JP6933782B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

この無停電電源装置（１）は、商用交流電源（２１）の停電時に、バッテリ（２２）から供給される第１の直流電圧（ＶＢ）を第２の直流電圧（ＶＤＣ）に変換してインバータ（８）に供給する双方向チョッパ（５）を備える。双方向チョッパは、第２の直流電圧を安定化させるコンデンサ（Ｃ１１，Ｃ１２）を含む。この無停電電源装置は、さらに、バッテリの出力電流（Ｉｂ）を検出する電流検出器（６）と、電流検出器の検出結果に基づいて、所定時間（Δｔ）が経過する毎にコンデンサの温度上昇推定値（Ｔａ）を算出し、算出した温度上昇推定値が上限値（Ｔｈ）よりも高い場合に双方向チョッパの運転を停止させる制御回路（７）とを備える。

Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、チョッパの出力電圧を安定化させるコンデンサを備える電力変換装置に関する。

たとえば国際公開第２０１０／１００７３７号明細書（特許文献１）には、直流電源から供給される第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して直流負荷に供給するチョッパと、第２の直流電圧を安定化させるコンデンサとを備える電力変換装置が開示されている。

国際公開第２０１０／１００７３７号明細書

このような電力変換装置では、チョッパの運転を開始すると、コンデンサの温度が徐々に上昇する。コンデンサの温度上昇値が上限値を超えると、熱暴走が発生してコンデンサが破損する。従来は、コンデンサの破損を防止するため、コンデンサの温度上昇飽和値が上限値を超えないように、大容量のコンデンサを使用していた。このため、装置が大型化、高コスト化するという問題があった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、小型で低コストの電力変換装置を提供することである。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源から供給される第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して直流負荷に供給するチョッパと、第２の直流電圧を安定化させるコンデンサと、直流電源の出力電流を検出する電流検出器と、電流検出器の検出結果に基づいて、予め定められた時間が経過する毎にコンデンサの温度上昇値を推定し、推定した温度上昇値が上限値よりも高い場合にチョッパの運転を停止させる制御回路とを備えたものである。

この発明に係る電力変換装置では、電流検出器の検出結果に基づいて、所定時間が経過する毎にコンデンサの温度上昇値を推定し、推定した温度上昇値が上限値よりも高い場合にチョッパの運転を停止させる。したがって、小容量のコンデンサを使用することができ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

実施の形態１に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示す双方向チョッパの構成を示す回路図である。 図２に示す制御回路７の構成を示すブロック図である。 図３に示す放電判定器の構成を示すブロック図である。 図４に示す記憶部の記憶内容を説明するための図である。 図５に示す電解コンデンサの温度上昇値の時間変化を示すタイムチャートである。 図５および図６で説明する実験結果を例示する図である。 図７に示す直流電流と温度上昇飽和値との関係を示す図である。 図４に示す演算部の動作を説明するためのタイムチャートである。 図４に示す放電判定器の動作を説明するためのタイムチャートである。 図３に示すＰＷＭ制御部の構成を示すブロック図である。 図１１に示すＰＷＭ制御部の動作を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態２に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１３に示す双方向チョッパの構成を示す回路図である。

［実施の形態１］
図１は、実施の形態１による無停電電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。図１において、この無停電電源装置１は、電流検出器２，６，９、コンバータ３、直流ラインＬ１〜Ｌ３、コンデンサＣ１，Ｃ２，１１、制御回路４，７，１４、双方向チョッパ５、インバータ８、リアクトル１０、および電磁接触器１２，１３を備える。

この無停電電源装置１は、商用交流電源２１から供給される商用周波数の交流電力によって駆動される。商用交流電源２１からの供給される交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御回路４によって検出される。電流検出器２は、商用交流電源２１からコンバータ３に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御回路４に与える。

コンバータ３（順変換器）は、制御回路４によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が正常に供給されている場合（商用交流電源２１の健全時）には、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された場合（商用交流電源２１の停電時）には、コンバータ３の運転は停止される。

コンバータ３は、商用交流電源２１の健全時には、商用交流電源２１から供給される交流電圧Ｖｉに基づいて３レベルの直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ３を生成し、直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ３をそれぞれ直流ラインＬ１〜Ｌ３に出力する。直流電圧Ｖｄｃ１は正電圧であり、直流電圧Ｖｄｃ２は負電圧であり、直流電圧Ｖｄｃ３は接地電圧（０Ｖ）である。ＶＤＣ１＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ３であり、ＶＤＣ２＝Ｖｄｃ３−Ｖｄｃ２であり、ＶＤＣ１＝ＶＤＣ２である。Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２＝ＶＤＣとすると、ＶＤＣ１＋ＶＤＣ２＝ＶＤＣである。

コンデンサＣ１は、直流ラインＬ１，Ｌ３間に接続され、直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣ１を平滑化させる。コンデンサＣ２は、直流ラインＬ３，Ｌ２間に接続され、直流ラインＬ３，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣ２を平滑化させる。直流ラインＬｌ，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御回路４によって検出される。

制御回路４は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて商用交流電源２１の停電が発生したか否かを検出する。商用交流電源２１の健全時には、制御回路４は、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、および直流電圧ＶＤＣに基づいて、直流電圧ＶＤＣが所定の参照直流電圧ＶＤＣｒ（たとえば、６６０Ｖ）になるようにコンバータ３を制御する。商用交流電源２１の停電時には、制御回路４は、コンバータ３の運転を停止させる。

直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、インバータ８に接続されるとともに、双方向チョッパ５の高電圧側ノード５ａ，５ｂ，５ｃにそれぞれ接続される。双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄ，５ｅは、それぞれバッテリ２２の正極および負極に接続される。バッテリ２２（電力貯蔵装置）は、直流電力を蓄える。

双方向チョッパ５は、制御回路７によって制御され、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ３によって生成された直流電力をバッテリ２２に蓄え、商用交流電源２１の停電が発生したことに応じて、バッテリ２２の直流電力を直流ラインＬ１〜Ｌ３を介してインバータ８に供給する。

直流ラインＬｌ，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御回路７によって検出される。直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣ１の瞬時値と、直流ラインＬ３，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣ２の瞬時値とを加算して、直流ラインＬｌ，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣの瞬時値を求めても構わない。

電流検出器６は、双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄとバッテリ２２の正極との間に流れる直流電流Ｉｂを検出し、その検出値を示す信号Ｉｂｆを制御回路７に与える。バッテリ２２の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御回路７によって検出される。

制御回路７は、直流電圧ＶＤＣ、直流電流Ｉｂ、およびバッテリ２２の端子間電圧ＶＢに基づいて、双方向チョッパ７を制御する。制御回路７は、直流電流Ｉｂの極性に基づいて、商用交流電源２１の停電が発生したか否かを判別する。

制御回路７は、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ３によって生成された直流電力がバッテリ２２に蓄えられ、かつバッテリ２２の端子間電圧ＶＢが所定の参照直流電圧ＶＢｒ（たとえば、４８０Ｖ）になるように双方向チョッパ５を制御する。

