JP6954733B2 - レーザ用電源 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチングコンバータに関する。

産業用の加工ツールとして、レーザ加工装置が広く普及している。図１は、レーザ加工装置１ｒのブロック図である。レーザ加工装置１ｒは、ＣＯ_２レーザなどのレーザ光源２と、レーザ光源２に交流電力を供給し、励振させるレーザ用電源４ｒを備える。レーザ用電源４ｒは、直流電源６および高周波電源８を備える。直流電源６は、ＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）制御やＰＩ制御などを用いたフィードバック制御によってその出力である直流電圧Ｖ_ＤＣを目標値に安定化させる。高周波電源８は、直流電圧Ｖ_ＤＣを受け、それを交番電圧に変換して、負荷であるレーザ光源２に供給する。

ドリル用のレーザ加工装置１ｒにおいて、レーザ光源２は不連続運転する。すなわち、比較的短い数マイクロ〜１０マイクロ秒程度の発光期間と、それと同程度、あるいは短い、あるいは長い休止期間とが交互に繰り返される。レーザ光源２の出力エネルギーを安定化するためには、直流電圧Ｖ_ＤＣが所定の許容変動範囲に収まっていなければならない。

図２は、図１のレーザ加工装置１ｒの動作波形図である。本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

レーザ光源２の点灯、消灯に応じて、高周波電源８は動作期間と休止期間を繰り返す。高周波電源８が休止期間から動作期間に移行するときに、直流電源６においてフィードバックの応答遅れが生じ、直流電圧Ｖ_ＤＣが低下し、許容変動範囲から逸脱するおそれがある。高周波電源８の動作期間から休止期間に移行したときに、フィードバック遅れにより直流電圧Ｖ_ＤＣが上昇し、許容変動範囲から逸脱するおそれがある。

また異なる加工に切りかえる際に、直流電圧Ｖ_ＤＣの目標値を切りかえる場合がある。ここでも直流電源６の応答速度が遅いと、直流電圧Ｖ_ＤＣが次の目標値に到達するまでの遷移時間が長くなる。直流電圧Ｖ_ＤＣが許容電圧範囲から逸脱している期間は、レーザ光源２を発光させることができないため、稼働率（繰り返し周波数）の低下の要因となる。

許容電圧範囲を広くすると、ショットごとのレーザの出力エネルギーのばらつきが大きくなり、許容電圧範囲を狭くすると、稼働率が低下する。出力エネルギーの均一化と高い繰り返し周波数を両立するために、レーザ用電源１ｒには短時間で直流電圧Ｖ_ＤＣを目標電圧に近づけることが求められる。

特開２０１６−５９９３２号公報

本発明者らは、レーザ用電源について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。レーザ用電源には、スイッチングコンバータが用いられる。スイッチングコンバータは、スイッチング素子、リアクトルなどを含む。リアクトルには大電流が流れるため、温度上昇が生ずる。リアクトルが発熱すると、そのインダクタンス値が変動する。スイッチングコンバータのコントローラが、スイッチング素子の制御演算にリアクトルのインダクタンス値を使用している場合、インダクタンス値の変動が直流電圧Ｖ_ＤＣの変動を引き起こしてしまう。

ドリル用レーザ加工装置は年々高速化が要求されており、加工速度と加工精度の両立が求められる。レーザ用電源にもこれに寄与する改善が求められている。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、高い繰り返し周波数でも、出力エネルギーを高精度に安定化可能なレーザ用電源の提供にある。

本発明のある態様は、レーザ用電源に関する。レーザ用電源は、バンクコンデンサと、入力がバンクコンデンサと接続され、レーザ光源に交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、高周波電源の休止期間にバンクコンデンサを充電する第１スイッチングコンバータを含む充電回路と、を備える。第１スイッチングコンバータは、リアクトルと、スイッチングトランジスタと、リアクトルの温度を測定する温度センサと、温度センサが検出したリアクトルの温度にもとづいて、リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、を含む。

