JP6946799B2

JP6946799B2 - Power system

Info

Publication number: JP6946799B2
Application number: JP2017138001A
Authority: JP
Inventors: 光保上田; 綾井　直樹; 直樹綾井; 裕司奥田
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2017-07-14
Filing date: 2017-07-14
Publication date: 2021-10-06
Anticipated expiration: 2037-07-14
Also published as: JP2019022297A

Description

本発明は電源システムに関する。 The present invention relates to a power supply system.

直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置には一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが搭載されており、半導体のスイッチングにより、直流電力を交流電力に、又は、必要によりその逆方向にも、変換することができる。伝統的な電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの双方が常時、高周波スイッチングを行っている。 A DC / DC converter and an inverter are generally mounted on a power converter provided between a DC power supply and an AC electric circuit, and DC power is converted into AC power by switching semiconductors, or vice versa if necessary. Can also be converted. In traditional power converters, both DC / DC converters and inverters are constantly performing high frequency switching.

これに対して、常時スイッチングを行うことによる電力損失を低減して変換効率を向上させるべく、例えば直流から交流への変換時に、交流側の電圧の瞬時値と直流側の電圧とを互いに比較して、交流半サイクル内で、昇圧が必要な時はＤＣ／ＤＣコンバータのみが高周波スイッチングを行い、降圧が必要な時はインバータのみが高周波スイッチングを行うことにより、交互に高周波スイッチングを休止する期間を設ける。このような制御方式を最小スイッチング変換方式と称している。これにより、全体的なスイッチング回数を減少させた電力変換装置を提供することができる（例えば、特許文献１，２参照。）。 On the other hand, in order to reduce the power loss due to constant switching and improve the conversion efficiency, for example, when converting from DC to AC, the instantaneous value of the voltage on the AC side and the voltage on the DC side are compared with each other. In the AC half cycle, when boosting is required, only the DC / DC converter performs high-frequency switching, and when step-down is required, only the inverter performs high-frequency switching, so that the period during which high-frequency switching is alternately suspended is prepare. Such a control method is called a minimum switching conversion method. Thereby, it is possible to provide a power conversion device in which the overall number of switchings is reduced (see, for example, Patent Documents 1 and 2).

特開２０１４−２４１７１４号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-241714 特開２０１５−１４９８８２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2015-149882

上記のような最小スイッチング変換方式では、直流電源をリチウムイオンバッテリとすると、リチウムイオンバッテリとＤＣ／ＤＣコンバータとの間に流れる電流が、直流の脈流になることがわかっている。
例えば図８は、商用電力系統の系統電流（点線）、リチウムイオンバッテリからの入力電流（実線）を示すグラフの一例である。直流入力は、系統の２倍の周波数で脈動する脈流となる。 In the minimum switching conversion method as described above, it is known that when the DC power supply is a lithium ion battery, the current flowing between the lithium ion battery and the DC / DC converter becomes a DC pulsating current.
For example, FIG. 8 is an example of a graph showing a system current (dotted line) of a commercial power system and an input current (solid line) from a lithium ion battery. The DC input is a pulsating current that pulsates at twice the frequency of the system.

例えば、電力変換装置への入力電流をＩ_ｉｎ、入力電圧をＶ_ｉｎ、出力電流をＩ_ｏｕｔ、出力電圧をＶ_ｏｕｔ、変換効率をηとすると、以下のように表現できる。 For example, the input current to the power converter _{I in,} the input voltage _{V in,} the output current _{I out,} the output voltage _{V out,} the conversion efficiency and eta, can be expressed as follows.

・・・（０１）

... (01)

式（０１）の右辺の分子は、交流であるから、正弦波の２乗すなわち脈流を意味する。また、実効値は、以下のように表される。ここで、Ｉ_{ｉｎｐｅａｋ}は、入力電流のピーク値、Ｉ_{ｇｐｅａｋ}は、リチウムイオンバッテリの出力電流のピーク値、Ｉ_{ｉｎｒｍｓ}は脈動成分が無い場合の入力電流の実効値である。 Since the molecule on the right side of equation (01) is an alternating current, it means the square of a sine wave, that is, pulsating current. The effective value is expressed as follows. _{Here, I Inpeak} the peak value of the input _{current, I Gpeak} the peak value of the output current of the lithium ion _{battery, I Inrms} is the effective value of the input current when no pulsating component.

・・・（０２）

... (02)

式（０２）の結果より、脈流の場合の実効値は脈動成分が無い場合の（３／２）^１／２倍となる。導通損失は電流の２乗に比例するので、リチウムイオンバッテリでは、（３／２）すなわち１．５倍の損失が発生する。また、電流のピーク値は図８に示すように約２倍となり、リチウムイオンバッテリ内の素子の定格条件も厳しくなる。また、リチウムイオンバッテリの内部損失の増大は、バッテリ劣化を招く一因となる。 From the result of the formula (02), the effective value in the case of pulsating flow is (3/2) ^1/2 times that in the case of no pulsating component. Since the conduction loss is proportional to the square of the current, a lithium-ion battery causes a loss of (3/2), that is, 1.5 times. Further, the peak value of the current is about doubled as shown in FIG. 8, and the rating conditions of the elements in the lithium ion battery become strict. Further, the increase in the internal loss of the lithium ion battery contributes to the deterioration of the battery.

かかる課題に鑑み、本発明は、リチウムイオンバッテリに流れる脈流を低減することを目的とする。 In view of such a problem, an object of the present invention is to reduce the pulsating current flowing through the lithium ion battery.

本発明の一表現に係る電源システムは、交流波形の生成に起因して直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置と、前記電力変換装置と接続されたリチウムイオンバッテリと、前記リチウムイオンバッテリと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタと、を備えている。 The power supply system according to one expression of the present invention includes a power conversion device having a property that a DC input current becomes a pulsating flow due to generation of an AC waveform, a lithium ion battery connected to the power conversion device, and the above. It includes a lithium-ion capacitor connected in parallel with a lithium-ion battery.

本発明の電源システムによれば、リチウムイオンバッテリに流れる脈流を低減することができる。 According to the power supply system of the present invention, the pulsating current flowing through the lithium ion battery can be reduced.