また、制御回路７は、商用交流電源２１の停電が発生したことに応じて、バッテリ２２の直流電力がインバータ８に供給され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが所定の参照直流電圧ＶＤＣｒ（たとえば、６６０Ｖ）になるように双方向チョッパ５を制御する。

また、制御回路７は、直流電流Ｉｂと、双方向チョッパ５に含まれるコンデンサの温度上昇の時定数と、コンデンサの温度上昇飽和値との関係を示す情報を記憶している。制御回路７は、商用交流電源２１の停電時には、直流電源Ｉｂと記憶した情報とに基づいて、所定時間が経過する毎にコンデンサの温度上昇推定値を算出し、算出した温度上昇推定値が上限値を超えた場合には、双方向チョッパ５の運転を停止する。

インバータ８は、制御回路１４によって制御され、コンバータ３または双方向チョッパ５から直流ラインＬ１〜Ｌ３を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ８は、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ３から直流ラインＬ１〜Ｌ３を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、商用交流電源２１の停電が発生したことに応じて、バッテリ２２から双方向チョッパ５を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ８の交流出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。

このとき、インバータ８は、直流ラインＬ１〜Ｌ３の直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ３に基づいて、交流出力電圧Ｖｏを生成する。制御回路１４は、交流出力電圧Ｖｏおよび交流出力電流Ｉｏに基づいて、交流出力電圧Ｖｏが所定の参照交流電圧Ｖｏｒになるようにインバータ８を制御する。

インバータ８の出力ノードはリアクトル１０の一方端子に接続され、リアクトル１０の他方端子（ノードＮ１）は電磁接触器１２を介して負荷２３に接続される。コンデンサ１１は、ノードＮ１と直流ラインＬ３との間に接続される。負荷２３の接地端子２３ａは、直流ラインＬ３に接続される。

リアクトル１０およびコンデンサ１１は、低域通過フィルタを構成し、インバータ８で生成された商用周波数の交流電力を負荷２３に通過させ、インバータ８で発生するスイッチング周波数の信号が負荷２３に通過することを防止する。インバータ８、リアクトル１０、およびコンデンサ１１は逆変換器を構成する。インバータ８、リアクトル１０、コンデンサ１１、および負荷２３（交流負荷）は、直流負荷を構成する。

電流検出器９は、インバータ８の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御回路１４に与える。ノードＮ１に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御回路１４によって検出される。制御回路１４は、交流出力電圧Ｖｏおよび交流出力電流Ｉｏに基づいて、交流出力電圧Ｖｏが所定の参照交流電圧Ｖｏｒになるようにインバータ８を制御する。

電磁接触器１２は、インバータ８によって生成された交流電力を負荷２３に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、商用交流電源２１からの交流電力を負荷２３に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。

電磁接触器１３は、商用交流電源２１と負荷２３の間に接続され、インバータ給電モード時にはオフされ、バイパス給電モード時にはオンされる。また、インバータ給電モード時においてインバータ８が故障した場合には、電磁接触器１３がオンされるとともに電磁接触器１２がオフされ、商用交流電源２１からの交流電力が負荷２３に供給される。

図２は、双方向チョッパ５の構成を示す回路図である。図２において、双方向チョッパ５は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、リアクトルＸ１，Ｘ２、およびコンデンサＣ１１，Ｃ１２を含む。

ＩＧＢＴＱ１のコレクタは高電圧側ノード５ａに接続され、そのエミッタはリアクトルＸ１を介して低電圧側ノード５ｄに接続されるとともに、ＩＧＢＴＱ２のコレクタに接続される。ＩＧＢＴＱ２のエミッタは、高電圧側ノード５ｃに接続されるとともに、ＩＧＢＴＱ３のコレクタに接続される。ＩＧＢＴＱ３のエミッタはリアクトルＸ２を介して低電圧側ノード５ｅに接続されるとともに、ＩＧＢＴＱ４のコレクタに接続される。ＩＧＢＴＱ４のエミッタは、高電圧側ノード５ｂに接続される。

ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４に逆並列に接続される。コンデンサＣ１１は、高電圧側ノード５ａ，５ｃ間に接続され、高電圧側ノード５ａ，５ｃ間の直流電圧ＶＤＣ１を安定化させる。コンデンサＣ１２は、高電圧側ノード５ｃ，５ｂ間に接続され、高電圧側ノード５ｃ，５ｂ間の直流電圧ＶＤＣ２を安定化させる。

ＩＧＢＴＱ１（第１のスイッチング素子）およびＩＧＢＴＱ４（第４のスイッチング素子）は、商用交流電源２１の健全時に、所定周波数でオンおよびオフされ、コンバータ３によって生成された直流電力をバッテリ２２に蓄える。商用交流電源２１の健全時には、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３はオフ状態に固定される。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４は、制御回路７からのゲート信号Ｓ１によって制御される。ゲート信号Ｓ１は、所定周波数で交互に「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｓ１が「Ｈ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオンし、ゲート信号Ｓ１が「Ｌ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフする。

商用交流電源２１の健全時において、ＶＤＣ＞ＶＢである場合にＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオンされると、直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１、リアクトルＸ１、バッテリ２２、リアクトルＸ２、およびＩＧＢＴＱ４を介して直流ラインＬ２に至る経路に電流Ｉｂが流れ、バッテリ２２が充電されるとともに、リアクトルＸ１，Ｘ２に電磁エネルギーが蓄えられる。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフされると、リアクトルＸ１の一方端子（バッテリ２２側の端子）からバッテリ２２、リアクトルＸ２、およびダイオードＤ３，Ｄ２を介してリアクトルＸ１の他方端子に至る経路で電流が流れ、バッテリ２２が充電されるとともに、リアクトルＸ１，Ｘ２の電磁エネルギーが放出される。

ゲート信号Ｓ１が「Ｈ」レベルにされる時間（パルス幅）と１周期との比は、デューティ比と呼ばれる。ゲート信号Ｓ１のデューティ比を調整することにより、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢを所定の参照直流電圧ＶＢｒに調整することが可能となっている。直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣ＝ＶＤＣ１＋ＶＤＣ２は降圧されてバッテリ２２に与えられ、ＶＢ＜ＶＤＣとなる。

ＩＧＢＴＱ２（第２のスイッチング素子）およびＩＧＢＴＱ３（第３のスイッチング素子）は、商用交流電源２１の停電が発生したことに応じて、所定周波数でオンおよびオフされ、バッテリ２２の直流電力をインバータ８に供給する。

ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３は、制御回路７からのゲート信号Ｓ２によって制御される。ゲート信号Ｓ２は、一定周波数で交互に「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｓ２が「Ｈ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオンし、ゲート信号Ｓ２が「Ｌ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオフする。

商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止されて、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣがバッテリ２２の端子間電圧ＶＢよりも低下すると、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフ状態に固定されるとともに、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３のオンおよびオフが開始される。

ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオンされると、バッテリ２２の正極からリアクトルＸ１、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３、およびリアクトルＸ２を介してバッテリ２２の負極に電流が流れ、リアクトルＸ１，Ｘ２に電磁エネルギーが蓄えられる。ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオフされると、リアクトルＸ１からＩＧＢＴＱ２に流れていた電流がリアクトルＸ１からダイオードＤ１に転流され、コンデンサＣ１１，Ｃ１２、ダイオードＤ４、およびリアクトルＸ２を介してバッテリ２２の負極に流れ、コンデンサＣ１１，Ｃ１２が充電されるとともに、リアクトルＸ１，Ｘ２の電磁エネルギーが放出される。

ゲート信号Ｓ２が「Ｈ」レベルにされる時間（パルス幅）と１周期との比は、デューティ比と呼ばれる。ゲート信号Ｓ２のデューティ比を調整することにより、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣ＝ＶＤＣ１＋ＶＤＣ２を所定の参照直流電圧ＶＤＣｒに調整することが可能となっている。バッテリ２２の端子間電圧ＶＢは昇圧されて直流ラインＬ１，Ｌ２間に与えられ、ＶＢ＜ＶＤＣとなる。

ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、およびリアクトルＸ１，Ｘ２は、商用交流電源２１の停電時に、直流電圧ＶＢを直流電圧ＶＤＣに変換するチョッパを構成し、Ｃ１１，Ｃ１２はチョッパの出力電圧を安定化させるコンデンサを構成する。

制御回路７は、電流検出器６の出力信号Ｉｂｆに基づいて、商用交流電源２１の停電が発生したか否かを検知する。すなわち、商用交流電源２１の停電が発生すると、コンバータ３の運転が停止され、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２からインバータ８に直流電力が供給され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが下降する。ＶＤＣ＝ＶＢになると、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４をオンおよびオフさせてもＩＧＢＴＱ１，Ｑ４に電流が流れなくなり、さらにＶＤＣ＜ＶＢになると、バッテリ２２の正極からリアクトルＸ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１１，Ｃ１２、ダイオードＤ４、およびリアクトルＸ２を介してバッテリ２２の負極に電流Ｉｂが流れる。

したがって、商用交流電源２１の停電が発生すると、双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄからバッテリ２２の正極に流れる電流Ｉｂの極性が反転する。双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄからバッテリ２２の正極に流れる電流Ｉｂの極性を負とすると、制御回路７は、電流Ｉｂの極性が負から正に反転したときに、商用交流電源２１の停電が発生したことを検知する。なお、電流検出器６は、双方向チョッパ５内に設けられていても構わない。たとえば、電流検出器６は、ＩＧＢＴＱ１のエミッタとリアクトルＸ１との間に流れる電流Ｉｂを検出しても構わない。

さて、このような双方向チョッパ５では、商用交流電源２１の停電時においてバッテリ２２の直流電力をインバータ８に供給するときに、コンデンサＣ１１，Ｃ１２にリップル電流が流れてコンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度が上昇する。コンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇値が所定の上限値を超えると、熱暴走が発生してコンデンサＣ１１，Ｃ１２が破損する。コンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇を小さく抑制するためには、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の容量値を大きくする必要がある。

従来は、商用交流電源２１の停電時に流れる最大電流Ｉｂを定常的に流した場合におけるコンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇飽和値が上限値を超えないように、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の容量値を設定していた。このため、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の容量値が過大になり、装置が大型化しコスト高になっていた。本実施の形態１は、この問題を解決するものである。

図３は、制御回路７の構成を示すブロック図である。図３において、制御回路７は、参照電圧生成部３１，３６、補正部３２，３９、電圧検出器３３，３７、減算器３４，３８、電圧制御部３５，４０、極性判定器４１、放電判定器４２、およびＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部４３を含む。

参照電圧生成部３１は、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢの目標電圧である参照直流電圧ＶＢｒを生成する。補正部３２は、電流検出器６（図２）の出力信号Ｉｂｆに基づいて動作し、バッテリ２２に流入する電流Ｉｂに応じて参照直流電圧ＶＢｒを補正し、参照電圧補正値ＶＢｒ１を出力する。補正部３２は、たとえば、バッテリ２２の初期充電時に過大な電流Ｉｂが流れることを防止するため、電流Ｉｂの大きさをモニタしながら参照電圧補正値ＶＢｒ１を調整する。

電圧検出器３３は、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢを検出し、検出値を示す信号ＶＢｆを出力する。減算器３４は、参照電圧補正値ＶＢｒ１と電圧検出器３３の出力信号ＶＢｆによって示されるバッテリ２２の端子間電圧ＶＢとの偏差ΔＶＢ＝ＶＢｒ１−ＶＢを求める。電圧制御部３５は、偏差ΔＶＢに比例した値と偏差ΔＶＢの積分値とを加算して電圧指令値ＶＢｃを生成する。

補正部３２、減算器３４、および電圧制御部３５は、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢが参照直流電圧ＶＢｒになるように電圧指令値ＶＢｃを生成する第１の電圧指令部を構成する。

参照電圧生成部３６は、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣの目標電圧である参照直流電圧ＶＤＣｒを生成する。電圧検出器３７は、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣを検出し、検出値を示す信号ＶＤＣｆを出力する。減算器３８は、参照直流電圧ＶＤＣｒと電圧検出器３７の出力信号ＶＤＣｆによって示される直流電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ−ＶＤＣを求める。

補正部３９は、電流検出器６（図２）の出力信号Ｉｂｆに基づいて動作し、バッテリ２２から流出する電流Ｉｂの大きさに応じて偏差ΔＶＤＣを補正し、偏差補正値ΔＶＤＣ１を出力する。補正部３９は、たとえば、バッテリ２２の初期放電時に過大な電流Ｉｂが流れることを防止するため、電流Ｉｂの大きさをモニタしながら偏差補正値ΔＶＤＣ１を調整する。電圧制御部４０は、偏差補正値ΔＶＤＣ１に比例した値と偏差補正値ΔＶＤＣ１の積分値とを加算して電圧指令値ＶＤＣｃを生成する。

減算器３８、補正部３９、および電圧制御部４０は、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになるように電圧指令値ＶＤＣｃを生成する第２の電圧指令部を構成する。

極性判定器４１は、電流検出器６（図２）の出力信号Ｉｂｆに基づいて、双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄとバッテリ２２の正極との間に流れる直流電流Ｉｂの極性を判定し、判定結果を示す信号ＤＴ１を出力する。

双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄからバッテリ２２の正極に向かって直流電流Ｉｂが流れる場合（商用交流電源２１の健全時）には、直流電流Ｉｂは負極性であると判定され、信号ＤＴ１は「Ｌ」レベルにされる。逆に、バッテリ２２の正極から双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄに向かって直流電流Ｉｂが流れる場合（商用交流電源２１の停電時）には、直流電流Ｉｂは正極性であると判定され、信号ＤＴ１は「Ｈ」レベルにされる。

放電判定器４２は、信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源２１の停電時）に、電圧検出器３３の出力信号ＶＢｆと電流検出器６（図１、図２）の出力信号ＩＢｆに基づいて、バッテリ２２の直流電力を放電させることが可能か否かを判定し、判定結果を示す信号ＤＴ２を出力する。バッテリ２２の直流電力を放電させることが可能である場合には、信号ＤＴ２は「Ｈ」レベルにされる。バッテリ２２の直流電力を放電させることが可能でない場合には、信号ＤＴ２は「Ｌ」レベルにされる。