リアクトルのインダクタンスは、コア（鉄心）の透磁率に依存するところ、コアの透磁率は温度に応じて変動する。したがってコントローラにおいてリアクトルのインダクタンスを一定として、スイッチングトランジスタのオン時間を計算すると、インダクタンスが変動したときに、スイッチングトランジスタの１回のスイッチングによってリアクトルからバンクコンデンサに供給される充電電流の誤差が大きくなってしまう。そこでリアクトルの温度を監視し、オン時間の計算に反映させることにより、バンクコンデンサへの充電電流を高精度に制御することが可能となり、ひいてはレーザの出力エネルギーを高精度に安定化できる。

コントローラは、バンクコンデンサの電圧の検出値と目標電圧の差にもとづいて、スイッチングトランジスタのオン時間を計算してもよい。
バンクコンデンサの電圧の検出値と目標電圧の差がΔＶであるとき、バンクコンデンサに供給すべき電荷量Ｑは、Ｑ＝Ｃ×ΔＶで計算できる。したがって、この電荷量Ｑがバンクコンデンサに供給されるように、スイッチングトランジスタのオン時間を計算してもよい。

温度センサは、リアクトルのコアの温度を測定するよう構成されてもよい。温度センサはコアの表面に取り付けてもよいし、コアに埋め込んでもよい。

充電回路は、第１スイッチングコンバータによるバンクコンデンサの粗い充電動作の後に、バンクコンデンサを高精度に充電する第２スイッチングコンバータをさらに含んでもよい。第２スイッチングコンバータは、リアクトルと、スイッチングトランジスタと、リアクトルの温度を測定する温度センサと、温度センサが検出したリアクトルの温度にもとづいて、リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、を含んでもよい。
第２スイッチングコンバータのリアクトルのインダクタンスを、第１スイッチングコンバータのリアクトルのインダクタンスより小さくすることにより、第２スイッチングコンバータによる１回のスイッチング当たりの充電電荷量を小さくでき、高精度な充電が可能となる。

第２スイッチングコンバータは、バンクコンデンサを充電および放電可能な同期整流型（昇降圧型）であってもよい。これにより、バンクコンデンサが過充電されて、バンクコンデンサの電圧が目標電圧を超えた場合に、その電圧を低下させて目標電圧に近づけることができる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、高い繰り返し周波数でも、温度変動にかかわらず、レーザの出力エネルギーを安定化できる。

レーザ加工装置のブロック図である。 図１のレーザ加工装置の動作波形図である。 実施の形態に係るレーザ加工装置のブロック図である。 図３のレーザ加工装置の動作波形図である。 図５は、実施の形態に係るレーザ用電源の充電回路のブロック図である。 リアクトルを示す斜視図である。 インダクタンスの温度依存性の一例を示す図である。 第１スイッチングコンバータの動作波形図である。 変形例に係る充電回路の回路図である。 図９の充電電源の動作波形図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

図３は、実施の形態に係るレーザ加工装置１のブロック図である。レーザ加工装置１は、レーザ光源２およびレーザ用電源１００を備える。レーザ光源２は、たとえばＣＯ_２レーザである。レーザ用電源１００は、レーザ光源２に交流電力を供給し、励振させる。

レーザ用電源１００は、充電回路１０２、バンクコンデンサ１０４、高周波電源１０６を備える。高周波電源１０６は、その入力１０８がバンクコンデンサ１０４と接続され、その出力がレーザ光源２に接続されている。高周波電源１０６は、バンクコンデンサ１０４に生ずる直流電圧Ｖ_ＤＣを受け、レーザ光源２に交番電圧（駆動電圧）Ｖ_ＤＲＶを間欠的に供給する。すなわち、レーザ光源２の発光期間において高周波電源１０６はスイッチング動作し、レーザ光源２の消灯期間において高周波電源１０６のスイッチングは停止する。高周波電源１０６がスイッチングする期間を動作期間、スイッチングが停止する期間を休止期間という。高周波電源１０６の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。