電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of the circuit structure of the power conversion apparatus. 最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図であり、特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示した図である。It is a waveform diagram which shows the characteristic of the operation of a DC / DC converter and an inverter in the minimum switching conversion system simply, and in particular, is the figure which displayed the relationship of the amplitude from the DC input to the AC output in an easy-to-see manner. 図２と同じ内容を表しているが、特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。The contents are the same as those in FIG. 2, but the control timing is displayed so that it is easy to see. 電力変換装置が直流から交流への電力変換を行っている場合に、制御部によって実行される、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの制御処理を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the control process of the DC / DC converter and the inverter which is executed by the control part when the power conversion apparatus performs the power conversion from DC to AC. 本実施形態の電源システムの一例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of the power supply system of this embodiment. シミュレーション結果を示す波形図であり、横軸は時間［ｓ］、縦軸は電流［Ａ］である。It is a waveform diagram which shows the simulation result, the horizontal axis is time [s], and the vertical axis is current [A]. シミュレーション結果を示す波形図であり、横軸は時間［ｓ］、縦軸は電流［Ａ］である。It is a waveform diagram which shows the simulation result, the horizontal axis is time [s], and the vertical axis is current [A]. 商用電力系統の系統電流（点線）、入力電流（実線）を示す、従来例としてのグラフの一例である。This is an example of a graph as a conventional example showing the system current (dotted line) and input current (solid line) of a commercial power system.

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。 [Summary of Embodiment]
The gist of the embodiment of the present invention includes at least the following.

（１）この電源システムは、交流波形の生成に起因して直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置と、前記電力変換装置と接続されたリチウムイオンバッテリと、前記リチウムイオンバッテリと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタと、を備えている。 (1) This power supply system includes a power conversion device having a property that a DC input current becomes a pulsating flow due to generation of an AC waveform, a lithium ion battery connected to the power conversion device, and the lithium ion battery. It is equipped with a lithium ion capacitor connected in parallel with.

このように構成された電源システムでは、もしリチウムイオンキャパシタが接続されていなかったら、リチウムイオンバッテリに、脈動の振れ幅の比較的大きい脈流が流れる。しかし、リチウムイオンキャパシタをリチウムイオンバッテリと並列に接続すると、脈流成分はリチウムイオンキャパシタの方に多く流れる。その結果、リチウムイオンバッテリに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリの劣化を抑制することができる。リチウムイオンキャパシタは脈流成分に強く、脈流成分を引き受けても寿命への影響は出にくい。 In the power supply system configured in this way, if the lithium ion capacitor is not connected, a pulsating current having a relatively large pulsating fluctuation width flows through the lithium ion battery. However, when the lithium-ion capacitor is connected in parallel with the lithium-ion battery, more pulsation components flow toward the lithium-ion capacitor. As a result, the peak value of the pulsating current flowing through the lithium ion battery is reduced, and deterioration of the lithium ion battery can be suppressed. Lithium-ion capacitors are strong against pulsating current components, and even if they take on pulsating current components, they are unlikely to affect their lifespan.

（２）また、（１）の電源システムにおいて、前記電力変換装置は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ、中間コンデンサ及びインバータを含み、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが、交流の半サイクル内で交互に出現するよう動作する。
このような制御の場合、中間コンデンサのキャパシタンスを小さくして（例えばμＦレベル）ＤＣ／ＤＣコンバータによる交流波形の生成を邪魔しないようにするが、その反面、交流側の影響が直流側に及びやすくなり、直流の入力電流が脈流になる現象が出やすくなる。しかしながら、リチウムイオンキャパシタを接続することにより、リチウムイオンバッテリに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリの劣化を抑制することができる。 (2) Further, in the power supply system of (1), the power conversion device includes, for example, a DC / DC converter, an intermediate capacitor, and an inverter, and when the DC / DC converter performs high-frequency switching and the inverter performs high-frequency switching. It works so that the time to perform the operation alternates within the half cycle of the alternating current.
In the case of such control, the capacitance of the intermediate capacitor is reduced (for example, μF level) so as not to interfere with the generation of the AC waveform by the DC / DC converter, but on the other hand, the influence on the AC side tends to reach the DC side. Therefore, the phenomenon that the DC input current becomes a pulsating current is likely to occur. However, by connecting the lithium ion capacitor, the peak value of the pulsating flow flowing through the lithium ion battery is reduced, and the deterioration of the lithium ion battery can be suppressed.

［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電源システムについて、図面を参照して説明する。まず、電源システムを構成する電力変換装置について説明する。 [Details of Embodiment]
Hereinafter, the power supply system according to the embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. First, the power conversion device constituting the power supply system will be described.

《電力変換装置の回路構成例》
図１は、電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。図において、電力変換装置１は、直流電源２と交流電路３との間に設けられ、直流電源２の「直流電圧」が交流電路３の「交流電圧」のピーク値（波高値）より低い状態で、直流から交流へ、又は必要によりその逆に、電力変換を行うことができる。なお、「直流電圧」は、正確には、直流電源の直流電圧に直流リアクトルによる電圧降下を考慮した電圧値である。また、「交流電圧」は、正確には、インバータの交流電圧目標値である（詳細後述）。交流電路３には、電力変換装置１が設置されている需要家の負荷４Ｌ、及び、商用電力系統４Ｐが接続されている。 << Circuit configuration example of power converter >>
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a circuit configuration of a power conversion device. In the figure, the power conversion device 1 is provided between the DC power supply 2 and the AC electric line 3, and the “DC voltage” of the DC power supply 2 is lower than the peak value (peak value) of the “AC voltage” of the AC electric line 3. Then, power conversion can be performed from direct current to alternating current, or vice versa if necessary. To be precise, the "DC voltage" is a voltage value that takes into account the voltage drop due to the DC reactor in the DC voltage of the DC power supply. Further, the "AC voltage" is, to be exact, the AC voltage target value of the inverter (details will be described later). A consumer load 4L on which the power conversion device 1 is installed and a commercial power system 4P are connected to the AC electric circuit 3.