図４は、放電判定器４２の構成を示すブロック図である。図４において、放電判定器４２は、電圧判定部５１、記憶部５２、演算部５３、温度判定部５４、およびＡＮＤゲート５５を含む。

電圧判定部５１は、電圧検出器３３（図３）の出力信号ＶＢｆによって示される直流電圧ＶＢと、バッテリ２２（図１、図２）の放電終止電圧ＶＢＥとの高低を比較し、比較結果を示す信号φ５１を出力する。直流電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＢＥよりも高い場合には、信号φ５１は「Ｈ」レベルにされる。直流電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＢＥよりも低い場合には、信号φ５１は「Ｌ」レベルにされる。

記憶部５２には、商用交流電源２１の停電時における直流電流Ｉｂと、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇の時定数τと、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇飽和値Ｔｓとの関係を示す情報が格納されている。

ここで、Ｉｂ，τ，Ｔｓの関係を示す情報を取得する実験方法について説明する。コンデンサＣ１１，Ｃ１２の各々は、並列接続された複数の電解コンデンサを含む。図５に示すように、それらの電解コンデンサのうちの最も温度上昇が大きな電解コンデンサ６０（たとえば複数の電解コンデンサのうちの中央に配置された電解コンデンサ）を選択し、選択した電解コンデンサ６０の内部に温度センサ６１を配置し、電解コンデンサ６０の内部温度Ｔ１を検出する。

また、選択した電解コンデンサ６０の外部に温度センサ６２を配置し、電解コンデンサ６０の周囲温度Ｔ２を検出する。温度センサ６１の出力信号Ｔ１ｆによって示される電解コンデンサ６０の内部温度Ｔ１と、温度センサ６２の出力信号Ｔ２ｆによって示される電解コンデンサ６０の周囲温度Ｔ２との差を電解コンデンサ６０の温度上昇値Ｔ＝Ｔ１−Ｔ２とする。

なお、内部に温度センサ６１を配置した電解コンデンサ６０の寿命は短いので、実際に無停電電源装置１を運転しながら電解コンデンサ６０の内部温度Ｔ１を検出することはできない。

また、一定容量（たとえば４００ｋＷ）の負荷２３を無停電電源装置１に接続し、出力電圧ＶＢを調整することが可能な直流電源をバッテリ２２の代わりに接続する。直流電源の出力電圧ＶＢを所定値に設定し、商用交流電源２１の停電時と同様に双方向チョッパ５およびインバータ８を運転する。

電流検出器６によって直流電流Ｉｂを検出し、温度センサ６１，６２によって電解コンデンサ６０の温度上昇値Ｔ（Ｋ）を検出する。温度上昇値Ｔ（Ｋ）は時間の経過とともに徐々に上昇するので、温度上昇値Ｔ（Ｋ）が飽和するまで双方向チョッパ５およびインバータ８の運転を続け、温度上昇値Ｔ（Ｋ）の時間変化を示す曲線を描く。

図６は、電解コンデンサ６０の温度上昇値Ｔ（Ｋ）の時間変化を示すタイムチャートである。図６において、初期状態（時刻ｔ０）では、Ｉｂ＝０（Ａ），Ｔ＝０（ｋ）である。直流電圧ＶＢを所定値に設定する。時刻ｔ１において、双方向チョッパ５およびインバータ８の運転を開始すると、直流電流Ｉｂが流れ、温度上昇値Ｔ（Ｋ）が徐々に増大し、時刻ｔ３において温度上昇値Ｔ（Ｋ）が飽和し、温度上昇飽和値Ｔｓ（Ｋ）に到達する。

温度上昇値Ｔ（Ｋ）が０（ｋ）から温度上昇飽和値Ｔｓ（Ｋ）の６２．３（％）の値に到達するまでの時間が時定数τ＝ｔ２−ｔ１となる。直流電圧ＶＢを複数段階に変化させ、各直流電圧ＶＢ毎に温度上昇曲線Ａを描き、直流電圧ＶＢ（Ｖ）、直流電流Ｉｂ、温度上昇飽和値Ｔｓ、および時定数τを記録する。

図７は、図５および図６で説明した実験結果を例示する図である。図７では、負荷２３の消費電力ＰＬを４００（ｋＷ）に固定し、直流電圧ＶＢを４００，４２０，４４０，４８０（Ｖ）の４段階に変化させた場合が示されている。直流電圧ＶＢを４００，４２０，４４０，４８０（Ｖ）に変化させた場合、直流電流Ｉｂはそれぞれ１０００．０，９５２．４，９０９．１，８３３．３（Ａ）となり、温度上昇飽和値Ｔｓはそれぞれ５１，４８，４４，３９（Ｋ）となった。時定数τは、いずれの場合でも約１５分となった。

図８は、図７に示した直流電流Ｉｂと温度上昇飽和値Ｔｓとの関係を示す図である。図８において、曲線Ｂは、原点（Ｉｂ＝０，Ｔｓ＝０）と４つの点Ｐ１（Ｉｂ＝８３３．３，Ｔｓ＝３９），Ｐ２（Ｉｂ＝９０９．１，Ｔｓ＝４４），Ｐ３（Ｉｂ＝９５２．４，Ｔｓ＝４８），Ｐ４（Ｉｂ＝１０００．０，Ｔｓ＝５１）を通過している。温度上昇飽和値Ｔｓと直流電流Ｉｂの関数は、数式Ｔｓ＝ｆ（Ｉｂ）で近似することが可能となっている。この数式Ｔｓ＝ｆ（Ｉｂ）と時定数τとを記憶部５２に格納しておく。

再び図４を参照して、演算部５３は、信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源２１の停電時）に活性化され、電流検出器６の出力信号Ｉｂｆによって示される直流電流Ｉｂと、記憶部５２の記憶内容とに基づいて、所定時間Δｔ毎にコンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇推定値Ｔａを算出する。

図９は、演算部５３の動作を説明するためのタイムチャートである。図９において、（Ａ）はコンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇値Ｔ（Ｋ）の時間変化を示し、（Ｂ）は直流電流Ｉｂ（Ａ）の時間変化を示している。

図９では、ある時刻ｔ０において８３３．３（Ａ）の直流電流Ｉｂが流され、時刻ｔ０の後の時刻ｔ１において直流電流Ｉｂが１０００（Ａ）に増大された場合が示されている。時刻ｔ０では、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇値Ｔ０（Ｋ）が３９（Ｋ）になっている。演算部５３は、時刻ｔ１から所定時間Δｔだけ経過した後の時刻ｔ２における温度上昇推定値Ｔａを算出する。

すなわち、演算部５３は、まず時刻ｔ１における直流電流Ｉｂ＝１０００（Ａ）から温度上昇飽和値Ｔｓ＝ｆ（１０００）＝５１（Ｋ）を算出する。温度上昇値Ｔ（Ｋ）は、算出した温度上昇飽和値Ｔｓ＝５１（Ｋ）に向かって、時定数τで表される曲線Ｃに沿って増大すると推定される。演算部５３は、次式（１）に従って、時刻ｔ２における温度上昇推定値Ｔａを算出する。Ｎは、正の整数であり、１回算出する毎にインクリメント（＋１）される。