バンクコンデンサ１０４は、それ単体で高周波電源１０６に電力を供給する蓄電デバイスのような直流電源と把握することができる。充電回路１０２は、高周波電源１０６の休止期間中にバンクコンデンサ１０４を目標電圧Ｖ_ＲＥＦに充電する。高周波電源１０６の動作期間中は、バンクコンデンサ１０４への充電が停止するため、バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣは、高周波電源１０６による放電により低下する。したがってバンクコンデンサ１０４の容量は、高周波電源１０６による放電の過程においても、直流電圧Ｖ_ＤＣが許容範囲の下限を下回らないように設計される。

以上がレーザ加工装置１の全体構成である。続いてその動作を説明する。図４は、図３のレーザ加工装置１の動作波形図である。高周波電源１０６は、５ｋＨｚ程度の繰り返し周波数、デューティ比５％程度で間欠動作する。高周波電源１０６の動作期間中において、バンクコンデンサ１０４が高周波電源１０６に電力を供給する電源として振る舞う。この間、充電電源１０２は停止しており、放電によってバンクコンデンサ１０４の直流電圧Ｖ_ＤＣは低下する。ただし、バンクコンデンサ１０４の容量は十分に大きいため、直流電圧Ｖ_ＤＣは許容電圧範囲の下限を下回らない。

高周波電源１０６の動作が停止し、休止期間に入ると、充電電源１０２によるバンクコンデンサ１０４の充電が開始し、バンクコンデンサ１０４が目標電圧Ｖ_ＲＥＦに充電される。レーザ加工装置１はこの動作を繰り返す。

続いてレーザ用電源１００の構成を説明する。図５は、実施の形態に係るレーザ用電源１００の充電回路１０２のブロック図である。

充電回路１０２は、整流平滑化回路１１０および第１スイッチングコンバータ１２０を備える。整流平滑化回路１１０は、商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受け、それを整流、平滑化し、直流電圧Ｖ_ＩＮを生成する。たとえば商用交流電圧Ｖ_ＡＣは、３相２００Ｖであり、直流電圧Ｖ_ＩＮは２８０Ｖである。図４に示すように整流平滑化回路１１０は、整流回路１１２と平滑キャパシタ１１４の組み合わせであってもよい。あるいは整流平滑化回路１１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータであってもよい。また商用交流電圧Ｖ_ＡＣは単相であってもよい。

バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣの目標電圧Ｖ_ＲＥＦは、たとえば５００Ｖである。第１スイッチングコンバータ１２０は、直流電圧Ｖ_ＩＮを受け、バンクコンデンサ１０４に充電電流Ｉ_ＣＨＧ１を供給する。第１スイッチングコンバータ１２０は、リアクトルＬ_１、スイッチングトランジスタＭ_１、整流ダイオードＤ_１を備えるダイオード整流型の昇圧コンバータ（Boost converter）である。この第１スイッチングコンバータ１２０が生成する充電電流Ｉ_ＣＨＧ１は、バンクコンデンサ１０４を充電する方向にのみ流れる。

温度センサ１２２は、リアクトルＬ_１の温度を測定する。温度センサ１２２は、熱電対やサーミスタ、ポジスタなどであり、測定した温度に応じた電気信号Ｓ_１を発生する。この電気信号Ｓ_１は、コントローラ１２４に入力される。

図６は、リアクトルを示す斜視図である。ここではリアクトルＬ_１として環状ソレノイドを示す。インダクタンスＬは、コア（鉄心）の透磁率μ、コイル巻線の巻数Ｎ、コイル巻線の半径ｒ、環状コアの半径Ｒを用いて以下の式で表され、コアの透磁率μに比例する。
Ｌ＝μＮ^２ｒ^２／（２Ｒ） …（１）
なおコア２００の内部にはエアギャップが存在し、エアギャップの透磁率μ_０もインダクタンスＬに影響を与えるが、エアギャップの厚みはコアの厚みに比べて十分に小さいため、式（１）では省略している。