電力変換装置１は、主回路構成要素として、直流側コンデンサ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ６、中間コンデンサ９、インバータ１０、及び、フィルタ回路１１を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流リアクトル７と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１４により制御される。 The power conversion device 1 includes a DC side capacitor 5, a DC / DC converter 6, an intermediate capacitor 9, an inverter 10, and a filter circuit 11 as main circuit components. The DC / DC converter 6 includes a DC reactor 7, a high-side switching element Q1 and a low-side switching element Q2, and constitutes a DC chopper circuit. As the switching elements Q1 and Q2, for example, MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor) can be used. The MOSFET switching elements Q1 and Q2 have diodes (body diodes) d1 and d2, respectively. Each of the switching elements Q1 and Q2 is controlled by the control unit 14.

ＤＣ／ＤＣコンバータ６の高圧側は、ＤＣバス８に接続されている。ＤＣバス８の２線間に接続されている中間コンデンサ９は、小容量（１００μＦ以下、例えば数十μＦ）であり、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチングされた電圧に対しては平滑作用を発揮するが、商用周波数の２倍程度の周波数（１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で変化する電圧に対しては平滑作用を発揮しない。 The high voltage side of the DC / DC converter 6 is connected to the DC bus 8. The intermediate capacitor 9 connected between the two wires of the DC bus 8 has a small capacitance (100 μF or less, for example, several tens of μF), and exhibits a smoothing action against a voltage switched at a high frequency (for example, 20 kHz). However, it does not exert a smoothing effect on a voltage that changes at a frequency (100 Hz or 120 Hz) that is about twice the commercial frequency.

ＤＣバス８に接続されたインバータ１０は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１４により制御される。 The inverter 10 connected to the DC bus 8 includes switching elements Q3 to Q6 constituting a full bridge circuit. These switching elements Q3 to Q6 are, for example, MOSFETs. In the case of MOSFET, the switching elements Q3 to Q6 have diodes (body diodes) d3 to d6, respectively. Each of the switching elements Q3 to Q6 is controlled by the control unit 14.

インバータ１０と交流電路３との間には、フィルタ回路１１が設けられている。フィルタ回路１１は、交流リアクトル１２と、交流リアクトル１２より負荷４Ｌ側（図の右側）に設けられた交流側コンデンサ１３とを備えている。フィルタ回路１１は、インバータ１０で発生する高周波ノイズが交流電路３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。 A filter circuit 11 is provided between the inverter 10 and the AC electric circuit 3. The filter circuit 11 includes an AC reactor 12 and an AC side capacitor 13 provided on the load 4L side (right side in the figure) of the AC reactor 12. The filter circuit 11 blocks the passage of high-frequency noise generated by the inverter 10 so that it does not leak to the AC electric circuit 3 side.

計測用の回路要素としては、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の低圧側（図の左側）に、電圧センサ１５及び電流センサ１６が設けられている。電圧センサ１５は直流電源２と並列接続され、直流電源２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。電流センサ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。中間コンデンサ９には電圧センサ１７が並列接続されている。電圧センサ１７は、中間コンデンサ９の両端電圧すなわち、ＤＣバス８の電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。 As circuit elements for measurement, a voltage sensor 15 and a current sensor 16 are provided on the low voltage side (left side of the figure) of the DC / DC converter 6. The voltage sensor 15 is connected in parallel with the DC power supply 2 and detects the voltage across the DC power supply 2. The detected voltage information is provided to the control unit 14. The current sensor 16 detects the current flowing through the DC / DC converter 6. The detected current information is provided to the control unit 14. A voltage sensor 17 is connected in parallel to the intermediate capacitor 9. The voltage sensor 17 detects the voltage across the intermediate capacitor 9, that is, the voltage of the DC bus 8. The detected voltage information is provided to the control unit 14.

一方、交流側には、交流リアクトル１２に流れる電流を検出する電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８によって検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。また、交流側コンデンサ１３と並列に、電圧センサ１９が設けられている。電圧センサ１９によって検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。 On the other hand, on the AC side, a current sensor 18 for detecting the current flowing through the AC reactor 12 is provided. The current information detected by the current sensor 18 is provided to the control unit 14. Further, a voltage sensor 19 is provided in parallel with the AC side capacitor 13. The voltage information detected by the voltage sensor 19 is provided to the control unit 14.

制御部１４は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１４の記憶装置（図示せず。）に格納される。 The control unit 14 includes, for example, a computer, and the computer executes software (computer program) to realize a necessary control function. The software is stored in a storage device (not shown) of the control unit 14.

《電圧波形で見た最小スイッチング変換方式の概要》
次に、上記の電力変換装置１において実行される最小スイッチング変換方式の動作について、その概要を説明する。
図２及び図３は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図２は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図３は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図２の上段及び図３の左欄はそれぞれ、比較のために、最小スイッチング変換方式ではない伝統的なスイッチング制御を表す波形図である。また、図２の下段及び図３の右欄はそれぞれ、最小スイッチング変換方式の動作を示す波形図である。 << Overview of the minimum switching conversion method as seen from the voltage waveform >>
Next, the outline of the operation of the minimum switching conversion method executed in the power conversion device 1 will be described.
2 and 3 are waveform diagrams briefly showing the operation characteristics of the DC / DC converter 6 and the inverter 10 in the minimum switching conversion method. Both figures show the same contents, but FIG. 2 shows the relationship of amplitude from the DC input to the AC output so that it is easy to see, and FIG. 3 shows the control timing so that it is easy to see. The upper part of FIG. 2 and the left column of FIG. 3 are waveform diagrams showing traditional switching control that is not the minimum switching conversion method for comparison. Further, the lower part of FIG. 2 and the right column of FIG. 3 are waveform diagrams showing the operation of the minimum switching conversion method, respectively.