Ｔａ＝Ｔ０＋（Ｔｓ−Ｔ０）×［１−exp（−Δｔ×Ｎ／τ）］ …（１）
温度判定部５４は、演算部５３によって算出された温度上昇推定値Ｔａと上限値Ｔｈとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ５４を出力する。温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈよりも小さい場合には、信号φ５４は「Ｈ」レベルにされる。温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈよりも大きい場合には、信号φ５４は「Ｌ」レベルにされる。上限値Ｔｈは、たとえば４５（Ｋ）である。

ＡＮＤゲート５５は、信号φ５１，φ５４の論理積信号ＤＴ２を出力する。直流電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＢＥよりも高く、かつ温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈよりも低い場合には、信号ＤＴ２は「Ｈ」レベルとなり、バッテリ２２の放電が許可される。直流電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＢＥよりも低下した場合、または温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈよりも上昇した場合には、信号ＤＴ２は「Ｌ」レベルとなり、バッテリ２２の放電が禁止される。

図１０は、放電判定器４２の動作を説明するためのタイムチャートである。図１０において、（Ａ）は温度上昇飽和値Ｔｓおよび温度上昇推定値Ｔａの時間変化を示し、（Ｂ）はバッテリ２２の端子間電圧ＶＢ（直流電圧ＶＢ）の時間変化を示し、（Ｃ）はバッテリ２２の放電電流Ｉｂ（直流電流Ｉｂ）の時間変化を示している。図１０の横軸は、バッテリ２２の放電時間を示している。

図１０において、バッテリ２２の放電が開始されると、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢが初期値（たとえば４７０Ｖ）から徐々に下降する。負荷２３の消費電力が一定値（たとえば４００ｋＷ）であるので、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢが下降するに従ってバッテリ２２の放電電流Ｉｂが初期値（たとえば８５１Ａ）から徐々に上昇する。

演算部５３は、所定時間Δｔ（たとえば１分）毎に、温度上昇飽和値Ｔｓおよび温度上昇推定値Ｔａを算出する。バッテリ２２の放電電流Ｉｂが徐々に上昇するので、温度上昇飽和値Ｔｓも初期値（たとえば４０Ｋ）から徐々に上昇する。温度上昇推定値Ｔａは、初期値（０Ｋ）から徐々に上昇する。

図１０で示される場合では、放電開始から約３５分経過したときに温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈ（たとえば４５Ｋ）よりも高くなり、放電開始から約２６分経過したときにバッテリ２２の端子間電圧ＶＢが放電終止電圧（たとえば４００Ｖ）よりも低くなる。したがって、この場合は、放電開始から約２６分経過したときに電圧判定部５１（図４）の出力信号φ５１が「Ｌ」レベルに立ち下げられて信号ＤＴ２が「Ｌ」レベルに立ち下げられ、バッテリ２２の放電が禁止される。

再び図３を参照して、ＰＷＭ制御部４３は、極性判定器４１の出力信号ＤＴ１が「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源２１の健全時）には、電圧制御部３５からの電圧指令値ＶＢｃと所定周波数の三角波信号ＣＷとの比較結果に基づいてゲート信号Ｓ１を生成するとともに、ゲート信号Ｓ２を「Ｌ」レベルに固定する。

また、ＰＷＭ制御部４３は、極性判定器４１の出力信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルであり、かつ放電判定器４２の出力信号ＤＴ２が「Ｈ」レベルである場合（商用交流電源２１の停電時において、直流電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＢＥよりも高く、かつ温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈよりも低い場合）には、電圧制御部４０からの電圧指令値ＶＤＣｃと所定周波数の三角波信号ＣＷとの比較結果に基づいてゲート信号Ｓ２を生成するとともに、ゲート信号Ｓ１を「Ｌ」レベルに固定する。

また、ＰＷＭ演算部４３は、極性判定器４１の出力信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルであり、かつ放電判定器４２の出力信号ＤＴ２が「Ｌ」レベルである場合（商用交流電源２１の停電時において、直流電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＢＥよりも低い場合、または温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈよりも高い場合）には、ゲート信号Ｓ１，Ｓ２を「Ｌ」レベルに固定する。

図１１は、ＰＷＭ演算部４３の構成を示すブロック図である。図１１において、ＰＷＭ演算部４３は、三角波発生器７１、比較器７２，７３、セレクタ７４、および信号出力回路７５，７６を含む。

三角波発生器７１は、所定周波数の三角波信号ＣＷを生成する。比較器７２は、電圧制御部３５（図３）からの電圧指令値ＶＢｃと三角波信号ＣＷとの高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号φ１を出力する。ＶＢｃ＞ＣＷの場合はＰＷＭ信号φ１は「Ｈ」レベルにされ、ＶＢｃ＜ＣＷの場合はＰＷＭ信号φ１は「Ｌ」レベルにされる。

比較器７３は、電圧制御部４０（図３）からの電圧指令値ＶＤＣｃと三角波信号ＣＷとの高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ信号φ２を出力する。ＶＤＣｃ＞ＣＷの場合はＰＷＭ信号φ２は「Ｈ」レベルにされ、ＶＤＣｃ＜ＣＷの場合はＰＷＭ信号φ２は「Ｌ」レベルにされる。

セレクタ７４は、極性判定器４１（図３）の出力信号ＤＴ１が「Ｌ」レベルである場合には、ＰＷＭ信号φ１，φ２のうちのＰＷＭ信号φ１を選択し、選択したＰＷＭ信号φ１をＰＷＭ信号φ１Ａとして信号出力回路７５に与えるとともに、「Ｌ」レベルに固定されたＰＷＭ信号φ２Ａを信号出力回路７６に与える。

またセレクタ７４は、極性判定器４１（図３）の出力信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルである場合には、ＰＷＭ信号φ１，φ２のうちのＰＷＭ信号φ２を選択し、選択したＰＷＭ信号φ２をＰＷＭ信号φ２Ａとして信号出力回路７６に与えるとともに、「Ｌ」レベルに固定されたＰＷＭ信号φ１Ａを信号出力回路７５に与える。

信号出力回路７５は、信号ＤＴ２が「Ｈ」レベルである場合に活性化され、セレクタ７４からのＰＷＭ信号φ１Ａに増幅およびレベル変換処理を施し、ＰＷＭ信号φ１Ａと同じ波形のゲート信号Ｓ１を生成して、双方向チョッパ５のＩＧＢＴＱ１，Ｑ４のゲートに与える。信号ＤＴ２が「Ｌ」レベルである場合には、信号出力回路７５はゲート信号Ｓ１を「Ｌ」レベルに固定する。

信号出力回路７６は、信号ＤＴ２が「Ｈ」レベルである場合に活性化され、セレクタ７４からのＰＷＭ信号φ２Ａに増幅およびレベル変換処理を施し、ＰＷＭ信号φ２Ａと同じ波形のゲート信号Ｓ２を生成して、双方向チョッパ５のＩＧＢＴＱ２，Ｑ３のゲートに与える。信号ＤＴ２が「Ｌ」レベルである場合には、信号出力回路７６はゲート信号Ｓ２を「Ｌ」レベルに固定する。