コアの透磁率μは温度依存性を有し、温度の関数ｆ（Ｔ）で表すことができる。
μ＝ｆ（Ｔ） …（２）
式（２）を式（１）に代入すると、式（３）を得る。
Ｌ＝ｆ（Ｔ）・Ｎ^２ｒ^２／（２Ｒ） …（３）
Ｎ^２ｒ^２／（２Ｒ）は定数Ａであるから、
Ｌ＝Ａ・ｆ（Ｔ） …（４）
となる。図７は、インダクタンスの温度依存性の一例を示す図である。

上述のように実際のインダクタンスは、コアの透磁率μとエアギャップの透磁率μ_０の項を含むが、エアギャップの項は、コアの項よりも十分に小さく、さらに空気の透磁率μ_０の温度依存性は実質的にゼロとみなすことができる。また発熱体であるコイル巻線２０２の熱は、エアギャップ２０４を介してコア２００に伝わる。したがってコイル巻線２０２とコア２００の温度は必ずしも一致するわけではなく、温度センサ１２２をコイル巻線２０２に取り付けると、コア２００の温度を正確に測定することはできない。

これらの理由から、温度センサ１２２は、リアクトルＬのコアの温度Ｔを直接的に測定するよう構成される。たとえば温度センサ１２２は、コアの表面に直接取り付けられてもよいし、コアに埋め込まれてもよい。これにより、インダクタンスＬの温度変動を正確に検出できる。

図５に戻る。コントローラ１２４は、温度センサ１２２が検出したリアクトルＬ_１の温度Ｔにもとづいて、リアクトルＬ_１のインダクタンスＬを取得する。たとえば、あらかじめ測定された透磁率μと温度Ｔの関係を表す関数ｆ（Ｔ）を、コントローラ１２４に記憶しておいてもよい。そしてコントローラ１２４は式（４）にしたがってインダクタンスＬを計算してもよい。もちろんコントローラ１２４がインダクタンスＬを計算する際にはエアギャップの項を考慮してもよい。

あるいはコントローラ１２４は、温度Ｔと透磁率μの関係をルックアップテーブルとして保持しておき、テーブル参照によって、透磁率μを取得し、インダクタンスＬを計算してもよい。あるいは、温度ＴとインダクタンスＬの関係をルックアップテーブルとして保持してもよい。

コントローラ１２４は、このようにして取得されたインダクタンスＬを利用して、スイッチングトランジスタＭ_１のオン時間Ｔ_ＯＮを計算する。コントローラ１２４は、バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣの検出値Ｖ_ＤＥＴと目標電圧Ｖ_ＲＥＦの差ΔＶにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ_１のオン時間Ｔ_ＯＮを計算することができる。より詳しくは、バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣの検出値Ｖ_ＤＥＴと目標電圧Ｖ_ＲＥＦの差ΔＶにもとづいて、バンクコンデンサ１０４に供給すべき電荷量Ｑを計算し、当該電荷量Ｑが得られるようにスイッチングトランジスタＭ_１のオン時間Ｔ_ＯＮを計算してもよい。

検出値Ｖ_ＤＥＴは、高周波電源１０６の動作が停止し、バンクコンデンサ１０４から高周波電源１０６に流れる電流Ｉ_ＯＵＴがゼロになった状態で測定することが好ましい。そこでコントローラ１２４は、バンクコンデンサ１０４からの電流Ｉ_ＯＵＴを監視し、この電流Ｉ_ＯＵＴがゼロになった後に、バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣを測定するとよい。

バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣの測定値Ｖ_ＤＥＴと目標電圧Ｖ_ＲＥＦの差がΔＶであるとする。このとき、第１スイッチングコンバータ１２０がバンクコンデンサ１０４に供給すべき電荷量Ｑは、
Ｑ＝Ｃ×ΔＶ＝Ｃ×（Ｖ_ＲＥＦ−Ｖ_ＤＥＴ）
である。Ｃはバンクコンデンサ１０４の容量である。