まず、図２の上段（又は図３の左欄）において、伝統的なスイッチング制御では、入力される直流電圧に対する、ＤＣ／ＤＣコンバータの一対のスイッチング素子及び直流リアクトルの相互接続点での出力は、直流電圧よりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力は中間コンデンサによって平滑化され、ＤＣバスの電圧として現れる。これに対してインバータは、ＰＷＭ制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、正弦波の交流電圧が得られる。 First, in the upper part of FIG. 2 (or the left column of FIG. 3), in the conventional switching control, the output at the interconnection point of the pair of switching elements of the DC / DC converter and the DC reactor with respect to the input DC voltage is , It is a pulse train with equal intervals higher than the DC voltage. This output is smoothed by an intermediate capacitor and appears as the voltage on the DC bus. On the other hand, the inverter performs PWM-controlled switching while reversing the polarity in half a cycle. As a result, a sinusoidal AC voltage is obtained through final smoothing.

次に、図２の下段（又は図３の右欄）の最小スイッチング変換方式では、交流電圧の瞬時値の絶対値（以下、単に交流電圧の絶対値という。）と、入力である直流電圧との比較結果に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とが動作する。具体的には、交流電圧の絶対値が直流電圧より小さいとき（又は以下のとき）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止し（図中の「ＳＴ」）、交流電圧の絶対値が直流電圧以上のとき（又は、より大きいとき）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力は中間コンデンサ９により平滑化され、ＤＣバス８に、図示の電圧として現れる。ここで、前述のように、中間コンデンサ９が小容量であることにより、交流電圧の絶対値のピーク及びその前後となる一部の波形が平滑化されずにそのまま残る。 Next, in the minimum switching conversion method in the lower part of FIG. 2 (or the right column of FIG. 3), the absolute value of the instantaneous value of the AC voltage (hereinafter, simply referred to as the absolute value of the AC voltage) and the input DC voltage are used. The DC / DC converter 6 and the inverter 10 operate according to the comparison result of. Specifically, when the absolute value of the AC voltage is smaller than the DC voltage (or when it is less than or equal to), the DC / DC converter 6 is stopped (“ST” in the figure), and the absolute value of the AC voltage is equal to or higher than the DC voltage. When (or larger), the DC / DC converter 6 performs a boosting operation (“OP” in the figure). The output of the DC / DC converter 6 is smoothed by the intermediate capacitor 9 and appears on the DC bus 8 as the voltage shown. Here, as described above, since the intermediate capacitor 9 has a small capacity, the peak of the absolute value of the AC voltage and a part of the waveform before and after the peak remain as it is without being smoothed.

これに対してインバータ１０は、交流電圧の絶対値と、直流電圧との比較結果に応じて、交流電圧の絶対値が直流電圧より小さいとき（又は以下のとき）は、高周波スイッチング（例えば２０ｋＨｚ）を行い（図中の「ＯＰ」）、交流電圧の絶対値が直流電圧以上のとき（又は、より大きいとき）は、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ１０は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、Ｑ４，Ｑ５がオフの状態（非反転）と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、Ｑ４，Ｑ５がオンの状態（反転）のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ１０の出力は交流リアクトル１２及び交流側コンデンサ１３により平滑化され、所望の交流出力が得られる。 On the other hand, the inverter 10 performs high frequency switching (for example, 20 kHz) when the absolute value of the AC voltage is smaller than (or less than or equal to) the DC voltage according to the comparison result between the absolute value of the AC voltage and the DC voltage. (“OP” in the figure), and when the absolute value of the AC voltage is greater than or equal to the DC voltage (or greater than that), high-frequency switching is stopped (“ST” in the figure). When the high frequency switching is stopped, the inverter 10 has the switching elements Q3 and Q6 on and Q4 and Q5 off (non-inverting) and the switching elements Q3 and Q6 off and Q4 and Q5 on (non-inverting). By selecting one of (reversal), only the necessary polarity reversal is performed. The output of the inverter 10 is smoothed by the AC reactor 12 and the AC side capacitor 13, and a desired AC output can be obtained.

ここで、図３の右欄に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧の動作をしているときは、インバータ１０は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス８の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ１０が高周波スイッチングするときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止して、直流側コンデンサ５の両端電圧が、直流リアクトル７及びダイオードｄ１を介してＤＣバス８に現れる。 Here, as shown in the right column of FIG. 3, when the DC / DC converter 6 and the inverter 10 alternately perform high-frequency switching operations and the DC / DC converter 6 operates for boosting. , Inverter 10 stops high frequency switching and performs only necessary polarity reversal with respect to the voltage of DC bus 8. On the contrary, when the inverter 10 switches at high frequency, the DC / DC converter 6 is stopped, and the voltage across the DC side capacitor 5 appears on the DC bus 8 via the DC reactor 7 and the diode d1.

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とによる最小スイッチング変換方式の動作が行われる。このような電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の高周波スイッチングに休止期間が生じることによって、全体的な高周波スイッチング回数を減らすことができる。これにより、電力変換の効率を、大幅に改善することができる。 As described above, the operation of the minimum switching conversion method by the DC / DC converter 6 and the inverter 10 is performed. In such a power conversion device 1, the overall number of high-frequency switching can be reduced by causing a pause period in the high-frequency switching of the switching elements Q1 to Q6. As a result, the efficiency of power conversion can be significantly improved.

《最小スイッチング変換方式の詳細》
図４は、電力変換装置１が直流から交流への電力変換を行っている場合に、制御部１４によって実行される、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の制御処理を示すフローチャートである。 << Details of minimum switching conversion method >>
FIG. 4 is a flowchart showing control processing of the DC / DC converter 6 and the inverter 10 executed by the control unit 14 when the power conversion device 1 is performing power conversion from direct current to alternating current.

まず、エンドレスな処理ループのステップＳ９から見ると、制御部１４は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。なお、この記号〈〉は平均値を意味するものとして用いる（以下同様。）。入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉・・・（１）
ここで、Ｉｉｎは、電流センサ１６によって検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値である。また、Ｖｇは、電圧センサ１５によって検出される直流入力電圧検出値である。 First, when viewed from step S9 of the endless processing loop, the control unit 14 calculates the current average input power value <Pin>. This symbol <> is used to mean the average value (the same shall apply hereinafter). The average input power value <Pin> is obtained based on the following equation (1).
<Pin> = <Iin x Vg> ... (1)
Here, Iin is a DC / DC converter current detection value detected by the current sensor 16. Further, Vg is a DC input voltage detection value detected by the voltage sensor 15.

