applied to both ends of the capacitor.
A DC voltage acquisition unit that acquires a DC voltage applied to both ends of the capacitor of the power factor improving circuit, and a DC voltage acquisition unit.
The minimum operating voltage calculation unit that calculates the minimum operating voltage of the load device that operates with the output DC voltage,
A voltage comparison unit that compares the acquired DC voltage with the calculated minimum operating voltage.
A switching element control unit for controlling the switching element of the power factor improving circuit to an on state or an off state is provided.
Based on the result of comparison between the DC voltage and the minimum operating voltage by the voltage comparison unit, the switching element control unit controls the switching element so that the DC voltage applied across the capacitor approaches the minimum operating voltage. A power factor improvement circuit characterized by this.
前記交流電圧が入力される２つの入力端子のうち、一方の入力端子に直列に接続されたリアクタと、２つのスイッチング素子の中間点とが接続され、
他方の入力端子と、２つのダイオードの中間点とが接続され、
一方のスイッチング素子と一方のダイオードとが接続された中間点と、
他方のスイッチング素子と他方のダイオードとが接続された中間点との間に、前記コンデンサが接続されることを特徴とする請求項１に記載の力率改善回路。 The two switching elements connected in series and the two diodes connected in series are connected in parallel.
Of the two input terminals to which the AC voltage is input, a reactor connected in series to one of the input terminals and an intermediate point between the two switching elements are connected.
The other input terminal and the midpoint between the two diodes are connected,
The midpoint where one switching element and one diode are connected,
The power factor improving circuit according to claim 1, wherein the capacitor is connected between an intermediate point to which the other switching element and the other diode are connected.
交流電力を入力する交流入力部とを備え、
前記交流入力部に入力された交流電力の交流電圧が、力率改善回路に入力され、
前記力率改善回路によって生成された直流電圧を、負荷機器に出力する交流直流変換装置。 The power factor improving circuit according to any one of claims 1 to 6 and
Equipped with an AC input unit for inputting AC power
The AC voltage of the AC power input to the AC input unit is input to the power factor improvement circuit.
An AC / DC converter that outputs the DC voltage generated by the power factor improvement circuit to the load equipment.
前記整流回路が、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードとからなり、前記スイッチング素子が、窒化ガリウムを使用した電界効果トランジスタ素子であり、
前記スイッチング素子を、所定の時間間隔で交互にオン状態およびオフ状態にすることにより、前記交流電圧をスイッチングして全波整流された直流電圧を生成し、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を出力する力率改善回路の直流電圧制御方法であって、
前記コンデンサの両端にかかる直流電圧を取得し、
前記出力される直流電圧で動作する負荷機器の最低動作電圧を算出し、
前記取得された直流電圧と、前記算出された最低動作電圧とを比較し、
直流電圧と最低動作電圧との比較結果に基づいて、前記コンデンサの両端にかかる直流電圧が前記最低動作電圧に近づくように、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする力率改善回路の直流電圧制御方法。 It is provided with a rectifier circuit that full-wave rectifies the input AC voltage and a capacitor that is connected in parallel to the rectifier circuit and smoothes the DC voltage after the full-wave rectification.
The rectifier circuit is composed of two switching elements and two diodes, and the switching element is a field effect transistor element using gallium nitride.
By alternately turning the switching element on and off at predetermined time intervals, the AC voltage is switched to generate a full-wave rectified DC voltage, and the DC voltage applied to both ends of the capacitor is output. It is a DC voltage control method of the power factor improvement circuit.
Obtain the DC voltage across the capacitor and
Calculate the minimum operating voltage of the load device that operates with the output DC voltage,
Comparing the acquired DC voltage with the calculated minimum operating voltage,
Based on the result of comparison between the DC voltage and the minimum operating voltage, the DC voltage of the power factor improving circuit, which controls the switching element so that the DC voltage applied across the capacitor approaches the minimum operating voltage. Control method.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018040756A JP6959167B2 (en) | 2018-03-07 | 2018-03-07 | Power factor improvement circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2018040756A JP6959167B2 (en) | 2018-03-07 | 2018-03-07 | Power factor improvement circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2019161694A JP2019161694A (en) | 2019-09-19 |
| JP6959167B2 true JP6959167B2 (en) | 2021-11-02 |
Family
ID=67993599
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2018040756A Active JP6959167B2 (en) | 2018-03-07 | 2018-03-07 | Power factor improvement circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6959167B2 (en) |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4810870B2 (en) * | 2005-04-21 | 2011-11-09 | 日産自動車株式会社 | Power supply system and power supply method |
| JP5245468B2 (en) * | 2008-03-11 | 2013-07-24 | ダイキン工業株式会社 | Gate drive circuit |
| JP2012120387A (en) * | 2010-12-03 | 2012-06-21 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Step up/down circuit, and power converter |
| JP2014099946A (en) * | 2011-03-07 | 2014-05-29 | Panasonic Corp | Step-up pfc control unit |
| JP2015006012A (en) * | 2011-10-19 | 2015-01-08 | パナソニック株式会社 | Step up/down rectification circuit system |
| JP5349636B2 (en) * | 2012-04-12 | 2013-11-20 | 三菱電機株式会社 | DC power supply device, refrigeration cycle device provided with the same, air conditioner and refrigerator equipped with the same |
| JP6120610B2 (en) * | 2013-02-26 | 2017-04-26 | シャープ株式会社 | Air conditioner and electrical equipment |
| US9590494B1 (en) * | 2014-07-17 | 2017-03-07 | Transphorm Inc. | Bridgeless power factor correction circuits |
| JP2017028878A (en) * | 2015-07-23 | 2017-02-02 | 東芝テック株式会社 | Power conversion device |
| JP6478881B2 (en) * | 2015-09-07 | 2019-03-06 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | DC power supply and air conditioner |
| JP6798802B2 (en) * | 2016-06-28 | 2020-12-09 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | DC power supply and air conditioner |
-
2018
- 2018-03-07 JP JP2018040756A patent/JP6959167B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2019161694A (en) | 2019-09-19 |
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