第１スイッチングコンバータ１２０は、スイッチングトランジスタＭ_１の１回のスイッチングで、この電荷Ｑをバンクコンデンサ１０４に供給する。

図８は、第１スイッチングコンバータ１２０の動作波形図である。レーザの発光期間において、バンクコンデンサ１０４から出力電流Ｉ_ＯＵＴが高周波電源１０６に供給される。この間、レーザ用電源１００は休止状態であり、バンクコンデンサ１０４が出力電流Ｉ_ＯＵＴによって放電され、電圧Ｖ_ＤＣが低下していく。やがて出力電流Ｉ_ＯＵＴがゼロになると、電圧Ｖ_ＤＣが安定する。安定後の電圧Ｖ_ＤＣの検出値Ｖ_ＤＥＴは、コントローラ１２４に取り込まれる。

そしてコントローラ１２４は、検出値Ｖ_ＤＥＴと目標値Ｖ_ＲＥＦの差分にもとづいて、スイッチングトランジスタＭ_１のオン時間Ｔ_ＯＮを計算する。

スイッチングトランジスタＭ_１のオン区間Ｔ_ＯＮにおいて、リアクトルＬ_１の一端には入力電圧Ｖ_ＩＮが、他端には接地電圧（０Ｖ）が印加される。したがって、スイッチングトランジスタＭ_１がターンオンすると、リアクトルＬ_１に流れる電流Ｉ_Ｌは、ゼロから傾きＶ_ＩＮ／Ｌで増加していく。オン区間Ｔ_ＯＮの終了時における電流Ｉ_Ｌの量（ピーク値）は、以下の式で与えられる。
Ｉ_ＰＥＡＫ＝Ｖ_ＩＮ／Ｌ×Ｔ_ＯＮ
スイッチングトランジスタＭ_１のオン期間におけるリアクトル電流Ｉ_Ｌは、バンクコンデンサ１０４には供給されない。

続いてスイッチングトランジスタＭ_１がターンオフする。スイッチングトランジスタＭ_１がオフのとき、リアクトルＬ_１の一端には入力電圧Ｖ_ＩＮが、他端にはＶ_ＤＣ＋Ｖ_Ｆが印加される。Ｖ_Ｆは整流ダイオードＤ_１の順方向電圧である。スイッチングＭ_１のオフ期間Ｔ_ＣＨＧにおいて、リアクトル電流Ｉ_Ｌは、ピーク値Ｉ_ＰＥＡＫを初期値として、傾き（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＤＣ−Ｖ_Ｆ）／Ｌで減少していく。
Ｉ_Ｌ＝Ｉ_ＰＥＡＫ−∫（Ｖ_ＤＣ＋Ｖ_Ｆ−Ｖ_ＩＮ）／Ｌｄｔ
Ｖ_Ｆ≪Ｖ_ＤＣ，Ｖ_Ｆ≪Ｖ_ＩＮとすると、リアクトル電流Ｉ_Ｌは
Ｉ_Ｌ＝Ｉ_ＰＥＡＫ−∫（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_ＩＮ）／Ｌｄｔ
となる。ハッチングを付したリアクトル電流Ｉ_Ｌが、バンクコンデンサ１０４への充電電流Ｉ_ＣＨＧとなる。バンクコンデンサ１０４に供給される電荷量Ｑは、ハッチングを付した面積に相当する。
Ｑ＝∫｛Ｉ_ＰＥＡＫ−∫（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_ＩＮ）／Ｌｄｔ｝ｄｔ
＝∫｛Ｖ_ＩＮ／Ｌ×Ｔ_ＯＮ−∫（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_ＩＮ）／Ｌｄｔ｝ｄｔ

したがって、
Ｃ×（Ｖ_ＲＥＦ−Ｖ_ＤＥＴ）＝∫｛Ｖ_ＩＮ／Ｌ×Ｔ_ＯＮ−∫（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_ＩＮ）／Ｌｄｔ｝ｄｔ
を満たすように、オン時間Ｔ_ＯＮを計算すればよいことが分かる。