次に、制御部１４は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。
なお、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。 Next, the control unit 14 sets the DC input current target value Ig * in comparison with the input power average value <Pin> at the time of the previous calculation (step S1).
In each of the following equations related to control other than the equation (1), unaveraged instantaneous values are used as the current detection value Iin and the DC input voltage detection value Vg.

続いて制御部１４は、下記式（２）に基づいて、電力変換装置１としての出力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。
〈Ｉａ＊〉＝η〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉・・・（２）
ここで、ηは電力変換装置１の変換効率を表す定数である。Ｖａは、電圧センサ１９によって検出される、系統電圧検出値である。 Subsequently, the control unit 14 calculates the average value <Ia *> of the output current target values of the power conversion device 1 based on the following equation (2).
<Ia *> = η <Ig * × Vg> / <Va> ・・・ (2)
Here, η is a constant representing the conversion efficiency of the power conversion device 1. Va is a system voltage detection value detected by the voltage sensor 19.

さらに、制御部１４は、下記式（３）に基づいて、出力電流目標値Ｉａ＊を、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める（ステップＳ２）。すなわち制御部１４は、電力変換装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ１０を制御する。
Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ・・・（３）
このようにして、制御部１４は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流目標値Ｉａ＊を求める。 Further, the control unit 14 obtains the output current target value Ia * as a sine wave having the same phase as the system voltage detection value Va based on the following equation (3) (step S2). That is, the control unit 14 controls the inverter 10 so that the AC power current Ia (output current) output by the power conversion device 1 is in phase with the system voltage (system voltage detection value Va).
Ia * = (√2) × <Ia *> × sinωt ・・・ (3)
In this way, the control unit 14 obtains the output current target value Ia * based on the input power average value <Pin> and the system voltage detection value Va.

次に、制御部１４は、下記式（４）により、インバータ１０を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊（インバータ１０の交流側での電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊＋ｓＣａＶａ・・・（４）
ここで、Ｃａは、交流側コンデンサ１３の静電容量、ｓはラプラス演算子である（以下同様。）。式（４）中の右辺第２項は、フィルタ回路１１の交流側コンデンサ１３に流れる電流を考慮して加算した値である。 Next, the control unit 14 calculates the inverter current target value Iinv * (current target value on the AC side of the inverter 10), which is the current target value for controlling the inverter 10, by the following equation (4) (step). S3).
Iinv * = Ia * + s CaVa ・・・ (4)
Here, Ca is the capacitance of the AC side capacitor 13, and s is the Laplace operator (the same applies hereinafter). The second term on the right side in the equation (4) is a value added in consideration of the current flowing through the AC side capacitor 13 of the filter circuit 11.

制御部１４は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、電流センサ１８によって検出される実際のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとに基づいて、インバータ１０をフィードバック制御する（ステップＳ４）。 The control unit 14 feedback-controls the inverter 10 based on the inverter current target value Iinv * and the actual inverter current detection value Iinv detected by the current sensor 18 (step S4).

一方、制御部１４は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（インバータ１０の交流側での電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋Ｚ_ａｃＩｉｎｖ＊・・・（５）
ここで、Ｚ_ａｃは、交流リアクトル１２のインピーダンスであり、式（５）の右辺第２項は、交流リアクトル１２の両端での電圧降下を考慮して加算した値である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋Ｒ_ａｃＩｉｎｖ＊＋Ｌ_ａｃ× （ｄＩｉｎｖ＊／ｄｔ）
・・・（５ａ）
となる。ここで、Ｒ_ａｃは交流リアクトル１２の抵抗、Ｌ_ａｃは交流リアクトル１２のインダクタンスで、（Ｚ_ａｃ＝Ｒ_ａｃ＋ｓＬ_ａｃ）である。 On the other hand, the control unit 14 calculates the inverter output voltage target value Vinv * (voltage target value on the AC side of the inverter 10) based on the following equation (5) (step S5).
Vinv * = Va + Z _ac Iinv * ・・・ (5)
Here, Z _ac is the impedance of the AC reactor 12, and the second term on the right side of the equation (5) is a value added in consideration of the voltage drop at both ends of the AC reactor 12.
The above equation (5) can be expressed using the derivative at time t.
_{Vinv * = Va + R ac Iinv} * + L ac × (d Iinv * / dt)
... (5a)
Will be. Here, R _ac is the resistance of the AC reactor 12, and L _ac is the inductance of the AC reactor 12, which is (Z _ac = R _ac + sL _ac ).

次に、制御部１４は、下記式（６）に示すように、直流電源側の電圧としての電圧Ｖｇ又は好ましくは下記の直流電圧Ｖｇｆと、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方をＤＣ／ＤＣコンバータ電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（図４のステップＳ６）。
直流電圧Ｖｇｆとは、ＶｇにＤＣ／ＤＣコンバータ６のインピーダンスＺ_ｄｃによる電圧降下を考慮した電圧であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値をＩｉｎとして、Ｖｇｆ＝Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎである。従って、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎ，｜Ｖｉｎｖ＊｜）・・・（６）
とすることができる。
上記式（６）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−（Ｒ_ｄｃＩｉｎ＋Ｌ_ｄｃ（ｄＩｉｎ／ｄｔ），｜Ｖｉｎｖ＊｜）
・・・（６ａ）
である。ただし、Ｒ_ｄｃは直流リアクトルの抵抗、Ｌ_ｄｃは直流リアクトルのインダクタンスで、（Ｚ＝Ｒ_ｄｃ＋ｓＬ_ｄｃ）である。 Next, as shown in the following equation (6), the control unit 14 compares the voltage Vg as the voltage on the DC power supply side or preferably the following DC voltage Vgf with the absolute value of the inverter output voltage target value Vinv *. Then, the larger one is determined as the DC / DC converter voltage target value Vo * (step S6 in FIG. 4).
_{The DC voltage Vgf is a voltage in which the voltage drop due to the impedance Z dc} of the DC / DC converter 6 is taken into consideration in Vg, and Vgf = Vg-Z _dc Iin, where the DC / DC converter current detection value is Iin. Therefore,
Vo * = Max (Vg-Z _dc Iin, | Vinv * |) ... (6)
Can be.
The above equation (6) can be expressed using the derivative at time t.
Vo * = Max (Vg- (R _dc Iin + L _dc (d Iin / dt), | Vinv * |)
... (6a)
Is. However, R _dc is the resistance of the DC reactor, and L _dc is the inductance of the DC reactor, which is (Z = R _dc + sL _dc ).