図１２は、ＰＷＭ制御部４３の動作を説明するためのタイムチャートである。図１２において、（Ａ）は電圧指令値ＶＤＣｃ、三角波信号ＣＷ、およびＰＷＭ信号φ２の波形を示すタイムチャートである。図１２（Ａ）に示すように、三角波信号ＣＷは、負側ピーク値と正側ピーク値の間で一定周波数で変化する。電圧指令値ＶＤＣｃは、負側ピーク値と正側ピーク値の間で変化する。図１２（Ａ）では、電圧指令値ＶＤＣｃが負の値から正の値まで直線的に変化した場合が示されている。

図１２（Ａ），（Ｂ）に示すように、電圧指令値ＶＤＣｃが三角波信号ＣＷよりも大きい場合にはＰＷＭ信号φ２が「Ｈ」レベルになり、電圧指令値ＶＤＣｃが三角波信号ＣＷよりも小さい場合にＰＷＭ信号φ２が「Ｌ」レベルになる。したがって、電圧指令値ＶＤＣｃが増加するに従ってＰＷＭ信号φ２のデューティ比が増大する。

電圧指令値ＶＢｃ、三角波信号ＣＷ、およびＰＷＭ信号φ１の波形は、電圧指令値ＶＤＣｃ、三角波信号ＣＷ、およびＰＷＭ信号φ２の波形と同様であるので、その説明は繰り返さない。

次に、図１〜図１２に示した無停電電源装置１の動作について説明する。インバータ給電モードが選択され、電磁接触器１２がオンされ、電磁接触器１３がオフされているものとする。商用交流電源２１の健全時には、商用交流電源２１から供給される交流電力がコンバータ３によって直流電力に変換され、その直流電力がインバータ８によって交流電力に変換されて負荷２３に供給され、負荷２３が運転される。

また、コンバータ３によって生成された直流電力の一部は、双方向チョッパ５によってバッテリ２２に蓄えられる。このとき、制御回路７（図３）では、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢが参照直流電圧ＶＢｒになるように電圧指令値ＶＢｃが生成されるとともに、極性判定器４１によって信号ＤＴ１が「Ｌ」レベルにされる。

ＰＷＭ制御部４３（図１１）では、三角波信号ＣＷと電圧指令値ＶＢｃの比較結果を示すＰＷＭ信号φ１が生成され、そのＰＷＭ信号φ１と同じ波形のゲート信号Ｓ１が生成される。このゲート信号Ｓ１によって双方向チョッパ５のＩＧＢＴＱ１，Ｑ４（図２）がオンおよびオフされ、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが降圧されてバッテリ２２に供給される。

商用交流電源２１の停電が発生すると、コンバータ３の運転が停止され、バッテリ２２の直流電力が双方向チョッパ５によってインバータ８に供給され、交流電力に変換されて負荷２３に供給される。

すなわち、コンバータ３の運転が停止されて直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが低下すると、バッテリ２２の正極から双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｄ（図２）に向かって電流Ｉｂが流れ、電流Ｉｂの極性が負から正に反転し、極性判定器４１（図３）の出力信号ＤＴ１が「Ｈ」レベルされる。また、制御回路７（図３）では、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが参照直流電圧ＶＤＣｒになるように電圧指令値ＶＤＣｃが生成される。

ＰＷＭ制御部４３（図１１）では、三角波信号ＣＷと電圧指令値ＶＤＣｃの比較結果を示すＰＷＭ信号φ２が生成され、そのＰＷＭ信号φ２と同じ波形のゲート信号Ｓ２が生成される。このゲート信号Ｓ２によって双方向チョッパ５のＩＧＢＴＱ２，Ｑ３（図２）がオンおよびオフされ、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢが昇圧され、直流ラインＬ１，Ｌ２を介してインバータ８に供給される。

また、商用交流電源２１の停電が発生すると、演算部５３（図４）によってコンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇推定値Ｔａが所定時間Δｔ毎に算出される。算出された温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈを超えると、温度判定部５４によって信号φ５４が「Ｌ」レベルに立ち下げられ、信号ＤＴ２が「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

また、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＢＥよりも低下した場合には、温度判定部５４によって信号φ５１が「Ｌ」レベルに立ち下げられ、信号ＤＴ２が「Ｌ」レベルに立ち下げられる。信号ＤＴ２が「Ｌ」レベルにされると、信号出力回路７５，７６によって信号Ｓ１，Ｓ２が「Ｌ」レベルに固定され、バッテリ２２の放電が停止される。

以上のように、この実施の形態１では、電流検出器６の検出結果と記憶部５２の記憶内容とに基づいて、所定時間Δｔが経過する毎にコンデンサＣ１１，Ｃ１２の温度上昇推定値Ｔａを算出し、算出した温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈよりも高い場合に双方向チョッパ５の運転を停止させる。したがって、従来と比べて小容量のコンデンサＣ１１，Ｃ１２を使用することができ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。

なお、この実施の形態１では、コンバータ３の出力電圧を安定化させるためのコンデンサＣ１，Ｃ２と、双方向チョッパ５の出力電圧を安定化させるためのコンデンサＣ１１，Ｃ１２とが別々に設けられている場合について説明したが、これに限るものではなく、コンデンサＣ１，Ｃ２がコンデンサＣ１１，Ｃ１２を含んでいる場合でも同じ効果が得られる。ただし、コンデンサＣ１，Ｃ２の各々は、並列接続された複数の電解コンデンサを含むので、それらの電解コンデンサのうちの最も温度上昇が大きな電解コンデンサ６０（図５）を選択し、選択した電解コンデンサ６０の内部温度Ｔ１と周囲温度Ｔ２を検出する必要がある。

［実施の形態２］
図１３は、実施の形態２による無停電電源装置８１の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図１３を参照して、この無停電電源装置８１が図１の無停電電源装置１と異なる点は、コンバータ３、インバータ８、および双方向チョッパ５がそれぞれコンバータ３Ａ、インバータ８Ａ、および双方向チョッパ５Ａで置換され、制御回路４，７，１４がそれぞれ制御回路４Ａ，７Ａ，１４Ａで置換され、コンデンサＣ１，Ｃ２がコンデンサＣ３で置換され、直流ラインＬ３が除去されている点である。

コンバータ３Ａは、制御回路４Ａによって制御され、商用交流電源２１の健全時には、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１，Ｌ２に出力する。商用交流電源２１の停電時には、コンバータ３Ａの運転は停止される。コンバータ３Ａの直流出力電圧ＶＤＣは、所望の値に制御可能になっている。

コンデンサＣ３は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の電圧を平滑化および安定化させる。直流ラインＬｌ，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御回路４Ａによって検出される。