入力電圧Ｖ_ＩＮの変動が大きい場合、その電圧レベルを直流電圧Ｖ_ＤＣとともに検出することが望ましい。一方、入力電圧Ｖ_ＩＮが所定の電圧レベルに高精度に安定化されている場合、検出値ではなく規定値を用いることができる。

以上が第１スイッチングコンバータ１２０の動作である。第１スイッチングコンバータ１２０によれば、リアクトルＬ_１のインダクタンスＬの温度変動を考慮して、オン時間Ｔ_ＯＮを正確に計算することができる。これにより、温度変動が生じていても、バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣを１回スイッチングで目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づけることができる。これによりショット不良を低減できる。また充電時間が短くなるため、レーザ発光の繰り返し周波数が低下するのを抑制でき、高い繰り返しレートが実現できる。

図９は、変形例に係る充電回路１０２Ａの回路図である。充電回路１０２は、第１スイッチングコンバータ１２０に加えて、第２スイッチングコンバータ１４０を備える。第２スイッチングコンバータ１４０は、第１スイッチングコンバータ１２０によるバンクコンデンサ１０４の粗い充電動作の後に、バンクコンデンサ１０４を高精度に充電する。

第２スイッチングコンバータ１４０は、リアクトルＬ_２、スイッチングトランジスタＭ_２、同期整流トランジスタＭ_３を含む同期整流昇圧コンバータである。第１スイッチングコンバータ１２０と同様に、第２スイッチングコンバータ１４０には、リアクトルＬ_２の温度を測定する温度センサ１４２が設けられる。コントローラ１４４は、温度センサ１４２が検出したリアクトルＬ_２の温度にもとづいて、リアクトルＬ_２のインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタＭ_２のオン時間Ｔ_ＯＮおよびオフ時間（同期整流トランジスタＭ_３のオン時間Ｔ_ＯＮ）を計算する。

第２スイッチングコンバータ１４０が生成する充電電流Ｉ_ＣＨＧ２は、バンクコンデンサ１０４を充電する方向のみでなく、それを放電する方向にも流れることが可能である。第１スイッチングコンバータ１２０による充電の結果、電圧Ｖ_ＤＣが目標値Ｖ_ＲＥＦに不足する場合には、第２スイッチングコンバータ１４０により、電圧_ＤＣを上昇させる方向に微調節可能であり、第１スイッチングコンバータ１２０による充電の結果、電圧Ｖ_ＤＣが目標値Ｖ_ＲＥＦを超過した場合には、第２スイッチングコンバータ１４０により、電圧_ＤＣを低下させる方向に微調節可能である。

ここで第１スイッチングコンバータ１２０は、バンクコンデンサ１０４を急速充電する必要があり、１回のスイッチング動作で、なるべく多くの電流Ｉ_ＣＨＧ１をバンクコンデンサ１０４に供給することが求められる。したがってリアクトルＬ_１のインダクタンスＬは、大きい値が選択される。

充電電荷量は、充電電流の時間積分量である。したがって一定の電荷量を充電する場合、電流ピーク値が高いほど、充電パルス時間幅は短くなる。言い換えると、インダクタンスが小さいほど、充電速度が速い。第２スイッチングコンバータ１４０は数回のスイッチング動作で、バンクコンデンサ１０４の電荷を素早く微調節することが求められる。したがってリアクトルＬ_２のインダクタンスは、リアクトルＬ_１のそれよりも小さい値が好ましい。

第２スイッチングコンバータ１４０のコントローラ１４４によるオン時間の計算は、コントローラ１２４と同様とすることができる。あるいはコントローラ１４４は、ＰＩ制御あるいはＰＩＤ制御によって、オン時間Ｔ_ＯＮを計算してもよい。