さらに、制御部１４は、下記式（７）に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）＋（ｓＣＶｏ＊）×Ｖｏ＊｝
／（Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎ）・・・（７）
ここで、Ｃは、中間コンデンサ９の静電容量である。 Further, the control unit 14 calculates the DC / DC converter current target value Iin * based on the following equation (7) (step S7).
Iin * = {(Iinv * × Vinv *) + (s C Vo *) × Vo *}
/ (Vg-Z _dc Iin) ・・・ (7)
Here, C is the capacitance of the intermediate capacitor 9.

式（７）中、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている第２項は、中間コンデンサ９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ１０の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。なお、さらに、予め電力変換装置１の電力損失を測定しておけば、式（７）の上記第２項プラス第３項として、電力損失も考慮することができる。 In the equation (7), the second term added to the product of the inverter current target value Iinv * and the inverter output voltage target value Vinv * is a value considering the reactive power passing through the intermediate capacitor 9. That is, the value of Iin * can be obtained more accurately by considering the reactive power in addition to the power target value of the inverter 10. Further, if the power loss of the power conversion device 1 is measured in advance, the power loss can also be considered as the above-mentioned second item plus the third item of the equation (7).

なお、中間コンデンサ９の静電容量Ｃ及び電力損失が、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（８）が成立する。
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ・・・（８）
この式（８）によって求まるＩｉｎ＊を、式（６ｂ）、（７）の右辺に含まれるＩｉｎとして用いることができる。 When the capacitance C and the power loss of the intermediate capacitor 9 are sufficiently smaller than (Iinv * × Vinv *), the following equation (8) is established.
Iin * = (Iinv * × Vinv *) / Vg ・・・ (8)
The Iin * obtained by the equation (8) can be used as the Iin contained in the right side of the equations (6b) and (7).

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊と、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
上記ステップＳ８の後、制御部１４は、前述の式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。 As described above, the DC / DC converter 6 is feedback-controlled by the DC / DC converter current target value Iin * and the DC / DC converter current detection value Iin (step S8).
After step S8, the control unit 14 obtains the current average input power value <Pin> based on the above equation (1) (step S9).

《電源システム》
次に、電力変換装置１に直流電源も加えた電源システムについて説明する。
図５は、本実施形態の電源システム１００の一例を示す回路図である。なお電力変換装置１の詳細は、既に説明したので、説明は省略する。
図５において、電源システム１００には、２種類の直流電源が互いに並列の関係で接続されている。２種類とはすなわち、リチウムイオンバッテリ２Ｂと、リチウムイオンキャパシタ２Ｃである。《Power system》
Next, a power supply system in which a DC power supply is added to the power conversion device 1 will be described.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of the power supply system 100 of the present embodiment. Since the details of the power conversion device 1 have already been described, the description thereof will be omitted.
In FIG. 5, two types of DC power supplies are connected to the power supply system 100 in a parallel relationship with each other. The two types are a lithium ion battery 2B and a lithium ion capacitor 2C.

リチウムイオンバッテリ２Ｂは、バッテリ２１、内部抵抗２２、インダクタンス２３を含み、シミュレーションのための電流センサ２４も備えている。バッテリ２１は、リチウムイオンバッテリの多数のセルの集合体であり、全体としては例えば１００．５Ｖ（３．３５Ｖ×３０）である。内部抵抗２２も多数のセルの集合体としての合計の内部抵抗であり、例えば２２５．５ｍΩ（７．５ｍΩ×３０）である。インダクタンス２３も多数のセルの集合体としての合計のインダクタンスであり、例えば９．０μＨ（３００ｎＨ×３０）である。セル単位では、例えば、電圧３．３５Ｖ（３．０Ｖ〜３．７Ｖ）、内部抵抗７．５ｍΩ、インダクタンス３００ｎＨ、容量１．８Ａｈ、６．０３Ｗｈである。 The lithium ion battery 2B includes a battery 21, an internal resistance 22, an inductance 23, and also includes a current sensor 24 for simulation. The battery 21 is an aggregate of a large number of cells of a lithium ion battery, and is, for example, 100.5 V (3.35 V × 30) as a whole. The internal resistance 22 is also the total internal resistance as an aggregate of a large number of cells, for example, 225.5 mΩ (7.5 mΩ × 30). The inductance 23 is also the total inductance as an aggregate of a large number of cells, for example, 9.0 μH (300 nH × 30). In cell units, for example, the voltage is 3.35V (3.0V to 3.7V), the internal resistance is 7.5mΩ, the inductance is 300nH, the capacity is 1.8Ah, and 6.03Wh.

リチウムイオンキャパシタ２Ｃは、キャパシタ２５、内部抵抗２６、インダクタンス２７を含み、シミュレーションのための電流センサ２８も備えている。キャパシタ２５は、リチウムイオンキャパシタの多数の単位キャパシタの集合体であり、全体としては例えば１００．５Ｖ（３．３５Ｖ×３０）である。内部抵抗２６も多数のセルの集合体としての合計の内部抵抗であり、例えば３６ｍΩ（１．２ｍΩ×３０）である。インダクタンス２７も多数の単位キャパシタの集合体としての合計のインダクタンスであり、例えば２３．４μＨ（７８０ｎＨ×３０）である。単位キャパシタとしては、例えば、電圧３．３５Ｖ（３．０Ｖ〜３．７Ｖ）、内部抵抗１．２ｍΩ、インダクタンス７８０ｎＨ、容量１．０Ａｈ、３．３５Ｗｈである。 The lithium ion capacitor 2C includes a capacitor 25, an internal resistance 26, an inductance 27, and also includes a current sensor 28 for simulation. The capacitor 25 is an assembly of a large number of unit capacitors of a lithium ion capacitor, and is, for example, 100.5 V (3.35 V × 30) as a whole. The internal resistance 26 is also the total internal resistance as an aggregate of a large number of cells, for example, 36 mΩ (1.2 mΩ × 30). The inductance 27 is also the total inductance as an aggregate of a large number of unit capacitors, for example, 23.4 μH (780 nH × 30). The unit capacitor is, for example, a voltage of 3.35 V (3.0 V to 3.7 V), an internal resistance of 1.2 mΩ, an inductance of 780 nH, a capacity of 1.0 Ah, and a capacity of 3.35 Wh.