制御回路４Ａは、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて商用交流電源２１の停電が発生したか否かを検出する。商用交流電源２１の健全時には、制御回路４Ａは、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、および直流電圧ＶＤＣに基づいて、直流電圧ＶＤＣが所定の参照直流電圧ＶＤＣｒ（たとえば、６６０Ｖ）になるようにコンバータ３Ａを制御する。商用交流電源２１の停電時には、制御回路４Ａは、コンバータ３Ａの運転を停止させる。

直流ラインＬ１，Ｌ２は、インバータ８Ａに接続されるとともに、双方向チョッパ５Ａの高電圧側ノード５ａ，５ｂにそれぞれ接続される。双方向チョッパ５Ａの低電圧側ノード５ｄ，５ｅは、それぞれバッテリ２２の正極および負極に接続される。

双方向チョッパ５Ａは、制御回路７Ａによって制御され、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ３Ａによって生成された直流電力をバッテリ２２に蓄え、商用交流電源２１の停電時には、バッテリ２２の直流電力を直流ラインＬ１，Ｌ２を介してインバータ８Ａに供給する。

直流ラインＬｌ，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御回路７Ａによって検出される。電流検出器６は、双方向チョッパ５の低電圧側ノード５ｃとバッテリ２２の正極との間に流れる直流電流Ｉｂを検出し、その検出値を示す信号Ｉｂｆを制御回路７Ａに与える。バッテリ２２の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御回路７Ａによって検出される。

制御回路７Ａは、直流電圧ＶＤＣ、直流電流Ｉｂ、およびバッテリ２２の端子間電圧ＶＢに基づいて、双方向チョッパ５Ａを制御する。制御回路７Ａは、直流電流Ｉｂの極性に基づいて、商用交流電源２１の停電が発生したか否かを判別する。

制御回路７Ａは、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ３Ａによって生成された直流電力がバッテリ２２に蓄えられ、かつバッテリ２２の端子間電圧ＶＢが所定の参照直流電圧ＶＢｒ（たとえば、４８０Ｖ）になるように双方向チョッパ５Ａを制御する。

また、制御回路７Ａは、商用交流電源２１の停電が発生したことに応じて、バッテリ２２の直流電力がインバータ８Ａに供給され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが所定の参照直流電圧ＶＤＣｒ（たとえば、６６０Ｖ）になるように双方向チョッパ５Ａを制御する。

また、制御回路７Ａは、直流電流Ｉｂと、双方向チョッパ５Ａに含まれるコンデンサＣ１１の温度上昇の時定数τと、コンデンサＣ１１の温度上昇飽和値Ｔｓとの関係を示す情報を記憶している。制御回路７Ａは、商用交流電源２１の停電時には、直流電源Ｉｂと記憶した情報とに基づいて、所定時間Δｔが経過する毎にコンデンサＣ１１の温度上昇推定値Ｔａを算出し、算出した温度上昇推定値Ｔａが上限値Ｔｈを超えた場合には、双方向チョッパ５Ａの運転を停止する。

インバータ８Ａは、制御回路１４Ａによって制御され、コンバータ３Ａまたは双方向チョッパ５Ａから直流ラインＬ１，Ｌ２を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ８Ａは、商用交流電源２１の健全時には、コンバータ３Ａから直流ラインＬ１，Ｌ２を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、商用交流電源２１の停電が発生したことに応じて、バッテリ２２から双方向チョッパ５Ａを介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ８Ａの交流出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。

図１４は、双方向チョッパ５Ａの構成を示す回路図であって、図２と対比される図である。図１４において、双方向チョッパ５Ａは、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＸ１、およびコンデンサＣ１１を含む。

ＩＧＢＴＱ１のコレクタは高電圧側ノード５ａに接続され、そのエミッタはリアクトルＸ１を介して低電圧側ノード５ｄに接続されるとともに、ＩＧＢＴＱ２のコレクタに接続される。ＩＧＢＴＱ２のエミッタは、高電圧側ノード５ｂおよび低電圧側ノード５ｅに接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれＩＧＢＴＱ１，Ｑ２に逆並列に接続される。コンデンサＣ１１は、高電圧側ノード５ａ，５ｂ間に接続され、高電圧側ノード５ａ，５ｂ間の直流電圧ＶＤＣを安定化させる。

ＩＧＢＴＱ１（第１のスイッチング素子）は、商用交流電源２１の健全時に、所定周波数でオンおよびオフされ、コンバータ３Ａによって生成された直流電力をバッテリ２２に蓄える。商用交流電源２１の健全時には、ＩＧＢＴＱ２はオフ状態に固定される。

ＩＧＢＴＱ１は、制御回路７Ａからのゲート信号Ｓ１によって制御される。ゲート信号Ｓ１は、所定周波数で「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｓ１が「Ｈ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ１がオンし、ゲート信号Ｓ１が「Ｌ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ１がオフする。

商用交流電源２１の健全時において、ＶＤＣ＞ＶＢである場合にＩＧＢＴＱ１がオンされると、直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１、リアクトルＸ１、およびバッテリ２２を介して直流ラインＬ２に至る経路に電流Ｉｂが流れ、バッテリ２２が充電されるとともに、リアクトルＸ１に電磁エネルギーが蓄えられる。

ＩＧＢＴＱ１がオフされると、リアクトルＸ１の一方端子（バッテリ２２側の端子）からバッテリ２２およびダイオードＤ２を介してリアクトルＸ１の他方端子に至る経路で電流が流れ、バッテリ２２が充電されるとともに、リアクトルＸ１の電磁エネルギーが放出される。

ゲート信号Ｓ１が「Ｈ」レベルにされる時間（パルス幅）と１周期との比は、デューティ比と呼ばれる。ゲート信号Ｓ１のデューティ比を調整することにより、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢを所定の参照直流電圧ＶＢｒに調整することが可能となっている。直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣは降圧されてバッテリ２２に与えられ、ＶＢ＜ＶＤＣとなる。

ＩＧＢＴＱ２（第２のスイッチング素子）は、商用交流電源２１の停電が発生したことに応じて、所定周波数でオンおよびオフされ、バッテリ２２の直流電力をインバータ８Ａに供給する。

ＩＧＢＴＱ２は、制御回路７Ａからのゲート信号Ｓ２によって制御される。ゲート信号Ｓ２は、所定周波数で「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルにされる。ゲート信号Ｓ２が「Ｈ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ２がオンし、ゲート信号Ｓ２が「Ｌ」レベルにされるとＩＧＢＴＱ２がオフする。

商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止されて、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣがバッテリ２２の端子間電圧ＶＢよりも低下すると、ＩＧＢＴＱ１がオフ状態に固定されるとともに、ＩＧＢＴＱ２のオンおよびオフが開始される。

ＩＧＢＴＱ２がオンされると、バッテリ２２の正極からリアクトルＸ１およびＩＧＢＴＱ２を介してバッテリ２２の負極に電流が流れ、リアクトルＸ１に電磁エネルギーが蓄えられる。ＩＧＢＴＱ２がオフされると、リアクトルＸ１からＩＧＢＴＱ２に流れていた電流がリアクトルＸ１からダイオードＤ１に転流され、コンデンサＣ１１を介してバッテリ２２の負極に流れ、バッテリ２２が充電されるとともに、リアクトルＸ１の電磁エネルギーが放出される。