続いて充電回路１０２Ａの動作を説明する。
図１０は、図９の充電電源１０２Ａの動作波形図である。高周波電源１０６の休止期間に入ると、はじめに第１スイッチングコンバータ１２０によるバンクコンデンサ１０４の急速充電動作が行われる。続いて、第２スイッチングコンバータ１４０のトランジスタＭ_２，Ｍ_３のスイッチングが開始し、バンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣがさらに目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づけられる。

第１スイッチングコンバータ１２０と第２スイッチングコンバータ１４０の併用によって、第１スイッチングコンバータ１２０によりバンクコンデンサ１０４の電圧Ｖ_ＤＣを短時間で目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づけ、第２スイッチングコンバータ１４０により高い精度で、電圧Ｖ_ＤＣを目標電圧Ｖ_ＲＥＦにさらに近づけ、安定化することができる。

実施の形態では、レーザ用電源に使用されるスイッチングコンバータの高精度化を説明したがその限りではなく、第１スイッチングコンバータ１２０と第２スイッチングコンバータ１４０の組み合わせ、あるいは各々は、さまざまな用途に使用することができる。本明細書には、以下の発明が開示される。

本発明のある態様は、スイッチングコンバータに関する。このスイッチングコンバータは、リアクトルと、スイッチングトランジスタと、リアクトルの温度を測定する温度センサと、温度センサが検出したリアクトルの温度にもとづいて、リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用してスイッチングトランジスタのオン時間を計算するコントローラと、を備える。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用の一側面を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１ｒ…レーザ加工装置、２…レーザ光源、４ｒ…レーザ用電源、６…直流電源、８…高周波電源、１００…レーザ用電源、１０２…充電回路、１０４…バンクコンデンサ、１０６…高周波電源、１１０…整流平滑化回路、１１２…整流回路、１１４…平滑キャパシタ、１２０…第１スイッチングコンバータ、１２２…温度センサ、１２４…コントローラ、１４０…第２スイッチングコンバータ、１４２…温度センサ、１４４…コントローラ、２００…コア、２０２…コイル巻線、２０４…エアギャップ、Ｌ_１，Ｌ_２…リアクトル、Ｍ_１…スイッチングトランジスタ、Ｄ_１…整流ダイオード、Ｍ_２…スイッチングトランジスタ、Ｍ_３…同期整流トランジスタ。

Claims (3)

1. バンクコンデンサと、
   入力が前記バンクコンデンサと接続され、レーザ光源に交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、
   前記高周波電源の休止期間に前記バンクコンデンサを充電する第１スイッチングコンバータを含む充電回路と、
   を備え、
   前記第１スイッチングコンバータは、
   第１リアクトルと、
   第１スイッチングトランジスタと、
   前記第１リアクトルのコアの表面に取り付けられ、または当該コアに埋め込まれ、当該コアの温度を測定する第１温度センサと、
   前記第１温度センサが検出した前記第１リアクトルの前記コアの温度にもとづいて、前記第１リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用して前記第１スイッチングトランジスタのオン時間を計算する第１コントローラと、
   を含むことを特徴とするレーザ用電源。
2. 前記第１コントローラは、前記バンクコンデンサの電圧の検出値と目標電圧の差にもとづいて、前記第１スイッチングトランジスタのオン時間を計算することを特徴とする請求項１に記載のレーザ用電源。
3. 前記充電回路は、前記第１スイッチングコンバータによる前記バンクコンデンサの粗い充電動作の後に、前記バンクコンデンサを高精度に充電する第２スイッチングコンバータをさらに含み、
   前記第２スイッチングコンバータは、
   第２リアクトルと、
   第２スイッチングトランジスタと、
   前記第２リアクトルのコアの表面に取り付けられ。または当該コアに埋め込まれ、当該コアの温度を測定する第２温度センサと、
   前記第２温度センサが検出した前記第２リアクトルの前記コアの温度にもとづいて、前記第２リアクトルのインダクタンスを取得し、当該インダクタンスを利用して前記第２スイッチングトランジスタのオン時間を計算する第２コントローラと、
   を含むことを特徴とする請求項１または２に記載のレーザ用電源。

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