上記数値例において、リチウムイオンキャパシタ２Ｃと、リチウムイオンバッテリ２Ｂとでは、インダクタンスは桁がμ単位で影響が少なく、これに対して、抵抗は１０００倍のｍ（ミリ）単位であり、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの方がリチウムイオンバッテリ２Ｂよりも１桁小さい。そのため、インピーダンスとしては、リチウムイオンバッテリ２Ｂよりも、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの方が低い。従って、脈流成分がリチウムイオンキャパシタ２Ｃの方に多く流れることが期待される。 In the above numerical example, in the lithium ion capacitor 2C and the lithium ion battery 2B, the inductance has little influence in μ units, whereas the resistance is 1000 times in m (millimeter) units, and the lithium ion capacitor. 2C is an order of magnitude smaller than the lithium-ion battery 2B. Therefore, the impedance of the lithium ion capacitor 2C is lower than that of the lithium ion battery 2B. Therefore, it is expected that a large amount of pulsating current component flows toward the lithium ion capacitor 2C.

そこで、電力変換装置１に、直流から交流への変換動作を行わせた状態で、リチウムイオンバッテリ２Ｂは常時接続し、リチウムイオンキャパシタ２Ｃを並列に接続しない状態と、並列に接続した状態とで、どのように電流が変化するかを、電流センサ２４に流れる電流及び、電流センサ２８に流れる電流に基づいて、シミュレーションで調べた。 Therefore, with the power conversion device 1 performing the conversion operation from direct current to alternating current, the lithium ion battery 2B is always connected, and the lithium ion capacitor 2C is not connected in parallel and is connected in parallel. , How the current changes was investigated by simulation based on the current flowing through the current sensor 24 and the current flowing through the current sensor 28.

図６及び図７は、シミュレーション結果を示す波形図であり、横軸は時間［ｓ］、縦軸は電流［Ａ］である。
図６は、リチウムイオンキャパシタ２Ｃを接続しない場合に、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電流センサ２４に流れる電流の波形図である。図示のように、直流ではあるが、１００Ｈｚ（交流の周波数を５０Ｈｚとした場合の、２倍）で脈動する波形となっている。 6 and 7 are waveform diagrams showing the simulation results, with the horizontal axis representing time [s] and the vertical axis representing current [A].
FIG. 6 is a waveform diagram of the current flowing through the current sensor 24 of the lithium ion battery 2B when the lithium ion capacitor 2C is not connected. As shown in the figure, although it is a direct current, it has a waveform that pulsates at 100 Hz (twice the case where the AC frequency is 50 Hz).

図７は、リチウムイオンキャパシタ２Ｃをリチウムイオンバッテリ２Ｂに並列に接続した場合に、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電流センサ２４に流れる電流（実線）及び、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの電流センサ２８に流れる電流（一点鎖線）の波形図である。リチウムイオンキャパシタ２Ｃに流れる電流は、方向が交互に変わる周波数１００Ｈｚの交流の波形となっている。一方、リチウムイオンバッテリ２Ｂに流れる電流は、少し脈動はあるものの、図６と比べれば明らかに、脈動の振れ幅が低減されていることがわかる。 FIG. 7 shows a current (solid line) flowing through the current sensor 24 of the lithium ion battery 2B and a current flowing through the current sensor 28 of the lithium ion capacitor 2C (one point) when the lithium ion capacitor 2C is connected in parallel to the lithium ion battery 2B. It is a waveform diagram of (chain line). The current flowing through the lithium ion capacitor 2C has an alternating current waveform with a frequency of 100 Hz in which the directions alternate. On the other hand, although the current flowing through the lithium ion battery 2B has some pulsation, it can be clearly seen that the fluctuation width of the pulsation is reduced as compared with FIG.

数値的には、図６（リチウムイオンバッテリのみ）の場合、電流の実効値は７．９４Ａ、平均値は６．４８Ａであった。この場合、実効値は平均値の１．２３倍（７．９４／６．４８）である。
図７の場合、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電流の実効値は６．７５Ａ、平均値は６．７１Ａであった。この場合、実効値は平均値と微差しかなく、脈流は抑制されている。また、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの電流の実効値は４．００Ａ、平均値は３．６１Ａであった。 Numerically, in the case of FIG. 6 (lithium ion battery only), the effective value of the current was 7.94A and the average value was 6.48A. In this case, the effective value is 1.23 times the average value (7.94 / 6.48).
In the case of FIG. 7, the effective value of the current of the lithium ion battery 2B was 6.75A, and the average value was 6.71A. In this case, the effective value is not slightly different from the average value, and the pulsating flow is suppressed. The effective value of the current of the lithium ion capacitor 2C was 4.00A, and the average value was 3.61A.

《まとめ》
以上のように、本実施形態の電源システム１００は、交流電流である出力電流の影響を受けて、直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置１の直流電源として、リチウムイオンバッテリ２Ｂと、このリチウムイオンバッテリと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタ２Ｃとを備える。 "summary"
As described above, the power supply system 100 of the present embodiment is a lithium ion battery as a DC power source of the power conversion device 1 having a property that the DC input current becomes a pulsating flow under the influence of the output current which is an alternating current. It includes 2B and a lithium ion capacitor 2C connected in parallel with the lithium ion battery.