ゲート信号Ｓ２が「Ｈ」レベルにされる時間（パルス幅）と１周期との比は、デューティ比と呼ばれる。ゲート信号Ｓ２のデューティ比を調整することにより、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣを所定の参照直流電圧ＶＤＣｒに調整することが可能となっている。バッテリ２２の端子間電圧ＶＢは昇圧されて直流ラインＬ１，Ｌ２間に与えられ、ＶＢ＜ＶＤＣとなる。

制御回路７Ａは、電流検出器６の出力信号Ｉｂｆに基づいて、商用交流電源２１の停電が発生したか否かを検知する。すなわち、商用交流電源２１の停電が発生すると、コンバータ３Ａの運転が停止され、コンデンサＣ３からインバータ８Ａに直流電力が供給され、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣが下降する。ＶＤＣ＝ＶＢになると、ＩＧＢＴＱ１をオンおよびオフさせてもＩＧＢＴＱ１に電流が流れなくなり、さらにＶＤＣ＜ＶＢになると、バッテリ２２の正極からリアクトルＸ１、ダイオードＤ１、およびコンデンサＣ１を介してバッテリ２２の負極に電流Ｉｂが流れる。

したがって、商用交流電源２１の停電が発生すると、双方向チョッパ５Ａの低電圧側ノード５ｄからバッテリ２２の正極に流れる電流Ｉｂの極性が反転する。双方向チョッパ５Ａの低電圧側ノード５ｄからバッテリ２２の正極に流れる電流Ｉｂの極性を負とすると、制御回路７Ａは、電流Ｉｂの極性が負から正に反転したときに、商用交流電源２１の停電が発生したと判別する。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

この実施の形態２でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。
なお、この実施の形態２では、コンバータ３Ａの出力電圧を安定化させるためのコンデンサＣ３と、双方向チョッパ５Ａの出力電圧を安定化させるためのコンデンサＣ１１とが別々に設けられている場合について説明したが、これに限るものではなく、コンデンサＣ３がコンデンサＣ１１を含んでいる場合でも同じ効果が得られる。ただし、コンデンサＣ３は、並列接続された複数の電解コンデンサを含むので、それらの電解コンデンサのうちの最も温度上昇が大きな電解コンデンサ６０（図５）を選択し、選択した電解コンデンサ６０の内部温度Ｔ１と周囲温度Ｔ２を検出する必要がある。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，８１ 無停電電源装置、２，６，９ 電流検出器、３，３Ａ コンバータ、Ｌ１〜Ｌ３ 直流ライン、Ｃ１〜Ｃ３，Ｃ１１，Ｃ１２ コンデンサ、４，４Ａ，７，７Ａ，１４，１４Ａ 制御回路、５，５Ａ 双方向チョッパ、８，８Ａ インバータ、１０，Ｘ１，Ｘ２ リアクトル、１２，１３ 電磁接触器、Ｑ１〜Ｑ４ ＩＧＢＴ、Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、Ｘ１，Ｘ２ リアクトル、２１ 商用交流電源、２２ バッテリ、２３ 負荷、３１，３６ 参照電圧生成部、３２，３９ 補正部、３３，３７ 電圧検出器、３４，３８ 減算器、３５，４０ 電圧制御部、４１ 極性判定器、４２ 放電判定器、４３ ＰＷＭ制御部、５１ 電圧判定部、５２ 記憶部、５３ 演算部、５４ 温度判定部、５５ ＡＮＤゲート、６０ 電解コンデンサ、６１，６２ 温度センサ、７１ 三角波発生器、７２，７３ 比較器、７４ セレクタ、７５，７６ 信号出力回路。

Claims (5)

1. 直流電源から供給される第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換して直流負荷に供給するチョッパと、
   前記第２の直流電圧を安定化させるコンデンサと、
   前記直流電源の出力電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器の検出結果に基づいて、予め定められた時間が経過する毎に前記コンデンサの温度上昇値を推定し、推定した温度上昇値が上限値よりも高い場合に前記チョッパの運転を停止させる制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記直流電源の出力電流と、前記コンデンサの温度上昇の時定数と、前記コンデンサの温度上昇飽和値との関係を示す情報を記憶した記憶部と、
   前記電流検出器の検出結果と前記記憶部の記憶内容とに基づいて、前記予め定められた時間が経過する毎に前記コンデンサの温度上昇推定値を算出する演算部と、
   前記温度上昇推定値が前記上限値よりも低い場合には、前記コンデンサの端子間電圧が参照電圧になるように前記チョッパを制御し、前記温度上昇推定値が前記上限値よりも高い場合には、前記チョッパの運転を停止させる制御部とを含む、電力変換装置。
2. 前記直流電源は、直流電力を蓄える電力貯蔵装置であり、
   前記制御回路は、前記電力貯蔵装置の端子間電圧が放電終止電圧に低下した場合にも前記チョッパの運転を停止させる、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記チョッパおよび前記コンデンサは双方向チョッパを構成し、
   前記電力変換装置は、さらに、
   交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する順変換器と、
   前記順変換器または前記双方向チョッパから供給される直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給する逆変換器とを備え、
   前記逆変換器および前記交流負荷は前記直流負荷を構成し、
   前記双方向チョッパは、前記交流電源の健全時には、前記順変換器によって生成される直流電力の一部を前記電力貯蔵装置に蓄え、前記交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置の直流電力を前記順変換器に供給する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記コンデンサは、直列接続された第１および第２の副コンデンサを含み、
   前記双方向チョッパは、
   前記第１の副コンデンサの正極および負極間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、
   前記第２の副コンデンサの正極および負極間に直列接続された第３および第４のスイッチング素子と、
   それぞれ前記第１〜第４のスイッチング素子に逆並列に接続された第１〜第４のダイオードと、
   前記電力貯蔵装置の正極と前記第１および第２のスイッチング素子の間の第１のノードとの間に接続された第１のリアクトルと、
   前記第１および第２のスイッチング素子の間の第２のノードと前記電力貯蔵装置の負極との間に接続された第２のリアクトルとを含み、
   前記制御回路は、
   前記交流電源の健全時には、前記第１および第４のスイッチング素子をオンおよびオフさせ、
   前記交流電源の停電時には、前記第２および第３のスイッチング素子をオンおよびオフさせ、
   前記双方向チョッパの運転を停止させる場合には、前記第１〜第４のスイッチング素子をオフさせる、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記双方向チョッパは、
   前記コンデンサの正極および負極間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、
   それぞれ前記第１および第２のスイッチング素子に逆並列に接続された第１および第２のダイオードと、
   前記電力貯蔵装置の正極と前記第１および第２のスイッチング素子の間のノードとの間に接続されたリアクトルとを含み、
   前記制御回路は、
   前記交流電源の健全時には、前記第１のスイッチング素子をオンおよびオフさせ、
   前記交流電源の停電時には、前記第２のスイッチング素子がオンおよびオフさせ、
   前記双方向チョッパの運転を停止させる場合には、前記第１および第２のスイッチング素子をオフさせる、請求項３に記載の電力変換装置。

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