このように構成された電源システム１００では、もしリチウムイオンキャパシタ２Ｃが接続されていなかったら、リチウムイオンバッテリ２Ｂに脈動の振れ幅の比較的大きい脈流が流れる。しかし、リチウムイオンキャパシタ２Ｃをリチウムイオンバッテリ２Ｂと並列に接続することによって、脈流成分はリチウムイオンキャパシタ２Ｃの方に多く流れる。その結果、リチウムイオンバッテリ２Ｂに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリ２Ｂの劣化を抑制することができる。リチウムイオンキャパシタ２Ｃは脈流成分に強く、脈流成分を引き受けても寿命への影響は出にくい。 In the power supply system 100 configured in this way, if the lithium ion capacitor 2C is not connected, a pulsating current having a relatively large pulsating fluctuation width flows through the lithium ion battery 2B. However, by connecting the lithium ion capacitor 2C in parallel with the lithium ion battery 2B, a large amount of pulsating component flows toward the lithium ion capacitor 2C. As a result, the peak value of the pulsating current flowing through the lithium ion battery 2B is reduced, and deterioration of the lithium ion battery 2B can be suppressed. The lithium-ion capacitor 2C is strong against pulsating current components, and even if it takes on pulsating current components, it does not have an effect on the service life.

このようにリチウムイオンバッテリ２Ｂにリチウムイオンキャパシタ２Ｃを並列接続する構成は、いわゆる最小スイッチング変換方式の電力変換装置１には特に好適である。最小スイッチング変換方式では、中間コンデンサ９のキャパシタンスを小さくして（例えばμＦレベル）ＤＣ／ＤＣコンバータ６による交流波形の生成を邪魔しないようにするが、その反面、交流側の影響が直流側に及びやすくなり、直流の入力電流が脈流になる現象が出やすくなる。しかしながら、リチウムイオンキャパシタ２Ｃをリチウムイオンバッテリ２Ｂと並列に接続することにより、リチウムイオンバッテリ２Ｂに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリ２Ｂの劣化を抑制することができる。 Such a configuration in which the lithium ion capacitor 2C is connected in parallel to the lithium ion battery 2B is particularly suitable for the power conversion device 1 of the so-called minimum switching conversion method. In the minimum switching conversion method, the capacitance of the intermediate capacitor 9 is reduced (for example, μF level) so as not to interfere with the generation of the AC waveform by the DC / DC converter 6, but on the other hand, the influence of the AC side extends to the DC side. This makes it easier for the DC input current to become a pulsating current. However, by connecting the lithium ion capacitor 2C in parallel with the lithium ion battery 2B, the peak value of the pulsating flow flowing through the lithium ion battery 2B is reduced, and deterioration of the lithium ion battery 2B can be suppressed.

《その他》
なお、図５の電力変換装置１は最小スイッチング変換方式のものとして説明したが、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電圧が交流電圧の絶対値のピーク値よりも高い場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータを省略してインバータのみの構成とする場合もある。この場合、最小スイッチング変換方式ではないが、ＤＣ／ＤＣコンバータが無い分、直流側に交流側の影響が出やすく、直流の入力電流が脈流になる可能性がある。従って、このような場合も、リチウムイオンバッテリに並列にリチウムイオンキャパシタを接続する構成が適用できる。 "others"
Although the power conversion device 1 in FIG. 5 has been described as having a minimum switching conversion method, if the voltage of the lithium ion battery 2B is higher than the peak value of the absolute value of the AC voltage, the DC / DC converter is omitted. In some cases, only the inverter is configured. In this case, although it is not the minimum switching conversion method, since there is no DC / DC converter, the influence of the AC side is likely to appear on the DC side, and the DC input current may become a pulsating current. Therefore, even in such a case, a configuration in which a lithium ion capacitor is connected in parallel with the lithium ion battery can be applied.

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。 << Supplement >>
It should be noted that the embodiments disclosed this time are exemplary in all respects and are not considered to be restrictive. The scope of the present invention is indicated by the scope of claims, and is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims.

１電力変換装置
２直流電源
２Ｂリチウムイオンバッテリ
２Ｃリチウムイオンキャパシタ
３交流電路
４Ｌ負荷
４Ｐ商用電力系統
５直流側コンデンサ
６ＤＣ／ＤＣコンバータ
７直流リアクトル
８ＤＣバス
９中間コンデンサ
１０インバータ
１１フィルタ回路
１２交流リアクトル
１３交流側コンデンサ
１４制御部
１５電圧センサ
１６電流センサ
１７電圧センサ
１８電流センサ
１９電圧センサ
２１バッテリ
２２内部抵抗
２３インダクタンス
２４電流センサ
２５キャパシタ
２６内部抵抗
２７インダクタンス
２８電流センサ
ｄ１〜ｄ６ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６スイッチング素子
１００電源システム 1 Power converter 2 DC power supply 2B Lithium ion battery 2C Lithium ion capacitor 3 AC electric circuit 4L load 4P Commercial power system 5 DC side capacitor 6 DC / DC converter 7 DC reactor 8 DC bus 9 Intermediate capacitor 10 Inverter 11 Filter circuit 12 AC reactor 13 AC side capacitor 14 Control unit 15 Voltage sensor 16 Current sensor 17 Voltage sensor 18 Current sensor 19 Voltage sensor 21 Battery 22 Internal resistance 23 Inductivity 24 Current sensor 25 Capacitor 26 Internal resistance 27 Inductivity 28 Current sensor d1 to d6 Diode Q1 to Q6 Switching Element 100 power system

Claims

A power converter that has the property that a DC input current becomes a pulsating current due to the generation of an AC waveform.
The power converter comprises a DC power source that provides the input current.
The DC power supply
A lithium-ion battery connected to the power converter and
A lithium-ion capacitor connected in parallel with the lithium-ion battery and flowing an alternating current synchronized with the pulsating current,
Power system with.

The power conversion device includes a DC / DC converter, an intermediate capacitor, and an inverter, and a time when the DC / DC converter performs high-frequency switching and a time when the inverter performs high-frequency switching appear alternately within a half cycle of alternating current. The power supply system according to claim 1, which operates in such a manner.